JP5234336B2 - 電磁流量計 - Google Patents

Description

本発明は、電磁流量計に関し、詳しくは、スイッチング制御方式の励磁回路の改善に関するものである。

図４は、従来から電磁流量計で用いられている励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図である。図４において、直流電源１にはコンデンサ２が並列接続されている。この直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ１を介して励磁コイル３の一端３１に接続され、この一端３１はスイッチング素子Ｑ３を介して直流電源１の他端（負側）に接続されている。励磁コイルの他端３２は接地されるとともに励磁電流の検出抵抗４の一端に接続され、直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ２を介して抵抗４の他端４１に接続され、この他端４１はスイッチング素子Ｑ４を介して直流電源１の他端（負側）に接続されている。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はＦＥＴよりなるものであり、製造工程で本質的にパッケージ内に形成され取り外すことは不可能な寄生コンデンサＤ１〜Ｄ４が、前記直流電源より流れる電流に対して逆方向に並列接続されている。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御電極（ＦＥＴのゲート）には、それぞれフォトカプラなどのアイソレータＰ１〜Ｐ４および波形整形回路Ｂ１〜Ｂ４を介して、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１〜Ｔ４が入力されている。

励磁コイル３と直列接続された励磁電流検出抵抗４には、正励磁期間および負励磁期間に励磁電流が交互に逆方向に流れる。したがって、検出抵抗４の接地された一端３２と他端４１間には、正励磁期間および負励磁期間に対応して励磁電流に比例した正および負の電圧Ｖｒが発生する。

図５は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１〜Ｔ４の発生回路の構成図である。励磁タイミング発生回路５は、正励磁期間および負励磁期間を規制するものであり、所定の励磁基本周波数ｆ１の矩形波を発生し、直接出力がタイミング信号Ｔ４としてスイッチング素子Ｑ４に供給され、インバータＧ３を介した反転出力がタイミング信号Ｔ３としてスイッチング素子Ｑ３に供給される。

励磁制御回路６は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式でコイル３の励磁を制御するように構成されている。具体的には、励磁電流に比例した正および負の電圧ＶＲＥＦが絶対値回路７を介して正極性電圧に変換され、この電圧信号と直流リファレンス８（電圧Ｖｓ）との差が誤差増幅器９で増幅される。

誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅが正帰還抵抗１０、１１によるヒステリシス特性を有する比較器１２の正側入力端子に抵抗１０を介して入力されている。

三角波信号発振器１３は、励磁基本周波数ｆ１より高い励磁スイッチング制御周波数ｆ２の三角波信号Ｖｐを比較器１２の負側入力端子に入力する。

比較器１２の出力は、アンドゲートＧ１、Ｇ２に導かれるとともに、正帰還抵抗１１、１０の分圧回路を介して比較器１２の正側入力端子にフィードバックされ、比較動作に所定のヒステリシスを与えている。

比較器１２は、三角波信号Ｖｐが上昇して誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅ以上となり、さらに正帰還抵抗１０、１１で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以上に上昇すると出力が正から負に反転し、逆に、三角波信号Ｖｐが誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅを超えて低下し、さらに正帰還抵抗１０、１１で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以下となると出力が負から正に反転することを三角波信号の各周期で繰り返す。この比較動作によりパルス幅変調（ＰＷＭ）が実現される。

アンドゲートＧ１には比較器１２の出力とタイミング信号Ｔ４が入力され、両者の論理積でタイミング信号Ｔ１が出力される。同様に、アンドゲートＧ２には比較器１２の出力とタイミング信号Ｔ４が入力され、両者の論理積でタイミング信号Ｔ２が出力される。

図６は、このような構成における正励磁期間および負励磁期間の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の開閉状況とスイッチング制御の説明図である。まず励磁タイミング信号Ｔ３、Ｔ４により正励磁期間ではスイッチング素子Ｑ３がオフでＱ４がオンに規制され、負励磁期間ではスイッチング素子Ｑ３がオンでＱ４がオフに規制される。

さらに、正励磁期間ではスイッチング素子Ｑ２がオフでＱ１によりスイッチング制御が実行される。負励磁期間ではスイッチング素子Ｑ１がオフでＱ２によりスイッチング制御が実行される。このような各スイッチング素子の制御により、正励磁期間では、図４においてｉ１で示す電流がスイッチング素子Ｑ１、励磁コイル３、検出抵抗４、スイッチング素子Ｑ４を流れる。

図４にｉ２で示す電流は、スイッチング素子Ｑ１がオフのとき励磁コイル３の逆起電力により、スイッチング素子素子Ｑ３に並列接続した寄生ダイオードＤ３を流れる電流を示す。また負励磁期間では、ｉ１と同様な電流がスイッチング素子Ｑ２、検出抵抗４、励磁コイル３、スイッチング素子Ｑ３を流れ、定電流制御が実行される。
特開２００２−２０２１６５号公報

このように構成されるスイッチング制御方式の励磁回路は、低消費電力などの大きな利点があるが、励磁電流は図７（Ａ）に示すように本質的に励磁スイッチング制御周波数成分のリプルを持つ。

この励磁スイッチング制御周波数成分の電流リプルは、図７（Ｂ）に示すように、励磁電流が定電流制御された期間における電磁流量計の測定信号にそのまま重畳される電磁流量計特有のワンターンノイズとして信号に含まれる。

図７（Ｃ）に示すように、適当なタイミングによる区間で（Ｂ）の信号がサンプリングされて流量信号として取り込まれるが、励磁スイッチング制御周波数が励磁基本周波数の（２ｎ＋１）倍になると、このサンプリング期間で信号に含まれる励磁スイッチング制御周波数成分ノイズはゼロにならず、出力揺動としてあらわれる。（２ｎ）／Ｔのときは、サンプリングすると積分されて０になるが、発振器１３の周波数安定度が悪くて周波数が少しでもずれると、非常に低い周波数でビート（うねり）が発生する可能性がある。特に、温度変化によって発振器１３の電気的特性が変化し、周波数がずれることが考えられる。

本発明は、これらの課題を解決するものであり、その目的は、温度変化による励磁スイッチング制御周波数のずれがあって出力信号に揺動が生じた場合でも、励磁スイッチング制御周波数を最適に選択し直すことで、安定した出力信号が得られる励磁回路からの影響がない電磁流量計を実現することにある。

このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
所定の励磁基本周波数を有するタイミング信号を発生する励磁タイミング発生回路と、励磁基本周波数より高い励磁スイッチング制御周波数を有する三角波信号を発生する三角波信号発振器を含むスイッチング制御方式の励磁回路と、検出電極対とを備えた電磁流量計において、
前記検出電極対の差動出力信号に含まれる揺動周波数の検出結果に基づき、温度変化に応じて変化した前記励磁スイッチング制御周波数を最適化するように前記三角波信号発振器を制御する励磁スイッチング制御周波数変更手段を設けたことを特徴とする。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の電磁流量計において、
前記励磁スイッチング制御周波数変更手段は、前記検出電極対の差動出力信号の周波数解析結果から最大振幅のビート周波数を求め、この最大振幅のビート周波数に基づき前記励磁スイッチング制御周波数を変更することを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の電磁流量計において、
前記励磁スイッチング制御周波数変更手段は、前記検出電極対の差動出力信号の周波数解析結果から最大振幅のビート周波数を求め、このビート周波数における最大振幅と所定の閾値との比較結果に基づき前記励磁スイッチング制御周波数を変更することを特徴とする。

本発明によれば、温度変化による励磁スイッチング制御周波数のずれがあって出力信号に揺動が生じた場合でも、励磁スイッチング制御周波数を最適に選択し直すことで、安定した出力信号を得ることができる。

以下、本発明について、図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示すブロック図である。図１において、励磁回路２０は、図４および図５に示した従来技術の回路構成と同様に構成されたものである。検出器２１の一方の電極２１ａで検出される出力信号はバッファ２２ａを介して差動増幅器２３の一方の入力端子に入力され、他方の電極２１ｂで検出される出力信号はバッファ２２ｂを介して差動増幅器２３の他方の入力端子に入力されている。差動増幅器２３の出力信号ＳはＡ／Ｄ変換器２４でデジタル信号に変換され、ＣＰＵ２５に入力される。ＣＰＵ２５は、ＦＦＴによる周波数解析を行って出力信号に含まれる揺動周波数を求め、算出した揺動周波数に応じて、励磁スイッチング制御周波数を変更する制御信号を励磁回路２０に出力する。

また、ＣＰＵ２５は、検出器２１の各電極２１ａ，２１ｂの出力信号に基づく測定結果を出力回路２６に出力するとともに、表示器２７に表示する。

図２は、ＣＰＵ２５における励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを変更する処理の流れの一例を示すフローチャートである。
１）はじめに、Ａ／Ｄ変換器２４から出力信号Ｓをリードする（ステップＳＰ１）。
２）続いて、ＦＦＴを用いて、出力信号Ｓを周波数解析する（ステップＳＰ２）。
３）次に、周波数解析の結果から、最も振幅が大きいビートの周波数Ｆｂｅａｔを求める（ステップＳＰ３）。

４）ビート周波数Ｆｂｅａｔの比較を行う。ビート周波数Ｆｂｅａｔが０でなければ、励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを変更する（ステップＳＰ４）。Ｆｂｅａｔは（１）式により求められるが、ｎ＊Ｆｅｘからの相対値となる（ビート周波数Ｆｂｅａｔが＋か−かの情報が必要）。（１）式により求められるビート周波数Ｆｂｅａｔのうち最も周波数が低いもの（基本波）が最も振幅が大きくなる。
Ｆｂｅａｔ＝Ｆｓｗ−ｎ＊Ｆｅｘ （１）
ここで、Ｆｓｗは励磁スイッチング制御周波数、Ｆｅｘは励磁基本周波数、ｎは整数を表している。
５）励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを変更する。
励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを（２）式に基づいて変更する。
Ｆｓｗ＝Ｆｓｗ−Ｆｂｅａｔ （２）

このように温度変化に応じて励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを最適化することで、励磁回路からの影響を受けない安定した出力が得られる電磁流量計を実現できる。

なお、図２の例ではビートの周波数Ｆｂｅａｔを評価基準としたが、図３に示すように周波数解析の結果得られるビートの振幅Ａｂｅａｔを評価基準にしてもよい。ある閾値Ａｔｈを用意し、出力信号に含まれるビートの振幅Ａｂｅａｔがその閾値Ａｔｈより大きければビートの振幅が小さくなるように励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを変更する。

図３は、ＣＰＵ２５における励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを変更する処理の流れの他の例を示すフローチャートである。
１）はじめに、Ａ／Ｄ変換器２４から出力信号Ｓをリードする（ステップＳＰ１）。
２）続いて、ＦＦＴを用いて、出力信号Ｓを周波数解析する（ステップＳＰ２）。
ひ３）次に、周波数解析の結果から、最も振幅が大きいビートの周波数Ｆｂｅａｔの振幅Ａｂｅａｔを求める（ステップＳＰ３）。

４）ビート周波数Ｆｂｅａｔの比較を行う。ビート周波数Ｆｂｅａｔが０でなければ、振幅Ａｂｅａｔを比較する（ステップＳＰ４）。
５）振幅Ａｂｅａｔを閾値Ａｔｈと比較する。振幅Ａｂｅａｔが閾値Ａｔｈに対して十分小さければその影響は無視できるので励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗの変更は行わず、振幅Ａｂｅａｔが閾値Ａｔｈに対して十分小さくなければその影響は無視できないので励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを変更する。
６）励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを変更する。
励磁スイッチング制御周波数Ｆｓｗを図２と同様に前述の（２）式に基づいて変更する。

以上説明したように、本発明によれば、温度変化に起因する出力信号の揺動が発生しても励磁スイッチング制御周波数を最適に選択し直すことにより安定した出力信号が得られる電磁流量計が実現できる。

本発明の一実施例を示すブロック図である。 図１の動作の流れを説明するフローチャートである。 図１の他の動作の流れを説明するフローチャートである。 従来の電磁流量計で用いられている励磁コイルのスイッチング制御回路の構成例図である。 図４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１〜Ｔ４の発生回路の構成図である。 図４の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の開閉状況とスイッチング制御の説明図である。 図４の励磁回路における各部の動作波形例図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ コンデンサ
３ 励磁コイル
４ 励磁電流検出抵抗
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄ１〜Ｄ４ 寄生コンデンサ
Ｐ１〜Ｐ４ アイソレータ
Ｂ１〜Ｂ４ 波形整形回路
Ｔ１〜Ｔ４ タイミング信号

Claims (3)

1. 所定の励磁基本周波数を有するタイミング信号を発生する励磁タイミング発生回路と、励磁基本周波数より高い励磁スイッチング制御周波数を有する三角波信号を発生する三角波信号発振器を含むスイッチング制御方式の励磁回路と、検出電極対とを備えた電磁流量計において、
   前記検出電極対の差動出力信号に含まれる揺動周波数の検出結果に基づき、温度変化に応じて変化した前記励磁スイッチング制御周波数を最適化するように前記三角波信号発振器を制御する励磁スイッチング制御周波数変更手段を設けたことを特徴とする電磁流量計。
2. 前記励磁スイッチング制御周波数変更手段は、前記検出電極対の差動出力信号の周波数解析結果から最大振幅のビート周波数を求め、この最大振幅のビート周波数に基づき前記励磁スイッチング制御周波数を変更することを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
3. 前記励磁スイッチング制御周波数変更手段は、前記検出電極対の差動出力信号の周波数解析結果から最大振幅のビート周波数を求め、このビート周波数における最大振幅と所定の閾値との比較結果に基づき前記励磁スイッチング制御周波数を変更することを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。

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