JP2019168892A - 演算増幅回路及びこれを使用した電流検出装置 - Google Patents
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Abstract
Description
この入力オフセット電圧は、演算増幅器の温度やパッケージ封止の前後で変化し、正負の極性が変化することがある。このような正負の極性が変化した場合には、特許文献1に記載された先行技術では対処することができず、入力オフセット電圧の変化によって電流検出誤差が大きくなるという課題がある。
また、本発明に係る電流検出装置の一態様は、入力オフセット電圧の極性を一定に制御できる演算増幅器を使用して電流検出装置を構成するので、演算増幅器の入力オフセット電圧の極性の変化を防止して、電流センス半導体素子によるメイン半導体素子の駆動電流検出精度を高精度に維持することができる。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
以下、本発明の第1の実施形態に係る電流検出装置について図面を参照して説明する。
メイン半導体素子M1は、ドレインが電源端子Vccに接続され、ソースが出力端子Voutを介して負荷11に接続され、ゲートがゲート信号入力端子Vgateに接続されている。このメイン半導体素子M1はゲートに供給されるゲート信号に基づいて負荷11に供給する駆動電流が制御される。
電流センス半導体素子M2と電流検出用抵抗Riとの間には、電位制御回路12が接続されている。この電位制御回路12は、電流センス半導体素子M2の出力電位であるソース電位Vs1がメイン半導体素子M1の出力電位であるソース電位Vs2と等しくなるように電流センス半導体素子M2の出力電流を制御する。電位制御回路12は、電流センス半導体素子M2と電流検出用抵抗Riとの間に接続された電流制御半導体素子としての例えばNチャネルのMOSFETM3と、演算増幅器13とを備えている。
演算増幅器13は、入力される選択信号SLに応じて入力オフセット電圧極性が制御可能なオペアンプで構成されている。この演算増幅器13の具体的構成は、図2に示すように、差動増幅回路14と、プッシュプル出力段回路15と、選択回路16とで構成されている。差動増幅回路14は、電源端子Vccに接続されたカレントミラー回路17を構成する一対の半導体素子となる例えばPチャネルのMOSFETM11及びM12と、これらMOSFETM11及びM12と直列に接続された一対の差動対素子となる例えばNチャネルのMOSFETM13及びM14と、これらMOSFETM13及びM14のソースと接地との間に接続された定電流源を構成するNチャネルのMOSFETM15とを備えている。
MOSFETM13及びM14は、ゲートが選択回路16の第1選択部16aに接続されている。
MOSFETM15は、ゲートがバイアス電圧入力端子Biasに接続されている。
プッシュプル出力段回路15は、電源端子Vcc及び接地間に直列に接続されたPチャネルのMOSFETM21及びNチャネルのMOSFETM22を備えている。MOSFETM21のドレイン及びMOSFETM22のドレイン間に出力端子Voutが接続されている。また、MOSFETM21のゲートは選択回路16の第3選択部16cに接続されている。MOSFETM22はソースが接地され、ゲートが差動増幅回路14のMOSFETM15のゲートとともにバイアス電圧入力端子Biasに接続されている。
第3選択部16cは、一つの単極双投のアナログスイッチSWcで構成されている。このアナログスイッチSWcは、共通端子tcがプッシュプル出力段回路15のMOSFETM21のゲートに接続され、常閉端子tncが差動増幅回路14のMOSFETM12及びM14の接続点である出力側に接続され、常開端子tnoが差動増幅回路14のMOSFETM11及びM13の接続点である出力側に接続されている。
したがって、演算増幅器13は、選択信号SLがLレベルであるときに、図3に示すように、差動対半導体素子を構成するMOSFETM13のゲートが反転入力端子IN−に接続され、MOSFETM14のゲートが非反転入力端子IN+に接続される。また、カレントミラー回路17を構成するMOSFETM11及びM12の互いに接続されたゲートがMOSFETM11及びM13の接続点に接続される。さらに、プッシュプル出力段回路15のMOSFETM21のゲートが差動増幅回路14のMOSFETM12及びM14の接続点である出力側に接続される。
チョッパーインバータ比較器21は、図1に示すように、演算増幅器13の非反転入力端子に入力される電流センス半導体素子M2のソース電位が入力される入力端子V−と、演算増幅器13の反転入力端子に入力されるメイン半導体素子M1のソース電位か入力される入力端子V+と、比較出力信号Scを出力する信号出力端子Voutとを備えている。このチョッパーインバータ比較器21の具体的構成は、図5に示すように、二つの充放電用コンデンサC1及びC2と、一つのインバータ30と、一つの抵抗R1と、第1選択部31a〜第5選択部31eの五つの選択部を備えている。これら第1選択部31a〜第5選択部31eは、単極双投のアナログスイッチSWa〜SWeで構成されている。
第2選択部31bのアナログスイッチSWbは、常閉端子tncがインバータ30の入力端子に接続され、常開端子tnoが入力端子V−に接続されている。
第4選択部32dのアナログスイッチSWdは、共通端子tcがアナログスイッチSWbの常閉端子tnc、アナログスイッチSWcの常開端子tno及びインバータ30の入力端子の接続点に接続され、常閉端子tncが空き端子とされ、常開端子tnoがインバータ30の出力端子に接続されている。
そして、第5選択部32eのアナログスイッチSWeの共通端子tcと抵抗R1との接続点が出力端子Voutに接続されている。
ここで、アナログスイッチSWa〜SWeは、クロックパルス発生回路22から出力される矩形波状のクロックパルスCPがHレベルであるときに共通端子tcが常開端子tnoに接続され、クロックパルスCPがLレベルであるときに共通端子tcが常閉端子tncに接続される。
逆に、V+<V−であるとき、すなわち、電流センス半導体素子M2のソース電位Vs2がメイン半導体素子M1のソース電位Vs1より高い場合には、インバータ30の入力電圧は、閾値電圧Vthより低い電圧となり、インバータ30の出力はHレベルとなる。
トグルフリップフロップ23は、図1に示すように、D端子に否定出力端子Qbの出力信号が入力され、クロック端子CLKにチョッパーインバータ比較器21の比較信号SCが入力され、肯定出力端子Qから選択信号SLが演算増幅器13の選択信号入力端子tsに入力される。このトグルフリップフロップ23では、クロック端子CLKにHレベルの比較信号SCが入力される毎に肯定出力端子Qから出力される選択信号SLがLレベルからHレベルへ又はHレベルからLレベルへ反転する。
また、電位制御回路12と電流検出用抵抗Riとの間には、第1コンパレータ41及び第2コンパレータ42の非反転入力端子が接続されている。第1コンパレータ41は、過電流異常を検出し、第2コンパレータ42は、過電流異常よりは低い電流であるが定格電流よりは大きく継続すると異常を生じる可能性のある異常電流を検出する。
定電流出力回路44は、ドレインが互いに接続されて電源端子Vccに接続されたNチャネルのMOSFETM31及びM32を有し、ダイオード接続された一方のMOSFETM31のソースが可変抵抗を介してグランド端子Gndに接続され、他方のMOSFETM32のソースが分圧回路43の抵抗R3及びR4間に接続されている。
先ず、メイン半導体素子M1の駆動電流をIdとし、メイン半導体素子M1及び電流センス半導体素子M2のセンス比をKとすると、電流センス半導体素子M2の出力電流はId/Kとなる。
このとき、演算増幅器13の入力オフセット電圧ΔVが“0”である場合には、演算増幅器13の非反転入力端子V+に入力される電流センス半導体素子M2のソース電位Vs1と反転入力端子V−に入力されるメイン半導体素子M1のソース電位Vs2の電位差に応じた出力MOSFETM3に出力されるので、電流センス半導体素子M2のソース電位Vs2がメイン半導体素子M1のソース電位Vs1と等しくなるように制御される。このときの電流センス半導体素子M2の出力電流はId/Kとなる。
このため、図8(a)に示すように、時点t1でチョッパーインバータ比較器21の入力端子V+に入力されるメイン半導体素子M1のソース電位Vs1が入力端子V−に入力される電流センス半導体素子M2のソース電位Vs2に対して高くなる。
この状態から、温度変化やパッケージ封止の影響により、演算増幅器13の入力オフセット電圧−ΔVが負極性から正極性に反転すると、これに応じてチョッパーインバータ比較器21の入力端子V+に入力されるメイン半導体素子M1のソース電位Vs1が、図8(a)に示すように、時点t6から減少し、時点t7で入力端子V−の電位より低くなる。
このため、トグルフリップフロップ23の肯定出力端子Qから出力される選択信号SLが、図8(e)に示すように、LレベルからHレベルに反転する。
したがって、演算増幅器13の入力オフセット電圧ΔVが負極性である状態から正極性に変化した場合に、非反転入力端子に入力されていた電流センス半導体素子M2のソース電位Vs2が反転入力端子に入力され、反転入力端子に入力されていたメイン半導体素子M1のソース電位Vs1が非反転入力端子に入力されたことと等価となり、演算増幅器13の入力オフセット電圧は負極性−ΔVに維持される。
その後、演算増幅器13の入力オフセット電圧ΔVの極性が反転した場合には、上記と同様の動作を行って、チョッパーインバータ比較器21からHレベルとなる比較信号SCがトグルフリップフロップ23のD端子に入力されることにより、トグルフリップフロップ23の出力端子Qから出力される選択信号SLがLレベルに反転する。このため、演算増幅器13の接続関係が初期状態に復帰する。
ちなみに、前述した従来技術では、入力オフセット電圧極性判定部20を備えておらず、コンパレータ41及び42の基準電圧を変化させることで演算増幅器13やコンパレーのオフセット電圧を補償するようにしている。
これに対して、本願発明では、前述したように、演算増幅器13の入力オフセット電圧ΔVが負極性から正極性に変化した場合や正極性から負極性に復帰する場合に、入力オフセット電圧の極性を維持することができるので、電流検出精度を向上させることができる。
さらに、上記実施形態では、演算増幅器13の非反転入力端子に電流センス半導体素子M2のソース電位Vs2を入力し、反転入力端子にメイン半導体素子M1のソース電位Vs1を入力する場合について説明した。しかしながら、本発明では上記構成に限定されるものではなく、演算増幅器13の反転入力端子に電流センス半導体素子M2のソース電位Vs2を入力し、非反転入力端子にメイン半導体素子M1のソース電位Vs2を入力するようにしてもよい。チョッパーインバータ比較器21の入力端子V+及びV−への入力についても同様である。
Claims (5)
- 電源に接続されて負荷に駆動電流を供給するメイン半導体素子と並列に接続された電流センス半導体素子と電流検出用抵抗との間に接続されて前記電流センス半導体素子の出力電位を前記メイン半導体素子の出力電位と等しく制御する電位制御回路と、
前記電位制御回路は、前記電流センス半導体素子及び前記電流検出用抵抗間に接続された電流制御素子と、非反転入力端子及び反転入力端子の一方に前記電流センス半導体素子の出力電位が入力され、前記非反転入力端子及び前記反転入力端子の他方に前記メイン半導体素子の出力電位が入力され、前記電流センス半導体素子及び前記メイン半導体素子の出力電位差に応じた制御信号を前記電流制御素子に出力する演算増幅器とを備え、
前記電流センス半導体素子及び前記メイン半導体素子の電位差に応じて前記演算増幅器の入力オフセット電圧の極性を判定する入力オフセット電圧極性判定部を設け、前記演算増幅器は、前記入力オフセット電圧極性判定部の極性判定信号に基づいて入力オフセット電圧の極性を一定に制御する演算増幅回路。 - 前記入力オフセット電圧極性判定部は、前記電流センス半導体素子の出力電位及び前記メイン半導体素子の出力電位が入力されるチョッパーインバータ比較器で構成されている請求項1に記載の演算増幅回路。
- 前記演算増幅器は、カレントミラー回路を構成する一対の半導体素子と、差動対を構成する一対の差動対素子とをそれぞれ直列に接続した差動増幅回路と、該差動増幅回路の差動出力が入力されるプッシュプル出力段回路と、前記一対の差動対素子の一方の制御端子に接続する非反転入力端子及び反転入力端子の一方を選択し、他方の制御端子に接続する非反転入力端子及び判定入力端子の他方を選択する第1選択部と、前記カレントミラー回路のダイオード接続する一対の半導体素子を選択する第2選択部と、前記プッシュプル出力段回路に接続する差動増幅回路の出力側を選択する第3選択部とを備え、
前記第1選択部、前記第2選択部及び前記第3選択部には、前記入力オフセット電圧極性判定部から極性判定信号が選択信号として供給されている請求項1又は2に記載の演算増幅回路。 - 前記入力オフセット電圧判定部と前記演算増幅器との間にトグルフリップフロップが接続されている請求項1から3の何れか一項に記載の演算増幅回路。
- 前記請求項1から請求項4の何れか一項に記載された演算増幅回路を備えた電流検出装置。
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