CN101854143B

CN101854143B - 电机驱动电路和电机驱动方法

Info

Publication number: CN101854143B
Application number: CN201010106912.9A
Authority: CN
Inventors: 清水立郎
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2009-01-23
Filing date: 2010-01-22
Publication date: 2014-09-24
Anticipated expiration: 2030-01-22
Also published as: CN101854143A

Abstract

本发明提供一种检测反电动势电压的电机驱动电路和电机驱动方法。电机驱动电路(100)包括H桥电路(10)、电位差检测电路(20)、校正电路(30)、反电动势检测电路(40)、控制电路(50)、校正值取得电路(60)。H桥电路连接于DC电机(1)。电位差检测电路输出与DC电机的两端的电位差相应的两端电压。校正电路输出与电阻分量相应的校正电压。反电动势检测电路将同两端电压与校正电压之差相应的电压作为表示反电动势电压的检测电压而输出。控制电路通过脉冲宽度调制来驱动H桥电路。校正电路使用同电阻分量与低侧晶体管的导通电阻之比相应的校正值来校正该低侧晶体管的导通电阻所产生的电压降，作为与电阻分量相应的校正电压。

Description

电机驱动电路和电机驱动方法

技术领域

本发明涉及电机驱动技术，特别涉及电机转速的控制技术。

背景技术

已知在使DC电机、主轴电机(spindle motor)等电机旋转时，电机中会产生与其转速相应的反电动势电压(例如参照专利文献1)。以往，以桥控制方式使用过检测反电动势地转动电机的方法(例如录音带等)，但因其电压利用效率较差、电机线圈电阻值随温度变化、精度较差等理由，一般还是采用使用了霍尔传感器、速度传感器的方式。但是，如果不要求高精度，则利用反电动势电压的方式还是很有利用价值的。

〔专利文献1〕日本特开2000-166285号公报

发明内容

〔发明所要解决的课题〕

在这样的情况下，本发明人认识到以下课题。

电机的线圈两端的电位差中除反电动势电压外还包括线圈的电阻分量所产生的电压降，所以难以将该电位差就此作为反电动势电压来利用。

本发明是鉴于这样的情况而设计的，其一个方案的例示性目的在于提供一种能准确地检测反电动势电压的电机驱动技术。

〔用于解决课题的手段〕

本发明的一个方案涉及一种电机驱动电路。该电机驱动电路包括：用于连接作为驱动对象的电机的H桥电路，其具有两组串联连接在电源端子与接地端子之间的高侧晶体管和低侧晶体管；电位差检测电路，用于输出与电机的两端的电位差相应的两端电压；校正电路，使用与电机的电阻分量和处于流过电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一个晶体管的导通电阻之比相应的校正值，来校正该一个晶体管的导通电阻所产生的电压降，并作为与电机的电阻分量所产生的电压降相应的校正电压而输出；反电动势检测电路，用于将同两端电压与校正电压之差相应的电压作为表示电机所产生的反电动势电压的检测电压而输出；以及控制电路，通过脉冲调制来驱动H桥电路，使得与检测电压相应的电机的转速趋近于所被指定的转速。

通过该方案，能够从两端电压减去与电机的电阻分量所产生的电压降相应的校正电压，所以能够得到表示电机所产生的反电动势电压的检测电压。

可以是：在将处于按第一极性方向流过电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一者记为第一晶体管，将处于按不同于第一极性的第二极性方向流过电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一者记为第二晶体管时，当电机中按第一极性流过驱动电流时，校正电路使用同电机的电阻分量与第一晶体管的导通电阻之比相应的第一校正值，来校正第一晶体管的导通电阻所产生的电压降，并作为与电机的电阻分量所产生的电压降相应的校正电压而输出；当电机中按第二极性流过驱动电流时，校正电路使用同电机的电阻分量与第二晶体管的导通电阻之比相应的第二校正值，来校正第二晶体管的导通电阻所产生的电压降，并作为与电机的电阻分量所产生的电压降相应的校正电压而输出。

此时，能够在电机按第一极性方向流过驱动电流时和按第二极性方向流过驱动电流时分别进行校正。

控制电路可以取得处于流过电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一个晶体管的导通电阻所产生的电压降，作为表示电机的驱动电流的电压而用于电流反馈控制。

此时，无需另外设置电流检测用的电阻。

可以在取得校正值时，控制电路通过脉冲调制驱动H桥电路，使得在电机未旋转的状态下所述一个晶体管的导通电阻所产生的电压降成为已知的基准电压。电机驱动电路可以还包括校正值取得电路，在取得校正值时，将同两端电压与基准电压之比相应的值作为校正值输出给校正电路。

此时，无需从外部设定校正所要使用的校正值。

本发明的另一方案是一种电机驱动方法。该方法是对连接于具有两组串联连接在电源端子与接地端子之间的高侧晶体管和低侧晶体管的H桥电路的电机进行驱动的电机驱动方法，包括：测定与电机的两端的电位差相应的两端电压的步骤；使用与电机的电阻分量和处于流过电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一个晶体管的导通电阻之比相应的校正值，来校正该一个晶体管的导通电阻所产生的电压降，得到与电机的电阻分量所产生的电压降相应的校正电压的步骤；取得同两端电压与校正电压之差相应的电压，作为表示电机所产生的反电动势电压的检测电压的步骤；以及通过脉冲调制来驱动H桥电路，使得与检测电压相应的电机的转速趋近于所被指定的转速的步骤。

另外，将以上构成要素的任意组合、本发明的构成要素及表现形式在方法、装置、系统等之间相互转变的方案，作为本发明的实施方式也是有效的。

〔发明效果〕

通过本发明的一个方案，能准确地检测出反电动势电压。

附图说明

图1是表示实施方式的电机驱动电路及其所驱动的DC电机的结构的电路图。

图2是表示图1的电机驱动电路的动作状态的时序图。

图3是表示第一变形例的校正电路的结构的电路图

图4是表示第二变形例的校正电路的结构的电路图。

图5的(A)、(B)是表示图1的补偿电路的结构的电路图。

图6的(A)～(C)是表示图1的第一滤波器和第二滤波器中的至少一者的结构的电路图。

〔标号说明〕

1...DC电机，10...H桥电路，20...电位差检测电路，30...校正电路，40...反电动势检测电路，50...控制电路，60...校正值取得电路，100...电机驱动电路。

具体实施方式

以下基于优选的实施方式，参照附图说明本发明。对于各附图中所示的相同或等同的构成要素、部件、信号标注相同的符号，并适当省略重复的说明。另外，在各附图中，对于在说明本发明实施方式上并不重要的一部分部件，省略其图示。

在本说明书中，所谓“部件A连接于部件B的状态”，包括部件A与部件B物理地直接连接的情形，以及部件A与部件B经由不对电连接状态产生影响的其他部件间接相连接的情形。

本发明的实施方式是驱动DC电机的电机驱动电路，例如能够合适地应用于使数字照相机的镜头移动的DC电机的驱动电路。此外，还能合适地应用于CD(Compact Disc)、DVD(Digital Versatile Disc)等光盘的记录再现装置中的光拾取器的头部分的动作所使用的DC电机的驱动电路。

在实施方式的电机驱动电路中，预先求出DC电机的电阻分量与H桥电路的低侧晶体管的导通电阻之比，使在DC电机旋转的状态下该导通电阻所产生的电压降乘以所求出的比，由此导出DC电机的电阻分量所产生的电压降，再通过用DC电机的两端电压减去该导出的电压降，来导出DC电机所产生的反电动势电压。然后进行控制，使得该反电动势电压所表示的电机转速趋近于所被指定的转速。

图1是表示实施方式的电机驱动电路100及其所驱动的DC电机1的结构的电路图。电机驱动电路100包括H桥电路10、电位差检测电路20、校正电路30、反电动势检测电路40、控制电路50、校正值取得电路60。电机驱动电路100被输入表示所被指定的转速的指示电压Vp。电机驱动电路100对DC电机1的端子施加被脉冲宽度调制了的驱动电压，使得DC电机1的转速趋近于所被指定的转速。电机驱动电路100作为功能IC一体集成在一个半导体衬底上。

DC电机1包含连接于其第一端子P1和第二端子P2的线圈。在图1中为说明方便，将线圈以其等价电路的形式来表现。线圈具有电阻分量Rm(以下，电阻标号也表示其电阻值)和电感分量Lm。DC电机1的线圈中流过驱动电流(将电流值记为Im)时，因电阻分量Rm的存在而在DC电机1的第一端子P1与第二端子P2之间产生电压降(Rm×Im)。此外，在DC电机1旋转时，DC电机1的第一端子P1和第二端子P2间还产生因其旋转和电感分量Lm而引起的反电动势电压Eg。即，DC电机1的两端的电位差Vm为

Vm＝Rm×Im+Eg...(式1)。

H桥电路10具有串联连接在电源电压Vdd与接地电位(0V)之间的第一高侧晶体管MH1和第一低侧晶体管ML1，以及同样串联连接在电源电压Vdd与接地电位之间的第二高侧晶体管MH2和第二低侧晶体管ML2。在本实施方式中，第一高侧晶体管MH1、第二高侧晶体管MH2是P沟道MOSFET。另外，第一低侧晶体管ML1、第二低侧晶体管ML2是N沟道MOSFET。这些晶体管也可以全都是N沟道MOSFET或者双极型晶体管。

第一高侧晶体管MH1和第一低侧晶体管ML1的连接点的第一开关电压Vsw1被施加于DC电机1的第一端子P1。

第一高侧晶体管MH1、第一低侧晶体管ML1的导通截止状态由施加于各晶体管的栅极的第一高侧驱动信号SH1、第一低侧驱动信号SL1控制。

同样，第二高侧晶体管MH2和第二低侧晶体管ML2的连接点的第二开关电压Vsw2被施加于DC电机1的第二端子P2。

第二高侧晶体管MH2、第二低侧晶体管ML2的导通截止状态由施加于各晶体管的栅极的第二高侧驱动信号SH2、第二低侧驱动信号SL2控制。

在本实施方式中，将DC电机1被第一高侧晶体管MH1和第二低侧晶体管ML2的导通截止驱动时流过DC电机1的线圈的驱动电流的方向设为正转方向。在该两个晶体管都导通、DC电机1中流过驱动电流时，第一开关电压Vsw1成为由电源电压Vdd减去第一高侧晶体管MH1的导通电阻所产生的电压降后的值。此外，第二开关电压Vsw2成为第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2所产生的电压降(R_ML2×Im)。

将DC电机1被第二高侧晶体管MH2和第一低侧晶体管ML1的导通截止驱动时流过DC电机1的线圈的驱动电流的方向设为逆转方向。不论是在正转方向还是逆转方向时，DC电机1的转速都是通过驱动晶体管的驱动信号的脉冲宽度调制来控制的。

电位差检测电路20输出与DC电机1的两端子P1、P2的电位差Vm相应的两端电压Vh。电位差检测电路20包括第一滤波器22、第二滤波器24、差动放大器26。第一滤波器22被输入要施加于DC电机1的第一端子P1的第一开关电压Vsw1。若第一开关电压Vsw1被脉冲宽度调制了，则第一滤波器22将之平滑化，输出与第一开关电压Vsw1的振幅对应的第一平滑电压Vf1。若第二开关电压Vsw2被脉冲宽度调制了，则第二滤波器24将之平滑化，输出与第二开关电压Vsw2的振幅对应的第二平滑电压Vf2。

差动放大器26接收第一平滑电压Vf1和第二平滑电压Vf2，输出与其差对应的两端电压Vh。

当DC电机1按正转方向流过驱动电流时，校正电路30使用同DC电机1的电阻分量Rm与第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2之比相应的第一校正值C1来校正第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2所产生的电压降，并作为与DC电机1的电阻分量Rm所产生的电压降相应的校正电压Vc而输出。当DC电机1按逆转方向流过驱动电流时，校正电路30使用同DC电机1的电阻分量Rm与第一低侧晶体管ML1的导通电阻R_ML1之比相应的第二校正值C2来校正第一低侧晶体管ML1的导通电阻R_ML1所产生的电压降，并作为与DC电机1的电阻分量Rm所产生的电压降相应的校正电压Vc而输出。

校正电路30包括第三开关SW3、乘法器32、第二开关SW2、第一保持电路34、第二保持电路36。

第三开关SW3由后述的选择电路56所控制，选择第一平滑电压Vf1(图1中Y侧)或第二平滑电压Vf2(图1中X侧)的一者。在DC电机1按正转方向流过驱动电流时，第三开关SW3选择第二平滑电压Vf2，在DC电机1按逆转方向流过驱动电流时，第三开关SW3选择第一平滑电压Vf1。即，第三开关SW3选择与低侧晶体管的导通电阻所产生的电压降对应的电压。

第一保持电路34保持后述的校正值取得电路60在后述的校正模式中所取得的、与以DC电机1的电阻分量Rm为分子、以第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2为分母的分数值(Rm/R_ML2)相对应的第一校正值C1。第二保持电路36保持校正值取得电路60在校正模式中所取得的、与以DC电机1的电阻分量Rm为分子、以第一低侧晶体管ML1的导通电阻R_ML1为分母的分数值(Rm/R_ML1)相对应的第二校正值C2。

第二开关SW2由后述的选择电路56所控制，选择第一校正值C1(图1中X侧)和第二校正值C2(图1中Y侧)中的一者。当DC电机1中按正转方向流过驱动电流时，第二开关SW2选择第一校正值C1，当DC电机1中按逆转方向流过驱动电流时，第二开关SW2选择第二校正值C2。

乘法器32使第二开关SW2所选择的电压与第三开关SW3所选择的电压相乘，作为校正电压Vc输出。当DC电机1中按正转方向流过驱动电流时，第三开关SW3选择第二平滑电压Vf2、即与第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2所产生的电压降(R_ML2×Im)对应的电压。另外，第二开关SW2选择与以DC电机1的电阻分量Rm为分子、以第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2为分母的分数值(Rm/R_ML2)对应的第一校正值C1。因此，将它们相乘后的校正电压Vc就对应于DC电机1的电阻分量Rm所产生的电压降(Rm×Im)。即，

Vc＝(R_ML2×Im)×(Rm/R_ML2)＝Rm×Im ......(式2)。

逆转方向时也是一样，校正电压Vc也是对应于DC电机1的电阻分量Rm所产生的电压降。

乘法器32例如可以是用与校正值保持电路所保持的校正值对应的增益来对第三开关SW3所选择的电压进行放大的放大器。

反电动势检测电路40将同两端电压Vh与校正电压Vc之差相应的电压作为表示DC电机1中所产生的反电动势电压Eg的检测电压Ve而输出。如上所述校正电压Vc对应于DC电机1的电阻分量Rm所产生的电压降(Rm×Im)。另外，两端电压Vh对应于DC电机1的第一端子P1与第二端子P2之间的电位差Vm，在DC电机1旋转着的情况下，包含DC电机1的电阻分量Rm所产生的电压降(Rm×Im)和DC电机1中所产生的反电动势电压Eg。因此，若取两端电压Vh与校正电压Vc之差，则DC电机1的电阻分量Rm所产生的电压降(Rm×Im)被消除，只剩下DC电机1所产生的反电动势电压Eg。即，

Vh-Vc＝Vm-Rm×Im

＝Rm×Im+Eg-Rm×Im

＝Eg ......(式3)。

控制电路50接受检测电压Ve和表示所被指定的转速的指示电压Vp，生成用于以脉冲宽度调制来驱动H桥电路10的第一高侧驱动信号SH1、第二高侧驱动信号SH2、第一低侧驱动信号SL1及第二低侧驱动信号SL2，使得与检测电压Ve相应的DC电机1的转速趋近于指示电压Vp所表示的被指定的转速。另外，控制电路50取得由第三开关SW3所选择的电压、即与低侧晶体管的导通电阻所产生的电压降对应的电压，作为表示流过DC电机1的驱动电流的电压，将之用于电流反馈控制。

控制电路50包括第一减法器52、补偿电路54、选择电路56、基准电压源58、第一开关SW1、第二减法器62、缓冲器64、驱动信号生成电路66。

第一减法器52输出同指示电压Vp与利用缓冲器64乘以适当系数后的检测电压Ve之差对应的频率差电压Vf，其中所述系数是为适合于与指示电压Vp进行比较的系数。频率差电压Vf被补偿电路54变换成表示驱动电流的目标值的目标电压Vt。补偿电路54改变目标电压Vt，使得频率差电压Vf趋近于如下值，即利用反电动势电压Eg实测出的转速与被指定的转速之差为零时所对应的值。在图1的例子中，补偿电路54改变目标电压Vt使得频率差电压Vf变小。补偿电路54采用公知技术、例如PI(Proportional Integral：比例-积分)补偿器等来构成。

第一开关SW1由后述的选择电路56所控制，选择目标电压Vt或基准电压源58所输出的基准电压Vref的一者。在通常动作模式下，第一开关SW1选择目标电压Vt，而在后述的校正模式下，第一开关SW1选择基准电压Vref。

第二减法器62将同第一开关SW1所选择的电压与第三开关SW3所选择的电压之差对应的差分电压Vdif输出给驱动信号生成电路66。在通常动作模式下，差分电压Vdif对应于目标电压Vt与表示DC电机1中流过的驱动电流的电压之差，即驱动电流的目标值与实测值之差。在校正模式下，差分电压Vdif对应于基准电压Vref与表示DC电机1中流过的驱动电流的电压之差。

驱动信号生成电路66生成用于通过脉冲宽度调制来驱动H桥电路10的第一高侧驱动信号SH1、第二高侧驱动信号SH2、第一低侧驱动信号SL1及第二低侧驱动信号SL2，使得差分电压Vdif变小、即在通常动作模式下驱动电流的目标值与实测值之差变小。更详细来说，是驱动信号生成电路66进行控制，使得若差分电压Vdif大于预定的基准值，就增加相应量的驱动电压的占空比，而若其小于预定的基准值，就减小相应量的驱动电压的占空比。

作为控制电路50整体来看，在通常动作模式下，首先是进行控制使得同表示驱动电流的电压与表示驱动电流的目标值的目标电压Vt之差相对应的差分电压Vdif减小，所以是进行电流反馈控制。此时，应注意是利用低侧晶体管的导通电阻所产生的电压降来作为表示驱动电流的电压的。由此，与再另外设置电流检测用电阻的结构相比，能削减部件数，所以较为有利。

另外，由于是进行使同被指定的转速与利用反电动势电压Eg实测出的转速之差对应的频率差电压Vf减小的控制，所以对于转速也是进行反馈控制。

选择电路56例如通过参照频率差电压Vf或者从外部接受指令，来判断DC电机1应按正转方向流过驱动电流，还是应按照逆转方向流过驱动电流。在正转方向的情况下，使驱动信号生成电路66驱动第一高侧晶体管MH1和第二低侧晶体管ML2，使第二开关SW2选择第一校正值C1，使第三开关SW3选择第二平滑电压Vf2。另外，在逆转方向的情况下，使驱动信号生成电路66驱动第二高侧晶体管MH2和第一低侧晶体管ML1，使第二开关SW2选择第二校正值C2，使第三开关SW3选择第一平滑电压Vf1。

选择电路56在电源接通起的预定期间、例如10ms的期间内，使电机驱动电路100以校正模式动作，之后以通常动作模式动作。选择电路56在校正模式下使第一开关SW1选择基准电压Vref，并将基准电压Vref的值通知给校正值取得电路60。选择电路56将基准电压源58的基准电压Vref的值设定为DC电机1的转子尚未开始旋转的程度的较小值。

选择电路56在校正模式的最初5ms内，使驱动信号生成电路66驱动第一高侧晶体管MH1和第二低侧晶体管ML2，使第三开关SW3选择第二平滑电压Vf2。由此，在校正模式的最初5ms内，DC电机1的线圈中按正转方向流过驱动电流，进行将第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2所产生的电压降作为驱动电流信息而反馈的电流反馈控制。

选择电路56在校正模式的接下来的5ms内，使驱动信号生成电路66驱动第二高侧晶体管MH2和第一低侧晶体管ML1，使第三开关SW3选择第一平滑电压Vf1。由此，在校正模式的后5ms内，DC电机1的线圈中按逆转方向流过驱动电流，进行将第一低侧晶体管ML1的导通电阻R_ML1所产生的电压降作为驱动电流信息而反馈的电流反馈控制。

选择电路56在通常动作模式下使第一开关SW1选择目标电压Vt。

校正值取得电路60在校正模式下取得从差动放大器26输出的两端电压Vh，并从选择电路56取得基准电压Vref的值。然后，校正值取得电路60在校正模式的最初5ms内针对所取得的两端电压Vh和基准电压Vref，将以两端电压Vh为分子、以基准电压Vref为分母的分数值所对应的电压作为第一校正值C1输出给第一保持电路34。

在此，说明上述的以两端电压Vh为分子、以基准电压Vref为分母的分数值变得与以DC电机1的电阻分量Rm为分子、以第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2为分母的分数值相等的原因。

首先，在校正模式下，进行电流反馈控制，基准电压Vref与第二平滑电压Vf2变得相等(Vref＝Vf2)。这里，第二平滑电压Vf2可以视作第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2所产生的电压降(R_ML2×Im)，所以Vref＝R_ML2×Im成立。另一方面，由于在校正模式下DC电机1不旋转，所以DC电机1中不产生反电动势电压Eg，两端电压Vh就等于DC电机1的电阻分量Rm所产生的电压降(Rm×Im)，即Vh＝Rm×Im。因此，Vh/Vref＝Rm/R_ML2。

校正值取得电路60在校正模式的接下来的5ms内，针对所取得的两端电压Vh和基准电压Vref，将以两端电压Vh为分子、以基准电压Vref为分母的分数值所对应的电压作为第二校正值C2输出给第二保持电路36。该分数值与以DC电机1的电阻分量Rm为分子、以第一低侧晶体管ML1的导通电阻R_ML1为分母的分数值相等，原因如上。

下面说明如上那样构成的电机驱动电路100的动作。

图2是表示图1的电机驱动电路100的动作状态的时序图。图2中从上到下依次表示Vf输出、第一开关SW1的选择方向、第二开关SW2的选择方向、第三开关SW3的选择方向。

在时刻t1对电机驱动电路100接通电源后，电机驱动电路100开始校正模式下的动作。在该校正模式下，第一开关SW1选择Y侧、即基准电压Vref，DC电机1中流过其转子不发生旋转的程度的驱动电流。因此，电机的转速为0。电机驱动电路100在从时刻t1起至10ms后的时刻t3期间内，以校正模式进行动作。另外，在时刻t1起的5ms后的时刻t2，切换正转和逆转。这里，将时刻t1至时刻t2期间记为用于求取正转方向下的校正值的第一校正期间φ1，将时刻t2至时刻t3期间记为用于求取逆转方向下的校正值的第二校正期间φ2。

在第一校正期间φ1内，DC电机1中按正转方向流过驱动电流，第三开关SW3选择X侧、即第二平滑电压Vf2侧。在第二校正期间内，DC电机1中按逆转方向流过驱动电流，第三开关SW3选择Y侧、即第一平滑电压Vf1侧。

基于在第一校正期间φ1内取得的两端电压Vh和所被设定的基准电压Vref，由校正值取得电路60算出第一校正值C1，并保持在第一保持电路34中。另外，基于在第二校正期间φ2内取得的两端电压Vh和所被设定的基准电压Vref，由校正值取得电路60算出第二校正值C2，并保持在第二保持电路36中。

在时刻t3，切换成DC电机1中按正转方向流过驱动电流的通常动作模式。第一开关SW1选择目标电压Vt，第二开关SW2选择X侧、即第一校正值C1，第三开关SW3选择X侧。驱动信号生成电路66驱动第一高侧晶体管MH1和第二低侧晶体管ML2。由此，进行使DC电机1的反电动势电压Eg所表示的转速接近于所被指定的转速的反馈控制。

另外，由于在时刻t3起的一段时间内所被指定的转速与实际的转速的差较大，所以驱动信号生成电路66生成满占空比的驱动信号。

在时刻t4，参照电机驱动电路100内的频率差电压Vf而判断为DC电机1中按逆转方向流过驱动电流。于是第二开关SW2选择Y侧、即第一平滑电压Vf1，第三开关SW3选择Y侧、即第二校正值C2。另外，驱动信号生成电路66驱动第二高侧晶体管MH2和第一低侧晶体管ML1。由此，在逆转方向时也是进行使DC电机1中产生的反电动势电压Eg所表示的转速接近于所被指定的转速的反馈控制。

这样，通过本实施方式的电机驱动电路100，在通常动作模式下，对于流过驱动电流的低侧晶体管的导通电阻所产生的电压降，用DC电机1的电阻分量与该低侧晶体管的导通电阻之比进行校正，从而能够求出DC电机1的电阻分量所产生的电压降。由此，能够从DC电机1的两端电压中减去DC电机1的电阻分量所产生的电压降，所以能够从DC电机1的两端的电位差中更准确地取出与反电动势电压Eg相应的电压。另外，由于能够得到与反电动势电压Eg相应的电压，所以无需另外设置霍尔传感器等测量转速的传感器，有利于部件个数的削减。

作为检测DC电机中所产生的反电动势电压的方法，除本实施方式的方法之外例如还能想到以下方法。预先测定DC电机的电阻分量，并在低侧晶体管与接地电位间设置电流检测用的已知电阻。由此，在驱动DC电机时，基于电流检测用的已知电阻所产生的电压降而得出流过DC电机的驱动电流的值，再将该值与预先测定的DC电机的电阻分量相乘，从而能够测出DC电机的电阻分量所产生的电压降。只要从DC电机的两端的电位差中减去该电压降，就能求出反电动势电压。

然而在上述方法中，需要预先测定DC电机的电阻分量，并且需要设置电流检测用的已知电阻。而在本实施方式的电机驱动电路100中，使用DC电机1的电阻分量Rm与低侧晶体管的导通电阻的比作为校正值，所以无需预先测定并保持DC电机的电阻分量，而且无需另外设置电流检测用的已知电阻。由此，电路变得更加简单，能削减部件个数。

另外，在本实施方式的电机驱动电路100中，当DC电机1中按正转方向流过驱动电流时用与之对应的第一校正值C1进行校正，而在按逆转方向流过驱动电流时用与之对应的第二校正值C2进行校正。因此，即使第一低侧晶体管ML1的导通电阻R_ML1与第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2有较大差异，也能补偿该差异。

另外，在本实施方式的电机驱动电路100中，是将第三开关SW3所选择的电压、即低侧晶体管的导通电阻所产生的电压降作为表示驱动电流的信息而用于电流反馈控制的。因此，无需另外设置检测驱动电流的电路，能够削减电路规模。

上述实施方式是个例示，本领域技术人员能够理解可以对其各构成要素和各处理过程的组合进行各种变形，且这些变形例也包含在本发明的范围内。

在实施方式中说明了在第一保持电路34中保持第一校正值C1、在第二保持电路36中保持第二校正值C2，按正转方向、逆转方向而分别使用它们的情况，但不限于此。例如在认为第一低侧晶体管ML1的导通电阻R_ML1与第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2的差较小的情况下，也可以在正转方向、逆转方向时都使用同DC电机1的电阻分量Rm与第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2之比对应的第一校正值C1来作为校正值。

图3是表示第一变形例的校正电路30a的结构的电路图。校正电路30a包括第三保持电路70、乘法器72、第三开关SW3。第三保持电路70保持校正值取得电路60在校正模式下所取得的、与以DC电机1的电阻分量Rm为分子、以第二低侧晶体管ML2的导通电阻R_ML2为分母的分数值(Rm/R_ML2)对应的第一校正值C1。乘法器72将第三保持电路70中所保持的第一校正值C1与第三开关SW3所选择的电压相乘，作为校正电压Vc输出。即，不论是正转方向还是逆转方向时，第三开关SW3所选择的电压都被用第一校正值C1校正。这样，通过第一变形例，能够削减保持校正值的保持电路的数量，能削减电路规模。

在实施方式中，说明了将DC电机1的电阻分量Rm与低侧晶体管的导通电阻之比作为校正值来使用的情况，但不限于此。例如也可以将DC电机1的电阻分量Rm与高侧晶体管的导通电阻之比作为校正值来使用。

图4是表示第二变形例的校正电路30b的结构的电路图。校正电路30b包括第三保持电路70、乘法器74、差动放大器76、第四开关SW4。

第四开关SW4由选择电路56控制，选择第一平滑电压Vf1或第二平滑电压Vf2的任一者。第四开关SW4在DC电机1按正转方向流过驱动电流时选择第一平滑电压Vf1，在DC电机1按逆转方向流过驱动电流时选择第二平滑电压Vf2。即，第四开关SW4选择与从电源电压Vdd减去高侧晶体管的导通电阻所产生的电压降后的电压对应的电压。

差动放大器76输出同电源电压Vdd与第四开关SW4所选择的电压之差对应的被校正电压Vg。被校正电压Vg成为与高侧晶体管的导通电阻所产生的电压降对应的电压。

乘法器74将第三保持电路70中所保持的第一校正值C1与被校正电压Vg相乘，作为校正电压Vc输出。

通过第二变形例，能够利用高侧晶体管的导通电阻所产生的电压降来求出DC电机1的电阻分量Rm所产生的电压降。这样，只要适宜地根据应用而决定使用哪个晶体管的导通电阻即可，设计的自由度较高。

实施方式的电机驱动电路100的一部分功能也可以通过数字处理来实现。例如可以在第一滤波器22和第二滤波器24的输入级设置A/D转换器，将之后的处理数字化。

下面说明实施方式的电机驱动电路100的补偿电路54的电路构成例子。图5的(A)、(B)是表示图1的补偿电路54的结构的电路图。

实施方式的电机驱动电路100的补偿电路54可以是数字型的PI(比例-积分)补偿器。图5的(A)是表示该数字型PI补偿器54a的结构的电路图。

PI补偿器54a包括第一输入端子202、第一乘法器204、第二乘法器206、第三乘法器208、第四乘法器210、第五乘法器212、第一加法器214、第二加法器216、第三加法器218、第一延迟元件220、第一输出端子222。

第一输入端子202被输入表示频率差电压Vf的数字信号。这里，当第一减法器52所输出的频率差电压Vf是模拟电压时，用公知的数模转换技术将该模拟电压转换成表示频率差电压Vf的数字信号。如此转换后的数字信号被输入到第一输入端子202。

第一乘法器204和第二乘法器206分别对被输入到第一输入端子202的数字信号乘以预定的第一、第二系数后输出。第一加法器214将第一乘法器204所输出的数字信号与第四乘法器210所输出的数字信号相加后输出。第一延迟元件220是使数字信号延迟一采样周期(一采样时钟)量的元件，使第一加法器214输出的数字信号延迟一周期地输出。第四乘法器210使第一延迟元件220输出的数字信号乘以预定的第四系数后输出。第三乘法器208使第一加法器214输出的数字信号乘以预定的第三系数后输出。第五乘法器212使第一延迟元件220输出的数字信号乘以预定的第五系数后输出。第二加法器216将第三乘法器208输出的数字信号与第五乘法器212输出的数字信号相加后输出。

第三加法器218将PI补偿器54a的比例部分、即第二乘法器206输出的数字信号，与PI补偿器54a的积分部分、即第二加法器216输出的数字信号相加后输出。第一输出端子222是用于将第三加法器218所输出的数字信号取出到外部的端子。

关于PI补偿器54a的积分部分，第一延迟元件220、第四乘法器210、第一加法器214形成反馈，第一延迟元件220、第五乘法器212、第二加法器216形成前馈。通过调整第四乘法器210的第四系数和/或第五乘法器212的第五系数，能够调整来自反馈的贡献部分与来自前馈的贡献部分的比。

实施方式的电机驱动电路100的补偿电路54也可以是模拟型的PI补偿器。图5的(B)是表示该模拟型PI补偿器54b的结构的电路图。

PI补偿器54b包括第二输入端子224、第一电阻226、第二电阻228、第一电容器230、第一运算放大器232、第二输出端子234。

第二输入端子224被输入第一减法器52所输出的频率差电压Vf。第一电阻226、第二电阻228、第一电容器230按该顺序串联连接在第二输入端子224与第二输出端子234之间。第一运算放大器232的反相输入端子连接在第一电阻226与第二电阻228之间。第一运算放大器232的非反相输入端子接地。第一运算放大器232的输出端子连接在第一电容器230与第二输出端子234之间。第二输出端子234是用于将第一运算放大器232的输出侧的电压取出到外部的端子。

在PI补偿器54b中，设在第一运算放大器232的反馈路径上的第二电阻228承担比例部分，同样设在反馈路径上的第一电容器230承担积分部分。

下面说明实施方式的电机驱动电路100的第一滤波器22、第二滤波器24的电路构成例子。图6的(A)～(C)是表示图1的第一滤波器22和第二滤波器24中的至少一者的结构的电路图。

实施方式的电机驱动电路100的第一滤波器22可以是模拟型的无源低通滤波器。图6的(A)是表示该模拟型的无源低通滤波器22a的结构的电路图。

无源低通滤波器22a包括第三输入端子302、第三电阻304、第二电容器306、第三输出端子308。

第三输入端子302被输入要施加于DC电机1的第一端子P1的第一开关电压Vsw1。第三电阻304的一端与第三输入端子302相连接，另一端与第二电容器306的一端相连接。第二电容器306的另一端接地。第三输出端子308输出第二电容器306的一端的电压。

第二滤波器24也可以是模拟型的无源低通滤波器。该无源低通滤波器的结构与上述无源低通滤波器22a的结构相同。

实施方式的电机驱动电路100的第一滤波器22也可以是模拟型的有源低通滤波器。图6的(B)是表示该模拟型的有源低通滤波器22b的结构的电路图。

有源低通滤波器22b包括第四输入端子310、第四电阻312、第三电容器314、第五电阻316、第二运算放大器318、第四输出端子320。

第四输入端子310被输入要施加于DC电机1的第一端子P1的第一开关电压Vsw1。第四电阻312的一端连接于第四输入端子310，另一端连接于第二运算放大器318的反相输入端子。第三电容器314和第五电阻316并联设置于从第二运算放大器318的输出端子至反相输入端子的反馈路径上。第二运算放大器318的非反相输入端子接地。第四输出端子320是用于将第二运算放大器318的输出侧的电压取出到外部的端子。

第二滤波器24也可以是模拟型的有源低通滤波器。该有源低通滤波器的结构与上述有源低通滤波器22b的结构相同。

实施方式的电机驱动电路100的第一滤波器22可以是数字型的低通滤波器。图6的(C)是表示该数字型的低通滤波器22c的结构的电路图。

低通滤波器22c包括第五输入端子322、第六乘法器324、第四加法器326、第七乘法器328、第五加法器330、第八乘法器332、第九乘法器334、第二延迟元件336、第五输出端子338。低通滤波器22c的结构与图5的(A)所示的PI补偿器54a中除第二乘法器206和第三加法器218外的结构一样。即，第六乘法器324、第四加法器326、第七乘法器328、第五加法器330、第八乘法器332、第九乘法器334、第二延迟元件336分别对应于第一乘法器204、第一加法器214、第三乘法器208、第二加法器216、第四乘法器210、第五乘法器212、第一延迟元件220。

第二滤波器24也可以是数字型的低通滤波器。该数字型的低通滤波器的结构与上述低通滤波器22c的结构相同。

Claims

1.一种电机驱动电路，其特征在于，包括：

用于连接作为驱动对象的电机的H桥电路，其具有两组串联连接在电源端子与接地端子之间的高侧晶体管和低侧晶体管；

电位差检测电路，用于输出与上述电机的两端的电位差相应的两端电压；

校正电路，使用与上述电机的电阻分量和处于流过上述电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一个晶体管的导通电阻之比相应的校正值，来校正上述一个晶体管的导通电阻所产生的电压降，并作为与上述电机的电阻分量所产生的电压降相应的校正电压而输出；

反电动势检测电路，用于将同上述两端电压与上述校正电压之差相应的电压，作为表示上述电机所产生的反电动势电压的检测电压而输出；以及

控制电路，接受上述检测电压和表示上述电机的转速的指示电压，并通过脉冲调制来驱动上述H桥电路，使得与上述检测电压相应的上述电机的转速趋近于上述指示电压表示的被指定的转速，

上述控制电路包括：

第一减法器，输出同相应于上述检测电压的上述电机的转速与上述被指定的转速之差对应的频率差电压；

补偿电路，生成表示流过上述电机的驱动电流的目标值的目标电压，使得上述频率差电压趋近于如下值，即上述相应于检测电压的上述电机的转速与上述所被指定的转速之差为零时所对应的值；

基准电压源，用于输出基准电压；

第一开关，用于选择上述目标电压或上述基准电压中的一者；

第二减法器，用于输出同上述第一开关所选择的电压与表示流过上述电机的驱动电流的电压之差对应的差分电压；

驱动信号生成电路，通过脉冲调制驱动上述H桥电路，使得上述差分电压趋近于如下值，即上述第一开关所选择的电压与表示流过上述电机的驱动电流的电压之差为零时所对应的值；以及

选择电路，在第一模式下使上述第一开关选择上述基准电压，在第二模式下使上述第一开关选择上述目标电压。

2.如权利要求1所述的电机驱动电路，其特征在于：

在将处于按第一极性方向流过上述电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一者记为第一晶体管，将处于按不同于上述第一极性的第二极性方向流过上述电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一者记为第二晶体管时，

当上述电机中按上述第一极性流过驱动电流时，上述校正电路使用同上述电机的电阻分量与上述第一晶体管的导通电阻之比相应的第一校正值，来校正上述第一晶体管的导通电阻所产生的电压降，并作为与上述电机的电阻分量所产生的电压降相应的校正电压而输出；当上述电机中按上述第二极性流过驱动电流时，上述校正电路使用同上述电机的电阻分量与上述第二晶体管的导通电阻之比相应的第二校正值，来校正上述第二晶体管的导通电阻所产生的电压降，并作为与上述电机的电阻分量所产生的电压降相应的校正电压而输出。

3.如权利要求1所述的电机驱动电路，其特征在于：

上述控制电路取得处于流过上述电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一个晶体管的导通电阻所产生的电压降，作为表示上述电机的驱动电流的电压而用于电流反馈控制。

4.如权利要求1所述的电机驱动电路，其特征在于：

在取得上述校正值时，上述控制电路通过脉冲调制驱动上述H桥电路，使得在上述电机未旋转的状态下上述一个晶体管的导通电阻所产生的电压降成为已知的基准电压；

上述电机驱动电路还包括校正值取得电路，在取得上述校正值时，将同上述两端电压与上述基准电压之比相应的值作为上述校正值输出给上述校正电路。

5.如权利要求1所述的电机驱动电路，其特征在于：

上述补偿电路是数字型的比例积分补偿器。

6.如权利要求1所述的电机驱动电路，其特征在于：

上述补偿电路是模拟型的比例积分补偿器。

7.如权利要求1至6的任一项所述的电机驱动电路，其特征在于，

上述电位差检测电路包括：

第一滤波器，用于对要施加于上述电机的一端的电压进行平滑化；和

第二滤波器，用于对要施加于上述电机的另一端的电压进行平滑化；

上述第一滤波器和上述第二滤波器中的至少一者是模拟型的无源低通滤波器。

8.如权利要求1至6的任一项所述的电机驱动电路，其特征在于，

上述电位差检测电路包括：

上述第一滤波器和上述第二滤波器中的至少一者是模拟型的有源低通滤波器。

9.如权利要求1至6的任一项所述的电机驱动电路，其特征在于，

上述电位差检测电路包括：

上述第一滤波器和上述第二滤波器中的至少一者是数字型的低通滤波器。

10.一种对连接于具有两组串联连接在电源端子与接地端子之间的高侧晶体管和低侧晶体管的H桥电路的电机进行驱动的电机驱动方法，其特征在于，包括：

测定与上述电机的两端的电位差相应的两端电压的步骤；

使用与上述电机的电阻分量和处于流过上述电机的驱动电流的路径上的高侧晶体管或低侧晶体管的一个晶体管的导通电阻之比相应的校正值，来校正上述一个晶体管的导通电阻所产生的电压降，得到与上述电机的电阻分量所产生的电压降相应的校正电压的步骤；

取得同上述两端电压与上述校正电压之差相应的电压，作为表示上述电机所产生的反电动势电压的检测电压的步骤；以及

接受上述检测电压和表示上述电机的转速的指示电压，并通过脉冲调制来驱动上述H桥电路，使得与上述检测电压相应的上述电机的转速趋近于上述指示电压表示的被指定的转速的步骤。