WO2013027342A1 - 電磁石コイルの駆動装置 - Google Patents

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resistor
charging
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晃 森田
貴裕 田口
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富士電機機器制御株式会社
富士電機株式会社
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    • H01F7/064—Circuit arrangements for actuating electromagnets

Definitions

  • the present invention relates to an electromagnet coil driving device for driving an electric current through an electromagnet coil.
  • This conventional drive device is connected in series to a coil of an electromagnet, compares a semiconductor switch for controlling a current supplied to the coil, a capacitor, and the voltage of the capacitor with two voltages, and according to the comparison result, the semiconductor switch And a comparator with a hysteresis function for generating a signal for turning on and off, and a charge / discharge circuit for charging and discharging the capacitor.
  • the semiconductor switch is turned on / off by a signal output from the comparator, whereby a predetermined current is supplied to the coil of the electromagnet and the coil is excited. Since the exciting force of an electromagnet coil is determined by the supplied current, it is desirable to measure the current flowing through the coil to a constant value. For this reason, conventionally, the current flowing in the coil is measured by a Hall element, a current detection resistor, or the like, and the measurement current is controlled to be constant.
  • An object of the present invention is to provide a driving apparatus.
  • An electromagnet coil driving apparatus includes a semiconductor switch that is connected in series to an electromagnet coil, controls a current supplied to the coil, a capacitor, and two different voltages for charging and discharging the capacitor. And a comparator that generates a signal for turning on and off the semiconductor switch according to the comparison result, a first charging circuit that charges the capacitor based on an applied voltage of the coil, and a discharge that discharges the capacitor.
  • the first charging circuit includes a first resistor and at least one compensation circuit connected in parallel with the first resistor.
  • the compensation circuit includes a resistor and a Zener diode. It is connected in series.
  • the electromagnet coil driving device may further include a second charging circuit that charges the capacitor based on a stabilized voltage.
  • the compensation circuit includes a first compensation circuit in which a second resistor and a first Zener diode are connected in series, and a second resistor in which a third resistor and a second Zener diode are connected in series.
  • the first Zener diode and the second Zener diode may have different Zener voltages.
  • the first charging circuit may further include a temperature sensitive resistance element connected in series with the first resistance element. Further, the temperature sensitive resistance element may have a positive temperature coefficient.
  • a driving device for an electromagnet coil which is connected in series to an electromagnet coil, a semiconductor switch for controlling a current supplied to the coil, a capacitor, and a charge / discharge voltage of the capacitor.
  • a comparator for generating a signal for turning on and off the semiconductor switch according to a comparison result a first charging circuit for charging the capacitor based on an applied voltage of the coil, and discharging the capacitor
  • the second charging circuit includes a first resistor and a temperature-sensitive resistor element, and the first resistor and the temperature-sensitive resistor element are connected in series or in parallel. It is characterized by that.
  • the electromagnet coil driving device may further include a second charging circuit that charges the capacitor based on a stabilized voltage. Further, the temperature sensitive resistance element may have a positive temperature coefficient.
  • 1 is a circuit diagram of a first embodiment of an electromagnetic coil drive device of the present invention. It is a figure which shows the example of a waveform of the operation
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of an electromagnetic coil driving apparatus according to the present invention.
  • a current is supplied from the power source 20 to the electromagnet coil 10 and a constant current flows through the coil 10 even when the power source voltage VDD of the power source 20 changes.
  • a field effect transistor Q1 which is a semiconductor switch, a comparator 30 with a hysteresis function, inverters 41 and 42, a capacitor C1, and a capacitor C1 are charged.
  • Two charging circuits 50 and 60 and a discharging circuit 70 for discharging the electric charge of the capacitor C1 are provided.
  • the resistor R6 and the Zener diode ZD1 are connected in series between the power supply line 80 and the ground, and the common connection portion between the resistor R6 and the Zener diode ZD1. Is used to obtain a stabilized internal voltage VCC.
  • One end of the electromagnet coil 10 is connected to the power supply line 80 and directly applied with the power supply voltage VDD. This is to increase the efficiency of the power source.
  • the other end of the coil 10 is connected to the drain of the field effect transistor Q1. Both ends of the coil 10 are connected in parallel with a diode D1 for a flywheel.
  • the diode D1 functions to flow a current through the coil 10 using a voltage generated by a counter electromotive force generated in the coil 10 when the field effect transistor Q1 is off.
  • the field effect transistor Q1 is connected in series with the coil 10 and controls the current supplied from the power source 20 to the coil 10. For this reason, the drain of the field effect transistor Q1 is connected to the coil 10, and the source of the field effect transistor Q1 is grounded. The gate of the field effect transistor Q1 is connected to the output terminal of the inverter 42.
  • the comparator 30 compares the charge / discharge voltage (both ends voltage) Vc of the capacitor C1 with the two voltages VH and VL (see FIG. 2), and a signal corresponding to the comparison result is used as a signal for turning on / off the field effect transistor Q1. Output.
  • the comparator 30 includes an operational amplifier (op-amp) IC1, and a resistor R7 and a resistor R8 for providing hysteresis.
  • the operational amplifier IC1 is an open collector type, and can output a voltage by connecting a resistor R11 to the output stage as shown in FIG.
  • the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier IC1 is connected to one end of the capacitor C1, and the other end of the capacitor C1 is grounded.
  • the reference voltage Vref is applied to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier IC1 through the resistor R7.
  • a resistor R8 is connected between the non-inverting input terminal (+) and the output terminal of the operational amplifier IC1.
  • the internal voltage VCC is supplied to one power supply terminal of the operational amplifier IC1, and the other power supply terminal of the operational amplifier IC1 is grounded.
  • the comparator 30 having such a configuration, by using the reference voltage Vref applied to one end of the resistor R7, the upper limit threshold voltage VH used when comparing the voltage Vc across the capacitor C1 and the lower limit threshold.
  • the value voltage VL can be obtained (see FIG. 2).
  • the inverter 41 logically inverts the output of the comparator 30 and supplies the binary signal obtained by the logical inversion to the inverter 42.
  • the inverter 42 logically inverts the output of the inverter 41 and supplies the logically inverted binary signal to the gate of the field effect transistor Q1.
  • the charging circuit 50 is a circuit that charges the capacitor C1 based on the voltage applied to the coil 10.
  • One end side of the charging circuit 50 is connected to the power line 80, and the other end side is one end of the capacitor C1 via the diode D2. It is connected to the.
  • the charging circuit 50 includes a feedback resistor R1, and a first compensation circuit 51 and a second compensation circuit 52 connected in parallel to the feedback resistor R1.
  • One end of the feedback resistor R1 is connected to the power supply line 80, and the other end of the feedback resistor R1 is connected to one end of the capacitor C1 through the diode D2.
  • a resistor R2 and a Zener diode ZD2 are connected in series, and the series circuit is connected in parallel to the feedback resistor R1.
  • a resistor R3 and a Zener diode ZD3 are connected in series, and the series circuit is connected in parallel to the feedback resistor R1.
  • the charging circuit 60 is a circuit that charges the capacitor C1 based on the stabilized internal voltage VCC generated across the Zener diode ZD1. For this reason, the charging circuit 60 includes a voltage dividing circuit that includes the resistors R4 and R5 and divides the internal voltage VCC. And the common connection part of resistance R4 and resistance R5 is connected to the end of the capacitor
  • a resistor R9 and a diode D3 are connected in series, one end of the resistor R9 is connected to one end of the capacitor C1, and the cathode of the diode D3 is connected to the output terminal of the operational amplifier IC1.
  • the charging current Ii for charging the capacitor C1 consists of two components, current I1 and current I2, as shown in FIG.
  • the two currents I1 and I2 charge the capacitor C1 through the diode D2.
  • the current I1 is supplied from the power supply voltage VDD, which is an applied voltage of the coil 10, through the charging circuit 50.
  • the current I2 is supplied based on a voltage obtained by dividing the stabilized internal voltage VCC by the resistors R4 and R5 of the charging circuit 60.
  • the discharge of the capacitor C1 proceeds, and when the voltage Vc of the capacitor C1 becomes equal to or lower than the lower limit threshold voltage VL of the comparator 30 at time t3 in FIG. 2, the output voltage Vout of the comparator 30 changes from the low level to the high level. .
  • charging of the capacitor C1 by the charging circuit 50 and the charging circuit 60 is started.
  • the capacitor C1 is repeatedly charged and discharged, and the comparator 30 outputs a corresponding pulse as the output voltage Vout.
  • the output voltage Vout of the comparator 30 is logically inverted by the inverters 41 and 42, and the on / off control of the field effect transistor Q1 is performed by the pulse output from the inverter 42.
  • the charging current Ii of the capacitor C1 is composed of two components, the current I1 and the current I2. Under such an operation, when the power supply voltage VDD rises, the current I2 does not increase and is constant. This is because the current I2 is based on a voltage obtained by dividing the internal voltage VCC obtained by stabilizing the power supply voltage VDD by the resistors R4 and R5 of the charging circuit 60.
  • the charging circuit 50 includes a feedback resistor R1, and a first compensation circuit 51 and a second compensation circuit 52 connected in parallel to the feedback resistor R1.
  • the resistor R2 of the first compensation circuit 51 and the resistor R3 of the second compensation circuit 52 are connected in parallel to the feedback resistor R1 along with the increase, contributing to charging of the charging current Ii. To come. This point will be described below.
  • the increase in the voltage difference (VDD ⁇ VCC) between the power supply voltage VDD and the internal voltage VCC reflects the increase in the power supply voltage VDD.
  • the Zener voltage VZD2 of the Zener diode ZD2 of the first compensation circuit 51 and the Zener voltage VZD3 of the Zener diode ZD3 of the second compensation circuit 52 are in a relationship of VZD2 ⁇ VZD3.
  • VDD ⁇ VCC voltage difference between the power supply voltage VDD and the internal voltage VCC and the Zener voltages VZD2 and VZD3
  • Equation (1) is a case where the voltage difference (VDD ⁇ VCC) accompanying the rise of the power supply voltage VDD is lower than the Zener voltage VZD2 of the Zener diode ZD2, and no current flows through the Zener diode ZD2. At this time, no current flows through the Zener diode ZD3. Therefore, the resistor R1 is the only resistor that contributes to charging of the charging circuit 50.
  • the resistors contributing to the charging of the charging circuit 50 are the resistors R1 and R2, and these two resistors R1 and R2 are connected in parallel to form a parallel circuit.
  • the resistors contributing to the charging of the charging circuit 50 are the resistors R1, R2, and R3, and these three resistors R1, R2, and R3 are connected in parallel to form a parallel circuit.
  • the combined resistance value of the resistors contributing to the charging of the charging circuit 50 becomes smaller as the increase of the power supply voltage VDD becomes larger. For this reason, when the power supply voltage VDD increases, the charging current Ii to the capacitor C1 increases, and the charging period T1 of the capacitor C1 is shortened. On the other hand, even if the power supply voltage VDD rises, the resistance value of the resistor R9, which is a discharge resistor, does not change, so the discharge current Io of the capacitor C1 is constant and the discharge time T2 is constant.
  • the output voltage Vout of the comparator 30 is short during the high level period, but is constant during the low level period. Then, the output voltage Vout of the comparator is logically inverted by the inverter 41, further logically inverted by the inverter 42, and applied to the gate of the field effect transistor Q1.
  • the on-operation time of the field effect transistor Q1 can be shortened, and an increase in the current flowing through the coil 10 can be suppressed.
  • FIG. 3 shows a relationship between the power supply voltage VDD and the current flowing through the coil 10 of the electromagnet when the compensation circuits 51 and 52 of the charging circuit 50 are not provided in the first embodiment. According to the curve a, it can be seen that when the power supply voltage VDD rises, the current flowing through the coil 10 of the electromagnet increases with this rise.
  • a curve b in FIG. 3 shows the relationship between the power supply voltage VDD and the current flowing through the coil 10 of the electromagnet of the first embodiment.
  • the operation of the compensation circuits 51 and 52 of the charging circuit 50 makes the current flowing through the coil 10 of the electromagnet almost constant and increases the current even when the power supply voltage VDD rises. Can be suppressed.
  • the power supply voltage is bent at (VZD2 + VCC) and (VZD3 + VCC), and the current of the coil 10 is suppressed. This is because when the power supply voltage corresponds to the two voltages, the resistors R2 and R3 of the compensation circuits 51 and 52 function as charging resistors.
  • the resistance R2 of the compensation circuit 51 is connected in parallel to the resistance R1, and the value of the charging resistance of the charging circuit 50 decreases. For this reason, the charging current to the capacitor C1 increases, the charging period T1 is shortened, and the high level period of the output voltage Vout of the comparator 30 is shortened. As a result, the on-time of the field effect transistor Q1 is shortened, and an increase in the current flowing through the coil 10 is suppressed.
  • the charging circuit 50 includes the feedback resistor R1, and the first compensation circuit 51 and the second compensation circuit 52 connected in parallel to the feedback resistor R1. It was made to provide. For this reason, according to 1st Embodiment, when a power supply voltage rises, the change of the electric current which flows into the coil 10 of an electromagnet can be suppressed as much as possible, and stabilization of a coil current can be aimed at.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a second embodiment of the electromagnetic coil driving apparatus of the present invention.
  • current is supplied from the power source 20 to the coil 10 of the electromagnet, and when the temperature of the coil 10 rises and the resistance value of the coil 10 rises to change the current, the current is compensated. However, a constant current flows.
  • a field effect transistor Q1 which is a semiconductor switch, a comparator 30 with a hysteresis function, inverters 41 and 42, a capacitor C1, and a capacitor C1 are charged.
  • Two charging circuits 50a and 60 and a discharging circuit 70 for discharging the electric charge of the capacitor C1 are provided.
  • the second embodiment is based on the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, and the charging circuit 50 shown in FIG. 1 is replaced with the charging circuit 50a shown in FIG. Therefore, in the following description of the configuration, the same components are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted as much as possible.
  • the charging circuit 50a includes a feedback resistor R1 and a temperature sensitive resistance element RT1, and these are connected in series. One end of this series circuit is connected to one end of the electromagnet coil 10, and the other end is connected to one end of the capacitor C1 via the diode D2.
  • one end of the temperature sensitive resistance element RT1 is connected to one end of the coil 10
  • one end of the feedback resistor R1 is connected to one end of the capacitor C1 via the diode D2.
  • the temperature sensitive resistance element RT1 is an element whose resistance value changes according to a temperature change.
  • the temperature-sensitive resistance element RT1 has a positive temperature characteristic, and a thermistor having a positive characteristic can be used. Since the basic operation of the second embodiment having such a configuration is the same as the basic operation of the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • the operation when the environmental temperature rises and the resistance value of the electromagnet coil 10 increases thereby will be described with reference to FIG.
  • the current flowing through the coil 10 decreases as the resistance value of the coil 10 increases.
  • the increase in the environmental temperature increases the resistance value of the temperature sensitive resistance element RT1 of the charging circuit 50a.
  • This increase in the resistance value increases the charging resistance of the charging circuit 50a, so that the current I1 decreases, the charging time of the capacitor C1 increases, and the high level period of the output voltage Vout of the comparator 30 increases.
  • the on-time of the field effect transistor Q1 is lengthened, the current flowing through the coil 10 is increased, and the current flowing through the coil 10 can be stabilized.
  • the charging circuit 50a in which the feedback resistor R1 and the temperature sensitive resistance element RT1 are connected in series is provided. For this reason, according to 2nd Embodiment, when environmental temperature rises and the resistance value of the electromagnet coil 10 increases, the change of the electric current which flows into the electromagnet coil 10 is suppressed as much as possible, and stabilization of a coil current is aimed at. be able to.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment of the electromagnetic coil driving apparatus of the present invention.
  • This third embodiment suppresses this change when the applied voltage of the electromagnet coil 10 rises or the environmental temperature rises, and there is a change (increase / decrease) in the current flowing through the coil 10 that accompanies them. Thus, a constant current flows through the coil 10.
  • a field effect transistor Q1 which is a semiconductor switch, a comparator 30 with a hysteresis function, inverters 41 and 42, a capacitor C1, and a capacitor C1 are charged.
  • Two charging circuits 50b and 60 and a discharging circuit 70 for discharging the electric charge of the capacitor C1 are provided.
  • the third embodiment is based on the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 and replaces the charging circuit 50 shown in FIG. 1 with the charging circuit 50b shown in FIG. Therefore, in the following description of the configuration, the same components are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted as much as possible.
  • the charging circuit 50b is obtained by adding a temperature sensitive resistance element RT2 to the charging circuit 50 of FIG.
  • the temperature sensitive resistance element RT2 has a positive temperature characteristic, and a positive temperature coefficient thermistor or the like can be used.
  • the charging circuit 50b connects the charging circuit 50 and the temperature sensitive resistance element RT1 in series. One end of the series circuit is connected to one end of the coil 10, and the other end is connected to one end of the capacitor C1 through the diode D2.
  • the operation of the third embodiment will be described with reference to FIG.
  • the on-operation time of the field effect transistor Q1 is shortened by the same operation as the first embodiment, and the coil The electric current which flows into 10 is decreased.
  • the inverters 41 and 42 are provided between the comparator 30 and the field effect transistor Q1 (see, for example, FIG. 1). May be.
  • the charging circuit 60 is provided (see, for example, FIG. 1), but this is not always necessary and may be omitted.
  • the temperature sensitive resistance element RT1 of the charging circuit 50a is connected in series to the feedback resistance R1, but instead of this, the temperature sensitive resistance element RT1. May be connected in parallel to the feedback resistor R1.
  • Electromagnetic coil 20 ... Power supply, 30 ... Comparator, 41, 42 ... Inverter, 50, 50a, 50b, 60 ... Charging circuit, 51 ... 1st compensation circuit, 52 ... 2nd compensation circuit, 70 ... Discharge circuit, 80 ... Power supply line, Q1 ... Field effect transistor, C1 ... Capacitor, R1 ... Feedback resistor, R2, R3 ... Resistance, ZD2, ZD3 ... Zener diode, RT1, RT2 ... Temperature sensitive resistor element

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Abstract

　電磁石のコイルに流れる電流の変化を抑制し、コイル電流の安定化を図るようにした電磁石コイルの駆動装置の提供。この発明は、電磁石のコイル（１０）に直列に接続され、コイル（１０）に供給する電流を制御する半導体スイッチ（Ｑ１）と、コンデンサ（Ｃ１）と、コンデンサ（Ｃ１）の充放電の電圧を２つの異なる電圧と比較し、比較結果に応じて半導体スイッチ（Ｑ１）をオンオフ動作する信号を生成するコンパレータ（３０）と、コイル（１０）の印加電圧に基づいてコンデンサ（Ｃ１）を充電する充電回路（５０）と、安定化された電圧に基づいてコンデンサ（Ｃ１）を充電する充電回路（６０）と、コンデンサ（Ｃ１）の放電を行う放電回路（７０）とを備える。充電回路（５０）は、抵抗（Ｒ１）と、抵抗（Ｒ１）と並列に接続される補償回路（５１、５２）とを備える。補償回路（５１、５２）のそれぞれは、抵抗とツェナーダイオードとが直列に接続されている。

Description

電磁石コイルの駆動装置
　本発明は、電磁石のコイルに電流を流してそのコイルを駆動させる電磁石コイルの駆動装置に関する。
　従来、この種の駆動装置として、例えば特許文献１に記載のものが知られている。
　この従来の駆動装置は、電磁石のコイルに直列に接続され、そのコイルに供給する電流を制御する半導体スイッチと、コンデンサと、コンデンサの電圧を２つの電圧と比較し、比較結果に応じて半導体スイッチをオンオフ動作する信号を生成するヒステリシス機能付きのコンパレータと、そのコンデンサの充電と放電を行う充放電回路と、を備えている。
　このような構成の駆動装置では、コンパレータから出力される信号により半導体スイッチがオンオフ動作し、これにより電磁石のコイルに所定の電流が供給されて、コイルが励磁される。
　電磁石のコイルは供給される電流によって励磁力が決まるので、コイルに流す電流を測定し一定値にすることが望ましい。このため、従来は、コイルに流れる電流をホール素子や電流検出抵抗などで測定し、その測定電流が一定になるように制御することが行われている。
特許第３３６５１８１号公報
　しかし、ホール素子を利用する場合には外部磁界の影響や製作費用が嵩むという課題があり、検出抵抗を使用する場合には検出抵抗での電力損失があって望ましくない。
　このような背景の下では、これらの課題を解決するとともに、電磁石のコイルの印加電圧が上昇してコイルの電流が増加する場合、あるいは環境温度が変化してコイルの電流が減少する場合に、それらの電流の変化に対処し、コイル電流の安定化を図ることが求められる。
　そこで、本発明は、上記の点に着目してなされたものであり、電磁石のコイルの印加電圧の上昇などによるコイル電流の変化をできるだけ抑制し、コイル電流の安定化を図るようにした電磁石コイルの駆動装置を提供することを目的とする。
　上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような構成からなる。
　本発明の一態様による電磁石コイルの駆動装置は、電磁石のコイルに直列に接続され、前記コイルに供給する電流を制御する半導体スイッチと、コンデンサと、前記コンデンサの充放電の電圧を２つの異なる電圧と比較し、比較結果に応じて前記半導体スイッチをオンオフ動作する信号を生成するコンパレータと、前記コイルの印加電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、前記コンデンサの放電を行う放電回路とを備え、前記第１の充電回路は、第１の抵抗と、前記第１の抵抗と並列に接続される少なくとも１つの補償回路とを備え、前記補償回路は、抵抗とツェナーダイオードとが直列に接続されていることを特徴とする。
　また、前記電磁石コイルの駆動装置は、安定化された電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第２の充電回路を、さらに備え得る。
　また、前記補償回路は、第２の抵抗と第１のツェナーダイオードとが直列に接続される第１の補償回路と、第３の抵抗と第２のツェナーダイオードとが直列に接続される第２の補償回路と、を備え、前記第１のツェナーダイオードと前記第２のツェナーダイオードのそれぞれは、ツェナー電圧が異なり得る。
　また、前記第１の充電回路は、前記第１の抵抗素子と直列に接続される感温抵抗素子を、さらに備え得る。
　また、前記感温抵抗素子は、正の温度係数を有し得る。
　また、本発明の他の態様による電磁石コイルの駆動装置は、電磁石のコイルに直列に接続され、前記コイルに供給する電流を制御する半導体スイッチと、コンデンサと、前記コンデンサの充放電の電圧を２つの異なる電圧と比較し、比較結果に応じて前記半導体スイッチをオンオフ動作する信号を生成するコンパレータと、前記コイルの印加電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、前記コンデンサの放電を行う放電回路とを備え、前記第２の充電回路は、第１の抵抗と感温抵抗素子とを備え、前記第１の抵抗と前記感温抵抗素子とが直列または並列に接続されていることを特徴とする。
　また、前記電磁石コイルの駆動装置は、安定化された電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第２の充電回路を、さらに備え得る。
　また、前記感温抵抗素子は、正の温度係数を有し得る。
　このような構成の本発明では、電磁石のコイルの印加電圧の上昇などによるコイル電流の変化をできるだけ抑制し、コイル電流の安定化を図ることができる。
本発明の電磁石コイルの駆動装置の第１実施形態の回路図である。 第１実施形態の動作の波形例を示す図である。 電磁石のコイルの印加電圧と電流の関係を示す図である。 本発明の電磁石コイルの駆動装置の第２実施形態の回路図である。 本発明の電磁石コイルの駆動装置の第３実施形態の回路図である。
　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態の構成）
　図１は、本発明の電磁石コイルの駆動装置の第１実施形態の回路図である。
　この第１実施形態は、電磁石のコイル１０に電源２０から電流を供給するとともに、電源２０の電源電圧ＶＤＤが変化してもコイル１０に一定の電流が流れるようにしたものである。
　このため、第１実施形態は、図１に示すように、半導体スイッチである電界効果型トランジスタＱ１と、ヒステリシス機能付きのコンパレータ３０と、インバータ４１、４２と、コンデンサＣ１と、コンデンサＣ１を充電する２つの充電回路５０、６０と、コンデンサＣ１の電荷を放電する放電回路７０とを備えている。
　また、この第１実施形態では、図１に示すように、抵抗Ｒ６とツェナーダイオードＺＤ１とが、電源ライン８０とグランドとの間に直列に接続され、抵抗Ｒ６とツェナーダイオードＺＤ１との共通接続部から安定化された内部電圧ＶＣＣを得るようにしている。
　電磁石のコイル１０の一端は、電源ライン８０に接続されて電源電圧ＶＤＤが直接印加される。これは電源の効率を高めるためである。また、コイル１０の他端は、電界効果型トランジスタＱ１のドレインに接続されている。コイル１０の両端には、フライホイール用のダイオードＤ１が並列に接続されている。ダイオードＤ１は、電界効果型トランジスタＱ１がオフのときに、コイル１０に発生する逆起電力によって生じる電圧を利用してコイル１０に電流を流す働きをする。
　電界効果型トランジスタＱ１は、コイル１０と直列に接続され、コイル１０に電源２０から供給する電流を制御する。このため、電界効果型トランジスタＱ１のドレインはコイル１０に接続され、電界効果型トランジスタＱ１のソースは接地されている。また、電界効果型トランジスタＱ１のゲートは、インバータ４２の出力端子に接続されている。
　コンパレータ３０は、コンデンサＣ１の充放電電圧（両端電圧）Ｖｃを２つの電圧ＶＨ、ＶＬと比較し（図２参照）、この比較結果に応じた信号を電界効果型トランジスタＱ１をオンオフ動作させる信号として出力する。このため、コンパレータ３０は、図１に示すように、演算増幅器（オペアンプ）ＩＣ１と、ヒステリシスを持たせるための抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８と、を備えている。また、演算増幅器ＩＣ１は、オープンコレクタタイプであり、図１に示すように出力段に抵抗Ｒ１１を接続して電圧が出力可能となっている。
　演算増幅器ＩＣ１の反転入力端子（－）はコンデンサＣ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端は接地されている。演算増幅器ＩＣ１の非反転入力端子（＋）には、抵抗Ｒ７を介して基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。演算増幅器ＩＣ１の非反転入力端子（＋）と出力端子との間には、抵抗Ｒ８が接続されている。演算増幅器ＩＣ１の一方の電源端子には内部電圧ＶＣＣが供給され、演算増幅器ＩＣ１の他方の電源端子は接地されている。
　このような構成のコンパレータ３０によれば、抵抗Ｒ７の一端に印加される基準電圧Ｖｒｅｆを用いることにより、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃを比較するときに使用する上限しきい値電圧ＶＨと下限しきい値電圧ＶＬとを得ることができる（図２参照）。
　インバータ４１は、コンパレータ３０の出力を論理反転し、この論理反転した２値信号をインバータ４２に供給する。インバータ４２は、インバータ４１の出力を論理反転し、この論理反転した２値信号を電界効果型トランジスタＱ１のゲートに供給する。
　充電回路５０は、図１に示すように、コイル１０の印加電圧に基づいてコンデンサＣ１を充電する回路であり、一端側が電源ライン８０に接続され、他端側がダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１の一端に接続されている。そして、充電回路５０は、帰還抵抗Ｒ１と、帰還抵抗Ｒ１に並列に接続される第１補償回路５１および第２補償回路５２とを備えている。
　帰還抵抗Ｒ１の一端が電源ライン８０に接続され、帰還抵抗Ｒ１の他端がダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１の一端に接続されている。第１補償回路５１は、抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ２とが直列に接続され、その直列回路が帰還抵抗Ｒ１に並列に接続されている。第２補償回路５２は、抵抗Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ３とが直列に接続され、その直列回路が帰還抵抗Ｒ１に並列に接続されている。
　充電回路６０は、図１に示すように、ツェナーダイオードＺＤ１の両端に発生する安定化された内部電圧ＶＣＣに基づいてコンデンサＣ１を充電する回路である。このため、充電回路６０は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５からなり内部電圧ＶＣＣを分圧する分圧回路を備えている。そして、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との共通接続部が、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１の一端に接続されている。また、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との共通接続部は、ダイオードＤ５を介して演算増幅器ＩＣ１の出力端子に接続されている。
　放電回路７０は、図１に示すように、抵抗Ｒ９とダイオードＤ３とが直列に接続され、抵抗Ｒ９の一端がコンデンサＣ１の一端に接続され、ダイオードＤ３のカソードが演算増幅器ＩＣ１の出力端子に接続されている。
（第１実施形態の動作）
　次に、第１実施形態の動作の一例について、図１および図２を参照して説明する。
　図２の時刻ｔ１において、図１に示すコンデンサＣ１の電圧Ｖｃがコンパレータ３０の下限しきい値電圧ＶＬ以下になると、コンパレータ３０の出力電圧Ｖｏｕｔはローレベルからハイレベルに変化する。
　この変化に伴い、コンデンサＣ１は、充電回路５０と充電回路６０とによる充電がそれぞれ開始される。この充電時には、コンデンサＣ１を充電する充電電流Ｉｉは、図１に示すように電流Ｉ１と電流Ｉ２の２つの成分からなる。この２つの電流Ｉ１、Ｉ２は、ダイオードＤ２を経てコンデンサＣ１を充電する。電流Ｉ１は、コイル１０の印加電圧である電源電圧ＶＤＤから充電回路５０を通って供給されるものである。また、電流Ｉ２は、安定化された内部電圧ＶＣＣを充電回路６０の抵抗Ｒ４、Ｒ５で分圧した電圧に基づいて供給されるものである。
　その後、コンデンサＣ１の充電が進み、図２の時刻ｔ２において、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃがコンパレータ３０の上限しきい値電圧ＶＨ以上になると、コンパレータ３０の出力電圧Ｖｏｕｔはハイレベルからローレベルに変化する。
　この変化に伴い、コンデンサＣ１の充電電荷は、放電回路７０による放電を開始する。コンデンサＣ１からの放電電流Ｉｏは、抵抗Ｒ９およびダイオードＤ３を経由して演算増幅器ＩＣ１の出力端子に流れ込む。
　その後、コンデンサＣ１の放電が進み、図２の時刻ｔ３において、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃがコンパレータ３０の下限しきい値電圧ＶＬ以下になると、コンパレータ３０の出力電圧Ｖｏｕｔはローレベルからハイレベルに変化する。この変化に伴い、コンデンサＣ１は、充電回路５０と充電回路６０とによる充電が開始される。
　このような一連の動作により、コンデンサＣ１は充電と放電を繰り返し、コンパレータ３０からはそれに応じたパルスが出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。コンパレータ３０の出力電圧Ｖｏｕｔは、インバータ４１、４２のそれぞれで論理反転され、インバータ４２から出力されるパルスにより電界効果型トランジスタＱ１のオンオフ制御が行われる。
　次に、第１実施形態において、電源電圧ＶＤＤが上昇する場合の充電回路５０、６０および放電回路７０の各動作について、図１を参照して詳述する。
　上記のように、第１実施形態では、コンデンサＣ１の充電電流Ｉｉは、電流Ｉ１と電流Ｉ２の２つの成分からなる。このような動作の下で、電源電圧ＶＤＤが上昇した場合に、電流Ｉ２は増加せずに一定である。この理由は、電流Ｉ２は、電源電圧ＶＤＤを安定化した内部電圧ＶＣＣを充電回路６０の抵抗Ｒ４、Ｒ５で分圧した電圧に基づくものだからである。
　一方、電流Ｉ１は、電源電圧ＶＤＤが上昇すると、すなわちコイル１０の印加電圧が上昇すると、この上昇に伴って増加しようとする。しかし、電流Ｉ１は、電源電圧ＶＤＤから充電回路５０を通って供給される。そして、充電回路５０は、図１に示すように、帰還抵抗Ｒ１と、帰還抵抗Ｒ１に並列に接続される第１補償回路５１および第２補償回路５２とを備えている。
　このため、電源電圧ＶＤＤが上昇する場合に、この上昇に伴い第１補償回路５１の抵抗Ｒ２と第２補償回路５２の抵抗Ｒ３が帰還抵抗Ｒ１に並列に接続され、充電電流Ｉｉの充電に寄与するようになる。以下に、この点について説明する。
　第１実施形態では、内部電圧ＶＣＣは安定化されているので、電源電圧ＶＤＤと内部電圧ＶＣＣとの電圧差（ＶＤＤ－ＶＣＣ）の増加は、電源電圧ＶＤＤの増加が反映されたものとなる。そして、第１補償回路５１のツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧ＶＺＤ２と、第２補償回路５２のツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧ＶＺＤ３とは、ＶＺＤ２＜ＶＺＤ３の関係にあるものとする。
　そこで、電源電圧ＶＤＤと内部電圧ＶＣＣとの電圧差（ＶＤＤ－ＶＣＣ）と、ツェナー電圧ＶＺＤ２、ＶＺＤ３との大小関係は、以下の（１）～（３）式の場合に分けられる。
　（ＶＤＤ－ＶＣＣ）＜ＶＺＤ２　・・・（１）
　ＶＺＤ２＜（ＶＤＤ－ＶＣＣ）＜ＶＺＤ３　・・・（２）
　ＶＺＤ３＜（ＶＤＤ－ＶＣＣ）　・・・（３）
　（１）式は、電源電圧ＶＤＤの上昇に伴う電圧差（ＶＤＤ－ＶＣＣ）が、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧ＶＺＤ２を下回って、ツェナーダイオードＺＤ２に電流が流れない場合である。このときには、ツェナーダイオードＺＤ３にも電流が流れない。したがって、充電回路５０の充電に寄与する抵抗は抵抗Ｒ１だけとなる。
　（２）式は、電源電圧ＶＤＤの上昇に伴う電圧差（ＶＤＤ－ＶＣＣ）が、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧ＶＺＤ２以上であるが、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧ＶＺＤ３以下の場合である。この場合には、ツェナーダイオードＺＤ３には電流が流れないが、ツェナーダイオードＺＤ２には電流が流れる。このため、充電回路５０の充電に寄与する抵抗は抵抗Ｒ１、Ｒ２となり、これら２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２が並列接続されて並列回路を形成する。
　（３）式は、電源電圧ＶＤＤの上昇に伴う電圧差（ＶＤＤ－ＶＣＣ）が、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧ＶＺＤ３以上の場合である。この場合には、ツェナーダイオードＺＤ２、ＺＤ３の双方に電流が流れる。このため、充電回路５０の充電に寄与する抵抗は抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３となり、これらの３つの抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３が並列接続されて並列回路を形成する。
　このような動作により、第１実施形態では、電源電圧ＶＤＤの上昇が大きいほど充電回路５０の充電に寄与する抵抗の合成抵抗値が小さくなる。このため、電源電圧ＶＤＤが増加する場合にはコンデンサＣ１への充電電流Ｉｉが増加し、コンデンサＣ１の充電期間Ｔ１が短くなる。一方、電源電圧ＶＤＤが上昇しても、放電抵抗である抵抗Ｒ９の抵抗値に変化はないので、コンデンサＣ１の放電電流Ｉｏは一定であり、その放電時間Ｔ２は一定である。
　このため、コンパレータ３０の出力電圧Ｖｏｕｔは、ハイレベルの期間が短くなるが、ローレベルの期間は一定である。そして、コンパレータの出力電圧Ｖｏｕｔは、インバータ４１で論理反転されたのち、さらにインバータ４２で論理反転されて電界効果型トランジスタＱ１のゲートに印加される。
　この結果、第１実施形態では、電源電圧ＶＤＤが上昇した場合には、電界効果型トランジスタＱ１のオン動作の時間を短くすることができ、コイル１０に流れる電流の増加を抑制することができる。
　次に、第１実施形態の具体的な効果について、図３を参照して説明する。
　図３の曲線ａは、第１実施形態において、充電回路５０の補償回路５１、５２がない場合の電源電圧ＶＤＤと電磁石のコイル１０に流れる電流の関係を示す。曲線ａによれば、電源電圧ＶＤＤが上昇すると、この上昇に伴って電磁石のコイル１０に流れる電流が増加することがわかる。
　図３の曲線ｂは、第１実施形態の電源電圧ＶＤＤと電磁石のコイル１０に流れる電流の関係を示す。曲線ｂによれば、第１実施形態では、充電回路５０の補償回路５１、５２の動作により、電源電圧ＶＤＤが上昇しても、電磁石のコイル１０に流れる電流をほぼ一定にし、電流の増加を抑制できる。
　また、図３の曲線ｂによれば、電源電圧が（ＶＺＤ２＋ＶＣＣ）と（ＶＺＤ３＋ＶＣＣ）のところで折れ曲がり、コイル１０の電流が抑制されている。これは、電源電圧がその２つの電圧に該当する場合に、補償回路５１、５２の抵抗Ｒ２、Ｒ３が充電抵抗として機能するためである。
　例えば、電源電圧ＶＤＤが（ＶＺＤ２＋ＶＣＣ）を越えると、補償回路５１の抵抗Ｒ２が抵抗Ｒ１に並列に接続され、充電回路５０の充電抵抗の値が小さくなる。このため、コンデンサＣ１への充電電流が増加して充電期間Ｔ１が短くなり、コンパレータ３０の出力電圧Ｖｏｕｔのハイレベルの期間が短くなる。これにより、電界効果型トランジスタＱ１のオン時間が短くなり、コイル１０に流れる電流の増加が抑制される。
　以上説明したように、第１実施形態は、図１に示すように、帰還抵抗Ｒ１と、帰還抵抗Ｒ１に並列に接続される第１補償回路５１および第２補償回路５２とを備える充電回路５０を設けるようにした。このため、第１実施形態によれば、電源電圧が上昇した場合に、電磁石のコイル１０に流れる電流の変化をできるだけ抑制し、コイル電流の安定化を図ることができる。
（第２実施形態）
　図４は、本発明の電磁石コイルの駆動装置の第２実施形態の回路図である。
　この第２実施形態は、電磁石のコイル１０に電源２０から電流を供給するとともに、コイル１０の温度が上昇してそのコイル１０の抵抗値が上昇して電流が変化する場合に、その電流を補償し、一定の電流が流れるようにしたものである。
　このため、第２実施形態は、図４に示すように、半導体スイッチである電界効果型トランジスタＱ１と、ヒステリシス機能付きのコンパレータ３０と、インバータ４１、４２と、コンデンサＣ１と、コンデンサＣ１を充電する２つの充電回路５０ａ、６０と、コンデンサＣ１の電荷を放電する放電回路７０とを備えている。
　言い換えると、第２実施形態は、図１に示す第１実施形態の構成を基本にし、図１に示す充電回路５０を図４に示す充電回路５０ａに置き換えたものである。したがって、以下の構成の説明では、同一構成要素には同一符号を付し、その詳細な説明はできるだけ省略する。
　充電回路５０ａは、図４に示すように、帰還抵抗Ｒ１と感温抵抗素子ＲＴ１とからなり、これらが直列接続されている。この直列回路の一端が電磁石のコイル１０の一端に接続され、その他端がダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１の一端に接続されている。この例では、感温抵抗素子ＲＴ１の一端がコイル１０の一端に接続され、帰還抵抗Ｒ１の一端がダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１の一端に接続されている。
　感温抵抗素子ＲＴ１は、温度変化に応じて抵抗値が変化する素子である。ここでは、感温抵抗素子ＲＴ１は、正の温度特性を有するものであり、正特性のサーミスタなどを使用することができる。
　このような構成の第２実施形態の基本的な動作は、第１実施形態の基本的な動作と同様であるので、その説明は省略する。
　次に、この第２実施形態において、環境温度が上昇し、これにより電磁石のコイル１０の抵抗値が増加した場合の動作について、図４を参照して説明する。
　この場合には、コイル１０の抵抗値の増加に伴い、コイル１０に流れる電流が減少する。また、環境温度の上昇は、充電回路５０ａの感温抵抗素子ＲＴ１の抵抗値を増加させる。この抵抗値の増加は、充電回路５０ａの充電抵抗を増加させるので、電流Ｉ１が減少してコンデンサＣ１の充電時間が長くなり、コンパレータ３０の出力電圧Ｖｏｕｔのハイレベルの期間が長くなる。これにより、電界効果型トランジスタＱ１のオン時間が長くなってコイル１０に流れる電流が増加し、コイル１０に流れる電流の安定化が図れる。
　以上説明したように、第２実施形態では、図４に示すように、帰還抵抗Ｒ１と感温抵抗素子ＲＴ１とを直列に接続した充電回路５０ａを設けるようにした。このため、第２実施形態によれば、環境温度が上昇し電磁石のコイル１０の抵抗値が増加した場合に、電磁石のコイル１０に流れる電流の変化をできるだけ抑制し、コイル電流の安定化を図ることができる。
（第３実施形態）
　図５は、本発明の電磁石コイルの駆動装置の第３実施形態の回路図である。
　この第３実施形態は、電磁石のコイル１０の印加電圧が上昇し、あるいは環境温度が上昇し、これらに伴って生ずるコイル１０に流れる電流に変化（増減）がある場合に、この変化を抑制してコイル１０に一定の電流が流れるようにしたものである。
　このため、第３実施形態は、図５に示すように、半導体スイッチである電界効果型トランジスタＱ１と、ヒステリシス機能付きのコンパレータ３０と、インバータ４１、４２と、コンデンサＣ１と、コンデンサＣ１を充電する２つの充電回路５０ｂ、６０と、コンデンサＣ１の電荷を放電する放電回路７０とを備えている。
　言い換えると、第３実施形態は、図１に示す第１実施形態の構成を基本にし、図１に示す充電回路５０を図５に示す充電回路５０ｂに置き換えたものである。したがって、以下の構成の説明では、同一構成要素には同一符号を付し、その詳細な説明はできるだけ省略する。
　充電回路５０ｂは、図５に示すように、図１の充電回路５０に感温抵抗素子ＲＴ２を追加したものである。感温抵抗素子ＲＴ２は、正の温度特性を有するものであり、正特性のサーミスタなどを使用することができる。
　充電回路５０ｂは、充電回路５０と感温抵抗素子ＲＴ１とを直列に接続させている。そして、この直列回路の一端側をコイル１０の一端に接続させ、その他端側をダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１の一端に接続させている。
　次に、第３実施形態の動作について、図５を参照して説明する。
　この第３実施形態では、電源電圧ＶＤＤが上昇してコイル１０の電流が増加する場合には、第１実施形態と同様の動作により、電界効果型トランジスタＱ１のオン動作の時間を短くし、コイル１０に流れる電流を減少させる。
　一方、環境温度が上昇し、コイル１０の抵抗値が増加する場合には、コイル１０に流れる電流が減少する。また、環境温度の上昇は、充電回路５０ａの感温抵抗素子ＲＴ２の抵抗値を増加させる。この抵抗値の増加は、充電回路５０ｂの充電抵抗を増加させるので、電流Ｉ１が減少してコンデンサＣ１の充電時間が長くなり、コンパレータ３０の出力電圧Ｖｏｕｔのハイレベルの期間が長くなる。これにより、電界効果型トランジスタＱ１のオン時間が長くなってコイル１０に流れる電流を増加させる。
　このため、第３実施形態では、電磁石のコイル１０の印加電圧が上昇し、あるいは環境温度が上昇し、これらに伴ってコイル１０の電流が増減する場合に、この増減を抑制してコイル１０に一定の電流を流すことができる。
（実施形態の変形例など）
（１）上記の各実施形態では、コンパレータ３０と電界効果型トランジスタＱ１との間に、インバータ４１、４２を設けるようにしたが（例えば図１参照）、これらは必ずしも必要ではなく省略するようにしても良い。
（２）上記の各実施形態では、充電回路６０を設けるようにしたが（例えば図１参照）、これは必ずしも必要ではなく省略するようにしても良い。
（３）上記の第２実施形態では、図４に示すように、充電回路５０ａの感温抵抗素子ＲＴ１を帰還抵抗Ｒ１に直列に接続するようにしたが、これに代えて感温抵抗素子ＲＴ１を帰還抵抗Ｒ１に並列に接続するようにしても良い。
　１０…電磁石のコイル、２０…電源、３０…コンパレータ、４１、４２…インバータ、５０、５０ａ、５０ｂ、６０…充電回路、５１…第１補償回路、５２…第２補償回路、７０…放電回路、８０…電源ライン、Ｑ１…電界効果型トランジスタ、Ｃ１…コンデンサ、Ｒ１…帰還抵抗、Ｒ２、Ｒ３…抵抗、ＺＤ２、ＺＤ３…ツェナーダイオード、ＲＴ１、ＲＴ２…感温抵抗素子

Claims (8)

  1. 　電磁石のコイルに直列に接続され、前記コイルに供給する電流を制御する半導体スイッチと、
    　コンデンサと、
    　前記コンデンサの充放電の電圧を２つの異なる電圧と比較し、比較結果に応じて前記半導体スイッチをオンオフ動作する信号を生成するコンパレータと、
    　前記コイルの印加電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、
    　前記コンデンサの放電を行う放電回路とを備え、
    　前記第１の充電回路は、第１の抵抗と、前記第１の抵抗と並列に接続される少なくとも１つの補償回路とを備え、
    　前記補償回路は、抵抗とツェナーダイオードとが直列に接続されていることを特徴とする電磁石コイルの駆動装置。
  2. 　安定化された電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第２の充電回路を、さらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電磁石コイルの駆動装置。
  3. 　前記補償回路は、
    　第２の抵抗と第１のツェナーダイオードとが直列に接続される第１の補償回路と、
    　第３の抵抗と第２のツェナーダイオードとが直列に接続される第２の補償回路と、を備え、
    　前記第１のツェナーダイオードと前記第２のツェナーダイオードのそれぞれは、ツェナー電圧が異なることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電磁石コイルの駆動装置。
  4. 　前記第１の充電回路は、前記第１の抵抗素子と直列に接続される感温抵抗素子を、さらに備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電磁石コイルの駆動装置。
  5. 　前記感温抵抗素子は、正の温度係数を有することを特徴とする請求項４に記載の電磁石コイルの駆動装置。
  6. 　電磁石のコイルに直列に接続され、前記コイルに供給する電流を制御する半導体スイッチと、
    　コンデンサと、
    　前記コンデンサの充放電の電圧を２つの異なる電圧と比較し、比較結果に応じて前記半導体スイッチをオンオフ動作する信号を生成するコンパレータと、
    　前記コイルの印加電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第１の充電回路と、
    　前記コンデンサの放電を行う放電回路とを備え、
    　前記第２の充電回路は、第１の抵抗と感温抵抗素子とを備え、
    　前記第１の抵抗と前記感温抵抗素子とが直列または並列に接続されていることを特徴とする電磁石コイルの駆動装置。
  7. 　安定化された電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第２の充電回路を、さらに備えることを特徴とする請求項６に記載の電磁石コイルの駆動装置。
  8. 　前記感温抵抗素子は、正の温度係数を有することを特徴とする請求項６または請求項７に記載の電磁石コイルの駆動装置。
     
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