JP2533598B2 - Ｄｃブラシレスモ―タ - Google Patents
Ｄｃブラシレスモ―タInfo
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- JP2533598B2 JP2533598B2 JP63032272A JP3227288A JP2533598B2 JP 2533598 B2 JP2533598 B2 JP 2533598B2 JP 63032272 A JP63032272 A JP 63032272A JP 3227288 A JP3227288 A JP 3227288A JP 2533598 B2 JP2533598 B2 JP 2533598B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は位置検出にホール素子を用いたDCブラシレス
モータに関するものである。
モータに関するものである。
一般に低価格の製品に使用されるモータは３相ブラシ
付きモータが多かったが近年電子回路部品の低価格化や
ブラシによる火花、雑音等の解消、長寿命化の要求によ
ってDCブラシレスモータにとって変わりつつある。
付きモータが多かったが近年電子回路部品の低価格化や
ブラシによる火花、雑音等の解消、長寿命化の要求によ
ってDCブラシレスモータにとって変わりつつある。
このDCブラシレスモータのなかで２相式のものは構成
する部品点数が最も少なく、低コスト化に適している。
する部品点数が最も少なく、低コスト化に適している。
またこの種のブラシレスモータの回転速度の切換とし
てしては通常商用電源と主電源部との間に直列挿入した
抵抗の値を変化させることにより行っていた。
てしては通常商用電源と主電源部との間に直列挿入した
抵抗の値を変化させることにより行っていた。
又通常ホール素子や電流切換回路の制御電源部には平
滑用コンでンサとツエナーダイオードを使用した安定化
電源回路が用いられていた。
滑用コンでンサとツエナーダイオードを使用した安定化
電源回路が用いられていた。
ところで上述の特徴と有する２相式のDCブラシレスモ
ータでは固定子の巻線に流す電流の供給源として平滑さ
れたリップルの小さい安定化電源を使用しなければなら
ないという制限があった。
ータでは固定子の巻線に流す電流の供給源として平滑さ
れたリップルの小さい安定化電源を使用しなければなら
ないという制限があった。
つまりこの２相式DCブラシレスモータを商用電源を整
流して得られた脈流電源で駆動した場合、モータ自体が
持つ第９図（ａ）（ｂ）に示す各相の巻線に発生するト
ルクTa,Tbを合成した第９図（ｃ）に示すトルクTa＋ｂ
のリップルと電源のリップルとが同期し、電源電圧と速
度の関係が直線的で無いため任意の回転数でモータを制
御することが難しいという欠点があった。
流して得られた脈流電源で駆動した場合、モータ自体が
持つ第９図（ａ）（ｂ）に示す各相の巻線に発生するト
ルクTa,Tbを合成した第９図（ｃ）に示すトルクTa＋ｂ
のリップルと電源のリップルとが同期し、電源電圧と速
度の関係が直線的で無いため任意の回転数でモータを制
御することが難しいという欠点があった。
このような点から鑑みて３相以上のDCブラシレスモー
タにも固定子の巻線の電源供給源とし安定化電源を使用
しているのが常であった。
タにも固定子の巻線の電源供給源とし安定化電源を使用
しているのが常であった。
また回転速度の切り換えを行う場合抵抗変化で行って
いたため抵抗での損失が大きくモータ全体の効率が悪い
という問題があった。
いたため抵抗での損失が大きくモータ全体の効率が悪い
という問題があった。
更に制御電源部では電源投入から平滑用コンデンサの
電圧が電流切換回路が安定して動作する電圧に達するま
でに時間がかかり、或いは電源遮断時から平滑用コンデ
ンサの電圧が電流切換回路が全く動作しないレベルに低
下するまでに時間がかかるため、この間に於いて電流切
換回路が不安定動作し、振動発生等の不都合が生じてい
た。
電圧が電流切換回路が安定して動作する電圧に達するま
でに時間がかかり、或いは電源遮断時から平滑用コンデ
ンサの電圧が電流切換回路が全く動作しないレベルに低
下するまでに時間がかかるため、この間に於いて電流切
換回路が不安定動作し、振動発生等の不都合が生じてい
た。
本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、請求
項１の発明の目的は、安定化電源を使用することなくリ
ップルの大きな脈流電源を用いても同期現象を回避で
き、制御性が良く且つ雑音発生が小さく長寿命で安価に
製作でき、更にモータの起動時と定常時とのコイルイン
ピーダンス変動に左右されることなく安定した状態で制
御用の電源を得ることができ、またモータの回転速度の
切換えを損失を増やすことなく行えるDCブラシレスモー
タを提供するにある。
項１の発明の目的は、安定化電源を使用することなくリ
ップルの大きな脈流電源を用いても同期現象を回避で
き、制御性が良く且つ雑音発生が小さく長寿命で安価に
製作でき、更にモータの起動時と定常時とのコイルイン
ピーダンス変動に左右されることなく安定した状態で制
御用の電源を得ることができ、またモータの回転速度の
切換えを損失を増やすことなく行えるDCブラシレスモー
タを提供するにある。
請求項２、３の発明の目的とするところは電源投入
時、或いは遮断時に振動発生等が生じない安定した動作
が得られるDCブラシレスモータを提供することを目的と
する。
時、或いは遮断時に振動発生等が生じない安定した動作
が得られるDCブラシレスモータを提供することを目的と
する。
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、Ｎ
極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石回転子と、
巻線の電流方向が固定された複数組の磁極を有する固定
子と、該固定子に装着され通過する永久磁石回転子の磁
極の極性を検出するホール素子と、このホール素子の検
出出力により制御され、固定子の各巻線に電流を切換供
給する電流切換回路とを基本的な構成とし備え、その上
に上記固定子の巻線として３相以上のものを用いるとと
もに、電流切換回路の主電源として商用電源を整流する
整流器と降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力を用
い、上記商用電源と上記降圧用抵抗との接続点と、上記
電流切換回路及びホール素子に安定化した制御用電源を
供給する制御電源部の電源入力端との間に抵抗と別の整
流器との直列回路を挿入し、上記商用電源と主電源部と
の間に半波整流器とスイッチとの並列回路を挿入してい
る。
極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石回転子と、
巻線の電流方向が固定された複数組の磁極を有する固定
子と、該固定子に装着され通過する永久磁石回転子の磁
極の極性を検出するホール素子と、このホール素子の検
出出力により制御され、固定子の各巻線に電流を切換供
給する電流切換回路とを基本的な構成とし備え、その上
に上記固定子の巻線として３相以上のものを用いるとと
もに、電流切換回路の主電源として商用電源を整流する
整流器と降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力を用
い、上記商用電源と上記降圧用抵抗との接続点と、上記
電流切換回路及びホール素子に安定化した制御用電源を
供給する制御電源部の電源入力端との間に抵抗と別の整
流器との直列回路を挿入し、上記商用電源と主電源部と
の間に半波整流器とスイッチとの並列回路を挿入してい
る。
請求項２の発明では、Ｎ極、Ｓ極を交互に周方向に着
磁した永久磁石回転子と、巻線の電流方向が固定された
複数組の磁極を有する固定子と、該固定子に装着され通
過する永久磁石回転子の磁極の極性を検出するホール素
子と、このホール素子の検出出力により制御され、固定
子の各巻線に電流を供給する電流切換回路とを備えたDC
ブラシレスモータにおいて、上記各ホール素子からの検
出出力を各別に波形整形して出力するコンパレータと、
該コンパレータの各出力端に直列に接続され、コンパレ
ータから出力される信号電圧が一定レベル以上であると
きにオンする電圧スイッチング素子と、該電圧スイッチ
ング素子を介してベース電流が供給されてオン動作し、
対応する上記固定子の巻線に電流を流すトランジスタと
から上記電流切換回路を構成したものである。
磁した永久磁石回転子と、巻線の電流方向が固定された
複数組の磁極を有する固定子と、該固定子に装着され通
過する永久磁石回転子の磁極の極性を検出するホール素
子と、このホール素子の検出出力により制御され、固定
子の各巻線に電流を供給する電流切換回路とを備えたDC
ブラシレスモータにおいて、上記各ホール素子からの検
出出力を各別に波形整形して出力するコンパレータと、
該コンパレータの各出力端に直列に接続され、コンパレ
ータから出力される信号電圧が一定レベル以上であると
きにオンする電圧スイッチング素子と、該電圧スイッチ
ング素子を介してベース電流が供給されてオン動作し、
対応する上記固定子の巻線に電流を流すトランジスタと
から上記電流切換回路を構成したものである。
請求項３の発明では、請求項２の発明において、電圧
スイッチング素子としてダイオードを用いている。
スイッチング素子としてダイオードを用いている。
しかして電流切換回路の動作に応じて固定子の巻線に
順次主電源部から脈流電流が流れるが、各巻線には回転
トルクが発生し、全体としこれら回転トルクを合成した
トルクによってモータが回転する。この合成トルクのリ
ップルは２相DCブラシレスモータのトルクリップルに比
べて小さくなっているため、電源の脈動の影響が受けに
くく、脈流電流での駆動は実用に耐えうるものである。
また電気的時定数L/Rが降圧作用抵抗により小さくなる
ため、起動時と定常時との差を少なくでき、電流切換回
路の電流制御のためのスイッチング素子のオフ時のスト
レスが小さくなる。
順次主電源部から脈流電流が流れるが、各巻線には回転
トルクが発生し、全体としこれら回転トルクを合成した
トルクによってモータが回転する。この合成トルクのリ
ップルは２相DCブラシレスモータのトルクリップルに比
べて小さくなっているため、電源の脈動の影響が受けに
くく、脈流電流での駆動は実用に耐えうるものである。
また電気的時定数L/Rが降圧作用抵抗により小さくなる
ため、起動時と定常時との差を少なくでき、電流切換回
路の電流制御のためのスイッチング素子のオフ時のスト
レスが小さくなる。
次に商用電源を遮断すると、モータ自体は慣性力で徐
々に回転数を落としながら停止することになる。
々に回転数を落としながら停止することになる。
ここで商用電源と降圧用抵抗との接続点と、制御電源
部の電源入力端との間に抵抗と別の整流器との直列回路
を挿入することにより、起動時と定常時とのコイルイン
ピーダンス変動に左右されずに商用電源から制御電源部
に電源入力があり、安定した状態で上記電流切換回路及
びホール素子へ電源供給すことができる。
部の電源入力端との間に抵抗と別の整流器との直列回路
を挿入することにより、起動時と定常時とのコイルイン
ピーダンス変動に左右されずに商用電源から制御電源部
に電源入力があり、安定した状態で上記電流切換回路及
びホール素子へ電源供給すことができる。
又回転速度の切り換えのために上記商用電源と主電源
部との間に半波整流器とスイッチイとの並列回路を挿入
することにより、上記スイッチのオンオフで駆動電力を
損失なく切り換えることができ、また上記制御電源部へ
影響を及ぼすことがない。
部との間に半波整流器とスイッチイとの並列回路を挿入
することにより、上記スイッチのオンオフで駆動電力を
損失なく切り換えることができ、また上記制御電源部へ
影響を及ぼすことがない。
上記各ホール素子からの検出出力を波形整形するコン
パレータと、該コンパレータの出力端に直列に接続さ
れ、コンパレータから出力される信号電圧が一定レベル
以上であるときにオンする電圧スイッチング素子と、該
電圧スイッチング素子を介してベース電流が供給されて
オン動作し、対応する固定子の巻線に電流を流すトラン
ジスタとから上記電流切換回路を構成することにより、
制御電源部の出力電圧が一定以上に達しない場合には電
圧スイッチング素子がオンせず、そのため不安定な状態
でコンパレータからの出力でトランジスタがオン駆動さ
れることが無く、結果振動や騒音の発生が起動時や停止
時に生じるのを防止できるのである。
パレータと、該コンパレータの出力端に直列に接続さ
れ、コンパレータから出力される信号電圧が一定レベル
以上であるときにオンする電圧スイッチング素子と、該
電圧スイッチング素子を介してベース電流が供給されて
オン動作し、対応する固定子の巻線に電流を流すトラン
ジスタとから上記電流切換回路を構成することにより、
制御電源部の出力電圧が一定以上に達しない場合には電
圧スイッチング素子がオンせず、そのため不安定な状態
でコンパレータからの出力でトランジスタがオン駆動さ
れることが無く、結果振動や騒音の発生が起動時や停止
時に生じるのを防止できるのである。
以下本発明を実施例により説明する。
（実施例１） 第１図は３相式DCブラシレスモータに用いた実施例１
の回路を示す。本実施例の主電源部１は図示するように
商用電源２に降圧用抵抗R1と、この降圧用抵抗R1を介し
て商用電源２に接続されたダイオードD1〜D4からなる全
波整流器３と、ノイズ吸収用コンデンサC5とから構成さ
れ、全波整流器３の正極出力は後述の固定子の巻線4U.4
V.4Wの各一端に接続され、各巻線4U.4V.4Wの他端は電流
切換回路７のスイッチング用トランジスタQU.QV,QWのコ
レクタに接続されている。各トランジスタQU.QV,QWのエ
ミッタは全波整流器３の負極出力に接続される。また各
トランジスタQU.QV,QWのベース・エミッタ間にはスイッ
チング速度向上のための抵抗R2,R3,R4が夫々接続され
る。さらに各ベースは抵抗R5,R6,R7を夫々介してコンパ
レータIC5の各対応する出力端に接続される。
の回路を示す。本実施例の主電源部１は図示するように
商用電源２に降圧用抵抗R1と、この降圧用抵抗R1を介し
て商用電源２に接続されたダイオードD1〜D4からなる全
波整流器３と、ノイズ吸収用コンデンサC5とから構成さ
れ、全波整流器３の正極出力は後述の固定子の巻線4U.4
V.4Wの各一端に接続され、各巻線4U.4V.4Wの他端は電流
切換回路７のスイッチング用トランジスタQU.QV,QWのコ
レクタに接続されている。各トランジスタQU.QV,QWのエ
ミッタは全波整流器３の負極出力に接続される。また各
トランジスタQU.QV,QWのベース・エミッタ間にはスイッ
チング速度向上のための抵抗R2,R3,R4が夫々接続され
る。さらに各ベースは抵抗R5,R6,R7を夫々介してコンパ
レータIC5の各対応する出力端に接続される。
コンパレータIC5は複数の演算増幅器5a…を内蔵した
もので、実施例ではその内の３個をU,V,W相の電流切り
換えのために使用して各演算増幅器5a…の比較入力には
ホール素子（ホールIC）HU.HV.HWの検出出力を接続して
ある。
もので、実施例ではその内の３個をU,V,W相の電流切り
換えのために使用して各演算増幅器5a…の比較入力には
ホール素子（ホールIC）HU.HV.HWの検出出力を接続して
ある。
上記商用電源２と降圧用抵抗R1の接続点と、全波整流
器３の負極出力との間にはホール素子HU.HV.HWと電流切
換回路７とに制御用電源を与える制御電源部６の電源入
力端を抵抗R8と半波整流器たるダイオードD5との直列回
路を介して接続しており、制御電源部６は入力する半波
の脈流電圧をツエナーダイオードZD1によって一定の電
圧にクリップするとともに平滑用コンデンサC1により平
滑し、その平滑された直流電圧をコンパレータIC5に印
加し、また抵抗R9と、ホール素子HU.HV.HWと、抵抗R10
との直列回路にも印加する。
器３の負極出力との間にはホール素子HU.HV.HWと電流切
換回路７とに制御用電源を与える制御電源部６の電源入
力端を抵抗R8と半波整流器たるダイオードD5との直列回
路を介して接続しており、制御電源部６は入力する半波
の脈流電圧をツエナーダイオードZD1によって一定の電
圧にクリップするとともに平滑用コンデンサC1により平
滑し、その平滑された直流電圧をコンパレータIC5に印
加し、また抵抗R9と、ホール素子HU.HV.HWと、抵抗R10
との直列回路にも印加する。
コンデンサC2〜C4はトランジスタQU.QV.QWのオフ時の
巻線4U.4V,4Wに発生する逆起電圧を吸収するためのコン
デンサである。
巻線4U.4V,4Wに発生する逆起電圧を吸収するためのコン
デンサである。
更に、商用電源２と主電源部１との間にはダイオード
D6とスイッチSWとの並列回路を挿入している。
D6とスイッチSWとの並列回路を挿入している。
第２図は本実施例に使用する３相式DCブラシレスモー
タの機構部の概略構成を示しており、永久磁石回転子９
はＮ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石８を内
装するとともに中心にシャフト13を貫挿して構成され、
固定子11は複数極を有した積層鉄心10にU,V,Wの各相に
対応する３組の巻線４を巻装し、また積層鉄心10の中央
部に軸受12を挿入固定して構成され、下部には上記ホー
ル素子HU.HV.HWを配置している。そして上記軸受12に上
記シャフト13を円滑に回転するように挿通して永久磁石
回転子９の内周面と固定子11の外周面との間及び永久磁
石回転子９の内天井面と軸受12の上面との間に0.5mm程
度のギャップを持たせている。
タの機構部の概略構成を示しており、永久磁石回転子９
はＮ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久磁石８を内
装するとともに中心にシャフト13を貫挿して構成され、
固定子11は複数極を有した積層鉄心10にU,V,Wの各相に
対応する３組の巻線４を巻装し、また積層鉄心10の中央
部に軸受12を挿入固定して構成され、下部には上記ホー
ル素子HU.HV.HWを配置している。そして上記軸受12に上
記シャフト13を円滑に回転するように挿通して永久磁石
回転子９の内周面と固定子11の外周面との間及び永久磁
石回転子９の内天井面と軸受12の上面との間に0.5mm程
度のギャップを持たせている。
次に本実施例の動作を説明する。
まずスイッチSWがオンしてある状態で商用電源２が投
入されると、制御電源部６の出力電圧Vzが立ち上がり、
ホール素子HU.HV.HWの機能が働き始める。この時ホール
素子HU.HV.HWはその位置に対向した各永久磁石回転子９
の磁極の磁束密度に応じた信号を出力する。ホール素子
HU.HV.HWは第３図に示すように機械角60度で互いに配置
され、第４図（ｃ）（ｂ）（ａ）に示すように位相が２
π/3ずつずれた検出出力が現れる。この出力を各コンパ
レータIC5の演算増幅器5a,5b,5cで波形整形し、第４図
（ｆ）（ｅ）（ｄ）に示す方形波を出力し、夫々の“H"
期間のみ隣の相へ電流を流すように対応するトランジス
タQU.QV.QWをオンする。このオン時に対応する巻線4U.4
V,4Wに電流が流れ、各巻線4U.4V,4Wには第４図（ｉ）
（ｈ）（ｇ）に示すように回転トルクTU.TV.TWが発生
し、全体としてこれら回転トルクを合成した第４図
（ｊ）に示すトルクTsによってモータが回転する。この
トルクTsのリップルは第11図に示す従来の２相DCブラシ
レスモータのトルクリップルに比べて小さくなっている
ため、電源の脈動を受けにくくなっている。
入されると、制御電源部６の出力電圧Vzが立ち上がり、
ホール素子HU.HV.HWの機能が働き始める。この時ホール
素子HU.HV.HWはその位置に対向した各永久磁石回転子９
の磁極の磁束密度に応じた信号を出力する。ホール素子
HU.HV.HWは第３図に示すように機械角60度で互いに配置
され、第４図（ｃ）（ｂ）（ａ）に示すように位相が２
π/3ずつずれた検出出力が現れる。この出力を各コンパ
レータIC5の演算増幅器5a,5b,5cで波形整形し、第４図
（ｆ）（ｅ）（ｄ）に示す方形波を出力し、夫々の“H"
期間のみ隣の相へ電流を流すように対応するトランジス
タQU.QV.QWをオンする。このオン時に対応する巻線4U.4
V,4Wに電流が流れ、各巻線4U.4V,4Wには第４図（ｉ）
（ｈ）（ｇ）に示すように回転トルクTU.TV.TWが発生
し、全体としてこれら回転トルクを合成した第４図
（ｊ）に示すトルクTsによってモータが回転する。この
トルクTsのリップルは第11図に示す従来の２相DCブラシ
レスモータのトルクリップルに比べて小さくなっている
ため、電源の脈動を受けにくくなっている。
商用電源２を遮断すると制御電源部６はオフするが、
永久磁石回転子９は慣性力で徐々に回転数を落としなが
ら停止する。
永久磁石回転子９は慣性力で徐々に回転数を落としなが
ら停止する。
ところで商用電源２を投入している状態では制御電源
部６の平滑用コンデンサC1の充電が抵抗R8、ダイオード
D5、コンデンサC1、全波整流器３のダイオードD1の直列
回路を通じて商用電源２の半波成分によって行なわれ、
残りの半波成分はダイオードD1,D5によって遮断され
る。このように逆方向の電圧が２個のダイオードD1,D5
で分担されるので、ダイオードD5として耐圧の小さいダ
イオードを使用することができる。
部６の平滑用コンデンサC1の充電が抵抗R8、ダイオード
D5、コンデンサC1、全波整流器３のダイオードD1の直列
回路を通じて商用電源２の半波成分によって行なわれ、
残りの半波成分はダイオードD1,D5によって遮断され
る。このように逆方向の電圧が２個のダイオードD1,D5
で分担されるので、ダイオードD5として耐圧の小さいダ
イオードを使用することができる。
ところで上記のスイッチSWをオンすると主電源部１よ
り各巻線4U.4V,4Wに出力する電源電圧波形は第５図
（ａ）に示すように全波の脈流波形であるが、スイッチ
SWをオフすると第５図（ｂ）に示すように半波の脈流波
形となり、従ってスイッチSWをオフすることにより損失
を増やすことなくオン時の平均電力の約半分の電力を駆
動電力として供給することなって回転速度を変化させる
ことができるのである。尚第５図中V1,V2は夫々全波、
半波時の平均電圧を示す。
り各巻線4U.4V,4Wに出力する電源電圧波形は第５図
（ａ）に示すように全波の脈流波形であるが、スイッチ
SWをオフすると第５図（ｂ）に示すように半波の脈流波
形となり、従ってスイッチSWをオフすることにより損失
を増やすことなくオン時の平均電力の約半分の電力を駆
動電力として供給することなって回転速度を変化させる
ことができるのである。尚第５図中V1,V2は夫々全波、
半波時の平均電圧を示す。
尚主電源部１の降圧用抵抗R1は全波整流器３の出力側
に挿入しても良い。
に挿入しても良い。
実施例２ 本実施例は第６図に示すようにコンパレータIC5の各
演算増幅器5a,5b,5cの出力にダイオードDa,Db,Dcからな
る電圧スイッチング素子を挿入したものである。
演算増幅器5a,5b,5cの出力にダイオードDa,Db,Dcからな
る電圧スイッチング素子を挿入したものである。
これらのダイオードDa,Db,Dcは対応するコンパレータ
IC5の演算増幅器5a,5b,5cの出力電圧Vopが所定電圧以上
である時にオンするものである。
IC5の演算増幅器5a,5b,5cの出力電圧Vopが所定電圧以上
である時にオンするものである。
ここで例えばＶ相に対応する出力電圧Vopは第７図に
おいて Vop＝VBE＋ibR6＋VD と示される。VBEはトランジスタQVのベースエミッイタ
間電圧、ibはトランジスタQVのベース電流、VDはダイオ
ードの順方向降下電圧である。ところでトランジスタQV
のベース電流ibは ib≧Ic/hFE＋ib1であり、演算増幅器5bに印加される制
御電源部６からの出力電圧Vzは Vz＝Vop＋Vr で与えられる。〔但しVrは演算増幅器5bの電源電圧と最
大出力電圧との差電圧〕 而して電源投入時においてVBE＝１〔Ｖ〕,ibR6＝０、
Vr＝1.5〔Ｖ〕とすると、制御電源部６の出力電圧Vzは Vz＝１＋1.5＋VD＝2.5＋VD となる。そして対応するトランジスタQVは制御電源部６
の出力電圧Vzが2.5V以上でコレクタ電流Icを流せること
になる。つまりダイオードDbが無ければ、即ちＶ＝０で
はVz＝2.5VでトランジスタQVはオンするが、しかしこの
時の出力電圧Vzは3V以下であるので、コンパレータIC5
の正常動作する電圧（例えば単電源を用いた場合3V以
上）以下であるため、その時の出力電圧Vopが正しい電
圧とは限らない。つまりトランジスタQVをオンさせて巻
線4Vに電流を流してはいけない場合に電流が流れてしま
うことが生じる。しかし本実施例では上述のように電圧
スイッチング素子が挿入されることによりトランジスタ
QU.QV.QWがオンするのに必要な制御電源部６の出力電圧
Vzは最低2.5＋0.6＝3.1Vとなり、そのためコンパレータ
IC5の演算増幅器5a,5b,5cの正常動作領域でトランジス
タQU.QV.QWがスイッチングを開始することができるので
ある。
おいて Vop＝VBE＋ibR6＋VD と示される。VBEはトランジスタQVのベースエミッイタ
間電圧、ibはトランジスタQVのベース電流、VDはダイオ
ードの順方向降下電圧である。ところでトランジスタQV
のベース電流ibは ib≧Ic/hFE＋ib1であり、演算増幅器5bに印加される制
御電源部６からの出力電圧Vzは Vz＝Vop＋Vr で与えられる。〔但しVrは演算増幅器5bの電源電圧と最
大出力電圧との差電圧〕 而して電源投入時においてVBE＝１〔Ｖ〕,ibR6＝０、
Vr＝1.5〔Ｖ〕とすると、制御電源部６の出力電圧Vzは Vz＝１＋1.5＋VD＝2.5＋VD となる。そして対応するトランジスタQVは制御電源部６
の出力電圧Vzが2.5V以上でコレクタ電流Icを流せること
になる。つまりダイオードDbが無ければ、即ちＶ＝０で
はVz＝2.5VでトランジスタQVはオンするが、しかしこの
時の出力電圧Vzは3V以下であるので、コンパレータIC5
の正常動作する電圧（例えば単電源を用いた場合3V以
上）以下であるため、その時の出力電圧Vopが正しい電
圧とは限らない。つまりトランジスタQVをオンさせて巻
線4Vに電流を流してはいけない場合に電流が流れてしま
うことが生じる。しかし本実施例では上述のように電圧
スイッチング素子が挿入されることによりトランジスタ
QU.QV.QWがオンするのに必要な制御電源部６の出力電圧
Vzは最低2.5＋0.6＝3.1Vとなり、そのためコンパレータ
IC5の演算増幅器5a,5b,5cの正常動作領域でトランジス
タQU.QV.QWがスイッチングを開始することができるので
ある。
そしてやがて制御電源部６の出力電圧Vzは時間ととも
に安定して正常なスイッチング動作を保ちながら定常状
態となる。
に安定して正常なスイッチング動作を保ちながら定常状
態となる。
次に商用電源25を遮断すると、制御電源部６の出力電
圧Vzは次第に低下し、この低下に伴いコンパレータIC5
の演算増幅器5a,5b,5cの出力電圧Vopも低下するためト
ランジスタQU.QV.QWのベース電流ibも小さくなり、結果
コレクタ電流Icも小さくなってくる。ここでダイオード
Da,Db,Dcが無い場合、電源電圧Vzが3V以下になってもベ
ース電流ibが流れて、コレクタ電流Icも流れる。しかし
電源電圧Vzが3V以下であるため出力電圧Vopが正しい信
号とは限らず、コレクタ電流Icを流してはいけない時に
流してしまい、そのため制動がかかったり振動の原因と
なるが、本実施例ではダイオードDa,Db,Dcがあるため、
出力電圧Vz＝3.1Vで、ベース電流Ib＝０、つまりトラン
ジスタQU.QV.QWは機能しなくなるので、制御電源部６の
出力電圧Vzが3V以下になって出力電圧Vopに異常電圧が
出ても影響がない。
圧Vzは次第に低下し、この低下に伴いコンパレータIC5
の演算増幅器5a,5b,5cの出力電圧Vopも低下するためト
ランジスタQU.QV.QWのベース電流ibも小さくなり、結果
コレクタ電流Icも小さくなってくる。ここでダイオード
Da,Db,Dcが無い場合、電源電圧Vzが3V以下になってもベ
ース電流ibが流れて、コレクタ電流Icも流れる。しかし
電源電圧Vzが3V以下であるため出力電圧Vopが正しい信
号とは限らず、コレクタ電流Icを流してはいけない時に
流してしまい、そのため制動がかかったり振動の原因と
なるが、本実施例ではダイオードDa,Db,Dcがあるため、
出力電圧Vz＝3.1Vで、ベース電流Ib＝０、つまりトラン
ジスタQU.QV.QWは機能しなくなるので、制御電源部６の
出力電圧Vzが3V以下になって出力電圧Vopに異常電圧が
出ても影響がない。
尚第８図に示すように複数のダイオードDa1…を接続
して、コンパレータIC5やトランジスタQU.QV.QWの種類
に応じて正常動作電圧を調整しても良い。またダイオー
ドの代わりに発光ダイオードやトランジスタ等を使用し
てもよい。
して、コンパレータIC5やトランジスタQU.QV.QWの種類
に応じて正常動作電圧を調整しても良い。またダイオー
ドの代わりに発光ダイオードやトランジスタ等を使用し
てもよい。
本発明はDCブラシレスモータにおいて、固定子の巻線
として３相以上のものを用いるとともに、上記各巻線に
流す電流の供給電源として商用電源を整流する整流器と
降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力を用いてある
から、トルクリップルが電源リップルと同期現象を起こ
すことなく、効率よく安定動作を確保でき、しかも安定
化電源を使用しない分だけコストの低減と小型化が図
れ、また降圧用抵抗によって電気的時定数L/Rが小さく
設定できるため、起動時のコイル電流と定常時のコイル
電流との差を少なくでき、そのため電流切換回路に使用
するスイッチング素子のオフ時のストレスが小さくなっ
て、長寿命化が図れる。
として３相以上のものを用いるとともに、上記各巻線に
流す電流の供給電源として商用電源を整流する整流器と
降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力を用いてある
から、トルクリップルが電源リップルと同期現象を起こ
すことなく、効率よく安定動作を確保でき、しかも安定
化電源を使用しない分だけコストの低減と小型化が図
れ、また降圧用抵抗によって電気的時定数L/Rが小さく
設定できるため、起動時のコイル電流と定常時のコイル
電流との差を少なくでき、そのため電流切換回路に使用
するスイッチング素子のオフ時のストレスが小さくなっ
て、長寿命化が図れる。
又上記商用電源と上記降圧用抵抗との接続点と、上記
電流切換回路及びホール素子に安定化した制御用電源を
供給する制御電源部の入力端との間に抵抗と別の整流器
との直列回路を挿入することにより電流切換回路の制御
用電源をモータの起動時と定常時とのコイルインピーダ
ンス変動に左右されない安定した状態で得ることができ
る。
電流切換回路及びホール素子に安定化した制御用電源を
供給する制御電源部の入力端との間に抵抗と別の整流器
との直列回路を挿入することにより電流切換回路の制御
用電源をモータの起動時と定常時とのコイルインピーダ
ンス変動に左右されない安定した状態で得ることができ
る。
更に電流切換回路の主電源として商用電源を整流する
全波整流器と降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力
を用い、上記商用電源と主電源部との間に半波整流器と
スイッチとの並列回路を挿入したので、スイッチをオフ
するだけで、駆動電力を約1/2として損失を増やすこと
なくモータの回転速度の切換えを行うことができ、しか
も抵抗と別の整流器との直列回路によって主電源部から
分岐した制御電源部に影響を与えることなく、駆動電力
の切り替えができるという効果がある。
全波整流器と降圧用抵抗とからなる主電源部の脈流出力
を用い、上記商用電源と主電源部との間に半波整流器と
スイッチとの並列回路を挿入したので、スイッチをオフ
するだけで、駆動電力を約1/2として損失を増やすこと
なくモータの回転速度の切換えを行うことができ、しか
も抵抗と別の整流器との直列回路によって主電源部から
分岐した制御電源部に影響を与えることなく、駆動電力
の切り替えができるという効果がある。
又上記各ホール素子からの検出出力を波形整形するコ
ンパレータと、該コンパレータの出力端に直列に接続さ
れ、コンパレータから出力される信号電圧が一定レベル
以上であるときにオンする電圧スイッチング素子と、該
電圧スイッチング素子を介してベース電流が供給されて
オン動作し、対応する固定子の巻線に電流を流すトラン
ジスタとから上記電流切換回路を構成することにより、
電源投入時、或いは電源遮断時の制御電源部の出力電圧
が不安定な領域で電流切換回路が異常動作して振動や騒
音等を発生するということを防止でき、安定した動作が
得られる。
ンパレータと、該コンパレータの出力端に直列に接続さ
れ、コンパレータから出力される信号電圧が一定レベル
以上であるときにオンする電圧スイッチング素子と、該
電圧スイッチング素子を介してベース電流が供給されて
オン動作し、対応する固定子の巻線に電流を流すトラン
ジスタとから上記電流切換回路を構成することにより、
電源投入時、或いは電源遮断時の制御電源部の出力電圧
が不安定な領域で電流切換回路が異常動作して振動や騒
音等を発生するということを防止でき、安定した動作が
得られる。
第１図は本発明の実施例１の具体回路図、第２図は同上
の機構部の一部破断し且つ省略した分解斜視図、第３図
は同上の永久磁石回転子と固定子とホール素子の構成関
係説明図、第４図は動作説明用の波形図、第５図は同上
の動作説明用の波形図、第６図は本発明の実施例２の具
体回路図、第７図は同上の動作説明図、第８図は同上の
別例の要部回路図、第９図は従来例の動作説明用波形図
である。 １……主電源部、２……商用電源部、３……全波整流
器、4U,4V.4W……巻線、５……コンパレータIC、６……
制御電源部、７……電流切換回路、８……永久磁石、９
……永久磁石回転子、11……固定子、14……スイッチン
グ回路、QU.QV.QW……トランジスタ、HU.HV.HW……ホー
ル素子、D5……ダイオード、R1……降圧用抵抗、R8……
抵抗、C1……平滑用コンデンサ、ZD1……ツェナーダイ
オード、Q1……トランジスタ、Da,Db,Dc……ダイオード
である。
の機構部の一部破断し且つ省略した分解斜視図、第３図
は同上の永久磁石回転子と固定子とホール素子の構成関
係説明図、第４図は動作説明用の波形図、第５図は同上
の動作説明用の波形図、第６図は本発明の実施例２の具
体回路図、第７図は同上の動作説明図、第８図は同上の
別例の要部回路図、第９図は従来例の動作説明用波形図
である。 １……主電源部、２……商用電源部、３……全波整流
器、4U,4V.4W……巻線、５……コンパレータIC、６……
制御電源部、７……電流切換回路、８……永久磁石、９
……永久磁石回転子、11……固定子、14……スイッチン
グ回路、QU.QV.QW……トランジスタ、HU.HV.HW……ホー
ル素子、D5……ダイオード、R1……降圧用抵抗、R8……
抵抗、C1……平滑用コンデンサ、ZD1……ツェナーダイ
オード、Q1……トランジスタ、Da,Db,Dc……ダイオード
である。
Claims (3)
- 【請求項１】Ｎ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久
磁石回転子と、巻線の電流方向が固定された複数組の磁
極を有する固定子と、該固定子に装着され通過する永久
磁石回転子の磁極の極性を検出するホール素子と、この
ホール素子の検出出力により制御され、固定子の各巻線
に電流を切換供給する電流切換回路とを備えたDCブラシ
レスモータにおいて、上記固定子の巻線として３相以上
のものを用いるとともに、上記各巻線に流す電流の供給
源として商用電源を整流する全波整流器と降圧用抵抗と
からなる主電源部の脈流出力を用い、上記商用電源と上
記降圧用抵抗との接続点と、上記電流切換回路及びホー
ル素子に安定化した制御用電源を供給する制御電源部の
電源入力端との間に抵抗と別の整流器との直列回路を挿
入し、上記商用電源と主電源部との間に半波整流器とス
イッチとの並列回路を挿入したことを特徴とするDCブラ
シレスモータ。 - 【請求項２】Ｎ極、Ｓ極を交互に周方向に着磁した永久
磁石回転子と、巻線の電流方向が固定された複数組の磁
極を有する固定子と、該固定子に装着され通過する永久
磁石回転子の磁極の極性を検出するホール素子と、この
ホール素子の検出出力により制御され、固定子の各巻線
に電流を供給する電流切換回路とを備えたDCブラシレス
モータにおいて、上記各ホール素子からの検出出力を各
別に波形整形して出力するコンパレータと、該コンパレ
ータの各出力端に直列に接続され、コンパレータから出
力される信号電圧が一定レベル以上であるときにオンす
る電圧スイッチング素子と、該電圧スイッチング素子を
介してベース電流が供給されてオン動作し、対応する上
記固定子の巻線に電流を流すトランジスタとから上記電
流切換回路を構成したことを特徴するDCブラシレスモー
タ。 - 【請求項３】上記電圧スイッチング素子をダイオードで
構成したことを特徴とする請求項２記載のDCブラシレス
モータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63032272A JP2533598B2 (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | Ｄｃブラシレスモ―タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63032272A JP2533598B2 (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | Ｄｃブラシレスモ―タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01209985A JPH01209985A (ja) | 1989-08-23 |
| JP2533598B2 true JP2533598B2 (ja) | 1996-09-11 |
Family
ID=12354353
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63032272A Expired - Lifetime JP2533598B2 (ja) | 1988-02-15 | 1988-02-15 | Ｄｃブラシレスモ―タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2533598B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002186278A (ja) * | 2000-12-18 | 2002-06-28 | Toshiya Yoshida | ブラシレスモータおよびその駆動装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS534883A (en) * | 1977-07-25 | 1978-01-17 | Hitachi Cable Ltd | Cable and members |
| JPS58133195A (ja) * | 1982-02-01 | 1983-08-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ブラシレス直流モ−タの駆動回路 |
| JPS59132394U (ja) * | 1983-02-22 | 1984-09-05 | 松下電工株式会社 | ブラシレスモ−タの駆動回路 |
| JPS62225173A (ja) * | 1986-03-25 | 1987-10-03 | Hitachi Ltd | 直流ブレ−キ用整流回路 |
-
1988
- 1988-02-15 JP JP63032272A patent/JP2533598B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01209985A (ja) | 1989-08-23 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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