JP3365181B2

JP3365181B2 - 交直両用の電磁石装置

Info

Publication number: JP3365181B2
Application number: JP33289595A
Authority: JP
Inventors: 稔石川; 公忠石川
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1995-12-21
Filing date: 1995-12-21
Publication date: 2003-01-08
Anticipated expiration: 2015-12-21
Also published as: JPH09171924A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、励磁用のコイル
を有する電磁石，このコイルへの電圧の供給をオン・オ
フする半導体スイッチング装置，この半導体スイッチン
グ装置に駆動信号を与える駆動信号生成回路装置などを
備え，コイルに電流を通流させることで電磁石にアーマ
チュアの吸着・保持を行わさせる交直両用の電磁石装置
に係わり、発生される高周波ノイズなどが低減されるよ
うに改良されたその構成に関する。

【０００２】

【従来の技術】交直両用の電磁石装置としては、例え
ば、公知の電磁開閉器が持つ可動接点の投入操作用とし
て用いられている装置が著名なものの一つである。この
電磁開閉器に用いられている交直両用の電磁石装置は、
励磁用のコイルを有する電磁石，整流回路装置，半導体
スイッチング装置，駆動信号生成回路装置などを備える
ことが一般である。この駆動信号生成回路装置は、可動
接点に投入動作を行わせしめる強磁性材製のアーマチュ
アを、励磁用のコイルに電流を通流させることで、電磁
石に吸着・保持させる動作を行なわさせる際に、コイル
に電源電圧を供給すべく半導体スイッチング装置に駆動
信号を与える回路装置である。交直両用の電磁石装置と
しては、前記の電磁開閉器用以外にも広い分野で使用さ
れていることもよく知られているところである。

【０００３】この種の交直両用の電磁石装置として、実
公平４−６１６７号公報により電磁石装置のコイル駆動
回路として公知となっている装置が知られている。以下
に、この実公平４−６１６７号公報による内容を基にし
て、従来例の交直両用の電磁石装置について図５〜図９
を用いて説明する。ここで、図５は、従来例の交直両用
の電磁石装置の要部を関連する装置などと共に示すその
回路図であり、図６は、図５中に示した駆動信号生成回
路装置の主要部を示すブロック回路図である。図７は、
図６中に示した保持用信号生成回路部の要部を示す回路
図であり、図８は、図５〜図７に示した電磁石装置の主
要部位の動作を模式的に示す動作チャートである。図９
は、図５〜図７に示した電磁石装置の交流電源での動作
時に保持用信号生成回路部から出力された信号によって
コイルに印加される電圧の波形の詳細を模式的に示す説
明図である。

【０００４】図５〜図７において、８は、励磁用のコイ
ル８１を有する電磁石と、整流回路装置８２と、コイル
８１に対するフライホイール回路部６と、バイポーラト
ランジスタ７と、バイポーラトランジスタ７に駆動信号
Ｓ₅を与える駆動信号生成回路装置５と、入力端子Ｕ，
Ｖなどを備えた交直両用の電磁石装置である。電磁石装
置８には、スイッチ装置９２が投入状態にある場合に
は、電源９１からの電圧である単相交流などの電源電圧
Ｖ_Dがその入力端子Ｕ，Ｖに供給される。図５中に示し
た電磁石装置８は、コイル８１と半導体スイッチング装
置であるバイポーラトランジスタ（以降、ＰＴｒと略称
することがある。）７とは、互いに電気的に直列に接続
された直列接続回路を形成している事例の場合を示して
いる。整流回路装置８２は、電源電圧Ｖ_Dが単相交流の
場合であっても、コイル８１とＰＴｒ７との直列接続回
路などに対して、この電源電圧Ｖ_Dを一定極性の電圧で
ある電圧Ｖ_Iとして供給する役目を果たす装置であり、
図５中に示した事例ではダイオードをフルブリッジ構成
とした全波整流回路装置である。

【０００５】フライホイール回路部６は、この事例の場
合には、コイル８１と電気的に並列に接続されたバイポ
ーラトランジスタ（以降、Ｔｒと略称することがあ
る。）６１とダイオード６２との直列接続回路と、整流
回路装置８２のプラス側の出力端とＴｒ６１のベースと
の間に接続された抵抗素子６３と、Ｔｒ６１のベースに
抵抗素子６３を介してベース電流を供給させる電圧を生
成するための電圧生成用の素子であるツェナーダイオー
ド６４と、Ｔｒ６１と電気的に並列に接続されたサージ
吸収用素子であるバリスタ６５とで構成されている。ス
イッチ装置９２が投入されている状態においてＰＴｒ７
がオフされると、それまで通流されていた電流Ｉ₇によ
りコイル８１に蓄積されていた電磁エネルギーによっ
て、公知のごとくコイル８１には逆起電力が発生するも
のである。フライホイール回路部６は、この逆起電力に
よる電流をコイル８１を介して循環させるための、いわ
ゆるフライホイール動作を行わさせる回路である。スイ
ッチ装置９２が投入状態にある間、ツェナーダイオード
６４に生成される電圧によってＴｒ６１は常時オンされ
ており、コイル８１に発生される前記の逆起電力による
電流を、コイル８１→ダイオード６２→Ｔｒ６１→コイ
ル８１の経路で循環させるのである。

【０００６】スイッチ装置９２が遮断された場合には、
コイル８１に発生される逆起電力による電流の経路は、
Ｔｒ６１がオフされることになるので，コイル８１→ダ
イオード６２→バリスタ６５→コイル８１の経路で循環
されることに変わり、バリスタ６５が持つ公知の機能に
よって、この電流は急速に減衰されることとなるのであ
る。なお、前記の実公平４−６１６７号公報中で説明さ
れているように、ツェナーダイオード６４が抵抗素子，
順方向接続されたダイオードなどと置き換えが可能であ
ることや、バリスタ６５が抵抗素子，ツェナーダイオー
ドなどと置き換えが可能である等、フライホイール回路
部６を構成している諸素子は、適宜の素子への置き換え
が可能である。

【０００７】駆動信号生成回路装置５は、図６に示した
ごとく、平滑回路部５１，電圧検出回路部５２，投入用
信号生成回路部５３，ＮＡＮＤ回路部５４，保持用信号
生成回路部４およびＯＲ回路部５５と、抵抗素子５６と
ツェナーダイオード５７との直列接続回路と、抵抗素子
５８１〜５８３と、端子Ｐ，Ｎ，ＩおよびＢを備えてい
る。コイル８１とツェナーダイオード６４との接続点
と、整流回路装置８２のマイナス側の出力端との間の電
圧は、図示しない電圧安定化回路部を介して安定化され
た直流電圧である電圧Ｖ_Pとされ、駆動信号生成回路装
置５の端子Ｐ，Ｎ間に供給される。また、駆動信号生成
回路装置５の端子Ｉ，Ｎ間には、電圧Ｖ_Iが入力され、
駆動信号生成回路装置５の端子Ｂからは駆動信号Ｓ₅が
出力される。抵抗素子５６とツェナーダイオード５７と
の直接接続回路は、電圧Ｖ_Pを入力し、駆動信号生成回
路装置５を構成している各回路部にその電源電圧として
ツェナーダイオード５７の両端から安定化された直流電
圧である電圧Ｖ_Sを供給する回路部である。平滑回路部
５１は、その詳細な図示を省略したが、互いに電気的に
直列に接続されたうえで端子Ｉ，Ｎ間に接続された２個
の抵抗素子と、この２個の抵抗素子の内の端子Ｎに一端
が接続された抵抗素子に電気的に並列に接続されたコン
デンサ素子とを有して構成されている。そうして、この
コンデンサ素子の両端から出力される電圧Ｖ_Rは、電圧
Ｖ_Iが大まかに平滑化された電圧であるので、かなりの
幅のリップルを含むと共に、電圧Ｖ_Iが投入されてから
コンデンサ素子が充電されるまでの間の遅れ時間を持っ
ている。この電圧Ｖ_Rは、抵抗素子５８１〜５８３を介
して複数の回路部に入力されるが、これ等の抵抗素子５
８１〜５８３は、電圧Ｖ_Rに対する各回路部のインピー
ダンスを増大させるために設けられた素子である。

【０００８】電圧検出回路部５２は、抵抗素子５８１を
介して電圧Ｖ_Rを受取り、電圧Ｖ_Rの電圧値が予め定め
られたレベルを越えた場合にハイレベル（以降、「Ｈ」
と略称することがある。）となる信号Ｓ₅₂を出力する回
路部である。投入用信号生成回路部５３は、信号Ｓ₅₂と
抵抗素子５８２を介して入力された電圧Ｖ_Rとを受取
り、信号Ｓ₅₂が「Ｈ」に切る換わった時点から予め定め
られた時間ΔＴだけ「Ｈ」となる投入用信号である信号
Ｓ₅₃を出力する回路部である。ＮＡＮＤ回路部５４は、
信号Ｓ₅₂と信号Ｓ₅₃とを入力し、両信号の論理積否定の
結果である信号Ｓ ₅₄を出力する回路部である。保持用信
号生成回路部４は、信号Ｓ₅₄と抵抗素子５８３を介して
入力された電圧Ｖ_Rとを受取り、信号Ｓ₅₄が「Ｈ」であ
る場合の間、交互に「Ｈ」とローレベル（以降、「Ｌ」
と略称することがある。）とを繰り返す保持用信号であ
る信号Ｓ₄を連続して出力する回路部である。ＯＲ回路
部５５は、信号Ｓ₅₃と信号Ｓ₄とを入力し、両信号の論
理和の結果である駆動信号Ｓ ₅を出力する回路部であ
る。なお、信号Ｓ₄が「Ｈ」である時間ΔＴ_HOは、信号
Ｓ₅₃が「Ｈ」となっている時間ΔＴよりも短い時間に設
定されている。

【０００９】保持用信号生成回路部４は、図７に示した
ごとく、公知のコンパレータ４１、コンデンサ素子Ｃ、
抵抗素子Ｒ１〜Ｒ７、ダイオードＤ１〜Ｄ４と、端子
Ｒ，Ｓ，Ｉ_nおよび０_utを備えており、一種の発振回路
を形成している。この内抵抗素子Ｒ６は、図６に示した
駆動信号生成回路装置５における抵抗素子５８３と同一
の素子である。端子Ｒ，Ｎ間からは電圧Ｖ_Rを、端子
Ｓ，Ｎ間からは電圧Ｖ_Sをそれぞれ受取り、端子Ｉ_nに
は信号Ｓ₅₄が入力され、端子０_utからは信号Ｓ₄が出力
される。互いに電気的に直列に接続された抵抗素子Ｒ
１，Ｒ２は、電圧Ｖ_Sからコンパレータ４１用の基準電
圧Ｖ_fを生成しており、この基準電圧Ｖ_fは、抵抗素子
Ｒ３を介してコンパレータ４１の非反転入力端子に印加
されている。抵抗素子Ｒ３と、コンパレータ４１の非反
転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗素子Ｒ４
とは、コンパレータ４１の動作にヒステリシスを持たせ
るための素子である。抵抗素子Ｒ３，Ｒ４とによってコ
ンパレータ４１の動作が持つヒステリシスの幅は、電圧
Ｖ_Rが持つ前記のリップルの幅よりも広い値に設定され
ている。抵抗素子Ｒ５はコンパレータ４１のバイアス用
の素子であり、抵抗素子Ｒ７は、コンデンサ素子Ｃに蓄
積された電荷のコンパレータ４１の出力端への放電量を
規制する放電用の素子であり、抵抗素子Ｒ６は、コンデ
ンサ素子Ｃへの充電電流値を規制する充電用の素子でも
ある。

【００１０】コンデンサ素子Ｃの高電位側の端子（ダイ
オードＤ３，Ｄ４が接続された端子）は、コンパレータ
４１の反転入力端子に接続されている。ダイオードＤ１
は、信号Ｓ₅₄が「Ｌ」である場合に、コンパレータ４１
の出力端子からの出力，したがって信号Ｓ₄を強制的に
「Ｌ」にする働きを果たす素子である。ダイオードＤ２
は、コンパレータ４１の出力，したがって信号Ｓ₄が
「Ｌ」である場合に、抵抗素子Ｒ６とコンデンサ素子Ｃ
との接続点の電位を強制的に「Ｌ」にする役目をする素
子である。ダイオードＤ３は、抵抗素子Ｒ６を介する電
圧Ｖ_Rによるコンデンサ素子Ｃの充電を許容し、抵抗素
子Ｒ６を介するコンデンサ素子Ｃからの放電を阻止する
働きをする充電用のダイオードである。ダイオードＤ４
は、コンデンサ素子Ｃに充電された電荷の抵抗素子Ｒ７
を介しての放電は許容し、抵抗素子Ｒ７を介するコンデ
ンサ素子Ｃへの充電を阻止する動作を行う放電用のダイ
オードである。

【００１１】この保持用信号生成回路部４は、所定の値
の電圧Ｖ_R，Ｖ_Sが入力されていたとしても、「Ｌ」の
信号Ｓ₅₄が入力されている期間においては、信号Ｓ₄は
前記したところにより強制的に「Ｌ」にされる。信号Ｓ
₅₃が「Ｈ」となってから時間ΔＴを経過した後に、信号
Ｓ₅₄が「Ｈ」に切り換わった時点では、コンデンサ素子
Ｃは未充電状態にあるので、その電圧Ｖ_Cはまだ零であ
る。このために、基準電圧Ｖ_fの値が電圧Ｖ_Cの値より
も高いので、コンパレータ４１の出力は「Ｈ」となり、
保持用信号生成回路部４からは「Ｈ」の信号Ｓ₄が出力
される。またこれと平行して、電圧Ｖ_Rによるコンデン
サ素子Ｃの充電が開始される。その際の充電時定数は、
コンデンサ素子Ｃが持つ容量値と抵抗素子Ｒ６が持つ抵
抗値との積（以降、時定数Ｃ×Ｒ６と略称することがあ
る。）にほぼ等しい。時間が経過して電圧Ｖ_Cの値が基
準電圧Ｖ_fの値を越えると、コンパレータ４１の出力が
「Ｌ」に切り換わることで、信号Ｓ₄も「Ｌ」に切り換
わる。

【００１２】この状態になると、電圧Ｖ_Rによるコンデ
ンサ素子Ｃへの充電が停止されると共に、コンデンサ素
子Ｃに蓄積されている電荷の抵抗素子Ｒ７を介しての放
電が開始される。その際、コンパレータ４１の前記した
ヒステリシス動作によって、コンパレータ４１の動作が
反転される際の非反転入力端子の電位である反転動作時
電位Ｖ_tは、基準電位Ｖ_fの値よりも低い値となってお
り、このため、コンデンサ素子Ｃからの電荷の放電は電
圧Ｖ_Cの値が基準電圧Ｖ_fの値より低下しても継続され
る。その際の放電時定数は、コンデンサ素子Ｃが持つ容
量値と抵抗素子Ｒ７が持つ抵抗値との積（以降、時定数
Ｃ×Ｒ７と略称することがある。）にほぼ等しい。時間
ΔＴ_HFが経過して電圧Ｖ_Cの値が反転動作時電位Ｖ_tの
値よりも低下すると、コンパレータ４１の出力が「Ｈ」
に切り換わることで、信号Ｓ₄も「Ｈ」に切り換わる。
この状態に切り換わると、コンデンサ素子Ｃからの電荷
の放電が停止されると共に、電圧Ｖ_Rによるコンデンサ
素子Ｃへの充電が再開される。そうして、この動作状態
のコンパレータ４１の動作が反転される際の非反転入力
端子の電位は、基準電位Ｖ_fの値に戻っている。この状
態で時間ΔＴ_HOが経過して電圧Ｖ_Cの値が基準電圧Ｖ_f
の値を越えると、コンパレータ４１の出力と信号Ｓ₄と
は再び「Ｌ」に切り換わる。以降、保持用信号生成回路
部４は、電圧Ｖ_R，Ｖ_Sの入力が継続されている限り、
時間ΔＴ_HOの「Ｈ」時間と時間ΔＴ_HFの「Ｌ」時間によ
って、交互に「Ｈ」と「Ｌ」とを繰り返す信号Ｓ₄を連
続して出力する動作を行うのである。

【００１３】なお、図５中には電源９１は単相交流電源
であるとして示したが、電磁石装置８は、電源９１が直
流電源に置き換えられたとしても、そのまま使用するこ
とができる電磁石装置である。従来例の電磁石装置８は
前記の如く構成されているので、図８に示したごとく、
時刻ｔ₀でスイッチ装置９２が投入されると、電源電圧
Ｖ_Dの入力端子Ｕ，Ｖへの供給が開始され、これがスイ
ッチ装置９２が遮断される時刻ｔ₂まで継続されること
となる〔図８（ａ）を参照〕。電圧Ｖ_Iは、前述したと
ころにより、電源電圧Ｖ_Dと同一の動作チャートを持つ
〔図８（ｂ）を参照〕。電圧Ｖ_Iが平滑回路部５１を介
して供給されることで電圧検出回路部５２から出力され
る信号Ｓ ₅₂は、その「Ｈ」となる時刻は厳密には時刻ｔ
₀よりも僅かに遅れるが、これを簡略化して図８（ｃ）
およびそれ以降のグラフでは同時刻として示した。この
信号Ｓ₅₂が入力されることで投入用信号生成回路部５３
から出力される信号Ｓ₅₃は、時刻ｔ₀から時間ΔＴだけ
経過した時刻ｔ₁までの間「Ｈ」の状態を継続し、時刻
ｔ₁以降は「Ｌ」に切り換わる〔図８（ｄ）を参照〕。
また、信号Ｓ₅₂と信号Ｓ₅₃との論理積否定に対応する信
号である信号Ｓ₅₄が入力されることで保持用信号生成回
路部４から出力される信号Ｓ₄は、時刻ｔ₁から出力が
開始され、以降、交互にオン・オフを繰り返しつつ時刻
ｔ₂まで連続して出力される〔図８（ｅ）を参照〕。

【００１４】信号Ｓ₅₃と信号Ｓ₄との論理和である駆動
信号Ｓ₅〔図８（ｆ）を参照〕がそのベースに与えられ
るＰＴｒ７は、駆動信号Ｓ₅が「Ｈ」となる期間だけオ
ンとなり、ツェナーダイオード６４を介してコイル８１
に電圧Ｖ_Iを印加する。時刻ｔ₀で電圧Ｖ_Iが印加され
ることでコイル８１には電流Ｉ₇の通流が開始される。
時刻ｔ₀〜時刻ｔ₁の間（時間ΔＴである。）は、ＰＴ
ｒ７は連続してオンされ続けるので、この時間にコイル
８１に通流される電流Ｉ₇の値は、大きな値の投入用電
流Ｉ_Tを持つこととなる〔図８（ｇ）を参照〕。電磁石
装置８が持つ電磁石がそのアーマチュアを吸着しようと
する投入時の場合には、多くの場合にアーマチュアは電
磁石を構成している鉄心から離れているので、鉄心，ア
ーマチュアなどからなる磁気回路の磁気抵抗値は大きく
なっている。こうした状態下でアーマチュアを鉄心に吸
着するための磁束を得るために、電磁石装置８の投入時
には大きな値の投入用電流Ｉ₇をコイル８１に通流させ
る必要があるものである。前記した投入用電流Ｉ_Tの大
きな値は、このことに対応させたものである。

【００１５】鉄心へのアーマチュアの吸着がすでに完了
されている時刻ｔ₁となると、コイル８１への電圧Ｖ_I
の印加は間欠的になる。この状態においてコイル８１に
通流される電流Ｉ₇は、ＰＴｒ７がオンしている期間に
は時間と共に増大し、ＰＴｒ７がオフしている期間に
は、フライホイール回路部６を介してその通流を継続す
るが、時間と共に減少する。これにより、この期間の電
流Ｉ₇の平均値である保持用電流Ｉ_Hは前記の投入用電
流Ｉ_Tよりも小さい値となる〔図８（ｇ）を参照〕。し
かし、この場合にはアーマチュアがすでに鉄心に吸着さ
れていて、鉄心，アーマチュアなどからなる磁気回路の
磁気抵抗値は、投入前の値よりも小さくなっている。ア
ーマチュアが鉄心に吸着された状態を保持するこの小さ
な磁気抵抗値とされた状態下では、コイル８１に通流さ
せる電流Ｉ₇の値は、公知のごとく電磁石装置８の投入
時の場合よりも小さくて済むものである。保持用電流Ｉ
_Hの前記の小さい値は、このことに対応させたものであ
る。この状態が継続された後、時刻ｔ₂でスイッチ装置
９２が遮断されたとする。そうすると、電源電圧Ｖ_Dの
供給が停止され，これに伴いＰＴｒ７がオフされること
になる。この場合には、コイル８１に蓄積されていた電
磁エネルギーは前述したところにより、主としてバリス
タ６５に吸収されるので、電流Ｉ₇は急速に減衰され時
刻ｔ₃で零となるのである〔図８（ｇ）を参照〕。

【００１６】ところで、電源９１が商用電源（周波数値
は５０〔Ｈｚ〕または６０〔Ｈｚ〕を持つ交流電源）で
ある単相交流電源である場合には、この周波数による電
流をコイル８１に通流させると、この電流によって生成
されて電磁石を構成している鉄心に通流する磁束も商用
電源が持つ周波数で交番する。このために、公知のごと
く電磁石は商用電源の周波数値の２倍の周波数値を持つ
電磁騒音を発生する。特に、電磁石が保持状態にある時
間は長いことが一般であるので、この保持状態にある電
磁石が発生する電磁騒音の低減が強く要請されるのであ
る。これに対応するために、従来例の電磁石装置８で
は、保持用信号生成回路部４で生成する信号Ｓ₄の
「Ｈ」・「Ｌ」を繰り返すその周波数を、可聴周波数域
の上限値である２０〔ｋＨｚ〕を越える値に設定される
ようにしている。すなわち、保持用信号生成回路部４
は、高周波スイチングを行う発振回路装置であることに
なる。

【００１７】そうして、電圧Ｖ_Iがツェナーダイオード
６４を介してコイル８１に印加されたことによる電圧Ｖ
₇は、図９中に実線で模式化して示したごとく、電圧Ｖ
_Iが信号Ｓ₄に従う駆動信号Ｓ₅により高周波チョッピ
ングされた波形となる。なお、図９中に点線で示されて
いるのは電圧Ｖ_Iの瞬時値である。ところで、電源９１
が単相交流である場合に電圧Ｖ_Iの瞬時値はほぼ正弦波
状に変化するのであるが、保持用信号生成回路部４の方
は、前記したようにコンデンサ素子Ｃを電圧Ｖ _Cにまで
に充電するのに要する時間である時間ΔＴ_HO（「Ｈ」の
信号Ｓ₄が出力される時間でもある。）の値は、電圧Ｖ
_Rの値にほぼ逆比例する関係にある。〔なお、コンデン
サ素子Ｃを電圧Ｖ_Cから反転動作時電位Ｖ_tまでに放電
するのに要する時間である時間ΔＴ_HF（「Ｌ」の信号Ｓ
₄が出力される時間でもある。）の値は電圧Ｖ_Iの値に
は依存しない。〕前記のように、電圧Ｖ_Rは電圧Ｖ_Iが大まかに平滑化さ
れた電圧であるので、かなり大まかに扱うと、時間ΔＴ
_HOの値は電圧Ｖ_Iの瞬時値にほぼ逆比例する関係にある
ことになる。このために、電圧Ｖ₇のオン時間値である
時間ΔＴ_HOは、電圧Ｖ_Iの波高値付近で最も短く、電圧
Ｖ_Iの瞬時値が低下するのに従って順次長くなってい
る。このように動作される電磁石装置８は、電源９１の
電源電圧Ｖ _Dの値が多少変動したとしても、保持用電流
Ｉ_Hをほぼ一定値に維持できるという特長を得ることが
できているのである。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】前述した従来技術によ
る交直両用の電磁石装置、例えば、電磁石装置８は、低
騒音化と電源電圧Ｖ_Dの値の変動に対する電流Ｉ_Hの変
動量を低減することができているが、次記することが近
年問題点として浮上するようになってきている。すなわ
ち、（１）貿易自由化によって商品の国際化が進展して行く
に連れて、電源電圧Ｖ _Dを高周波チョッピングを行うな
どして用いる高周波機器は、それが我が国で製造された
ものであっても、全世界で広く使用されるようになって
きている。これに伴い、これ等の高周波機器から発生さ
れる高周波の電磁ノイズが全世界的に問題とされ、この
ような高周波ノイズに関する規制（ＥＭＣ規制）が制定
され、全世界的に適用されるようになってきている。こ
のことは電磁石装置８にも当てはまるので、これに対処
するために電磁石装置８ではノイズフィルタを設置する
ようにしているのであるが、このノイズフィルタの設置
によって電磁石装置が大形化することになっている。

【００１９】ところでＥＭＣ規制は、高周波機器から
空中に放射される雑音電界強度と、高周波機器から電
源ライン中を伝達して行く雑音端子電圧の両者のそれぞ
れに対する規制値で構成されている。一方、高周波機器
から発生される高周波ノイズは、コモンモードノイズ
（電源ラインからアースに流れる高周波ノイズであ
る。）と、ノーマルモードノイズ（電源ラインの電圧
変動となって現れる高周波ノイズである。）とに区別し
て取り扱うことができる。そうして一般に、項の雑音
電界強度は項のコモンモードノイズに主として起因
し、項の雑音端子電圧は項のノーマルモードノイズ
に主として起因していることが知られている。さらに
項のコモンモードノイズと項のノーマルモードノイズ
との関係は、ノーマルモードノイズのリップルが大きい
場合に、コモンモードノイズも大きくなると言う関係に
在る。すなわち、項のコモンモードノイズの発生に
は、項のノーマルモードノイズが大きく関与している
のである。前記した相互関係が有るために、ＥＭＣ規制
への対応は、項のノーマルモードノイズの低減が基本
になることになる。図１０によるグラフは、ＥＭＣ規制
における雑音端子電圧値に関する規制値を示したもので
ある。

【００２０】他方、高周波機器から発生される雑音端子
電圧を分析すると、高周波機器の発振周波数値と同一の
周波数値を持つ基本波成分と、発振周波数値の整数倍の
周波数値を持つ高調波成分とに区別することができ、高
調波成分の値は、その周波数値の発振周波数値に対する
倍数値が大きくなるに連れて低減されている。したがっ
て、高周波ノイズを低減するためには、機器の発振周波
数値を、ＥＭＣ規制における最低規制周波数値（図１０
中に示したごとく、０．１５〔ＭＨｚ〕である。）より
も極力低い値とすることが有効であることになる。

【００２１】（２）しかし、単純に機器の発振周波数値
を低下させて交流電源（例えば、前記の図５中に示した
電源９１である。）の周波数値に接近させてしまうと、
両周波数の差を持つビートが発生することとなる。例え
ば機器が電磁石装置の場合には、励磁用のコイルに通流
される電流に前記のビートが発生すると、励磁用のコイ
ルに通流される電流値が低下してしまうことで、アーマ
チュアを鉄心に吸着されている状態を保持することが困
難になるという新たな問題が発生するのである。

【００２２】（３）また、前述したように、従来例の電
磁石装置は時間値ΔＴ_HOが電圧Ｖ_Rの値にほぼ逆比例す
る関係にあるのではあるが、機器の発振周波数値を低下
させるに従って、電源９１が単相交流電源であるか直流
電源であるかによる電圧値の瞬時値の差異をこの機能だ
けに依存して対処することが困難になってくる。このた
めに、単相交流電源の場合と直流電源の場合とで、励磁
用のコイルに通流される電流値が異なることとなり、交
直両用である特長を維持することが困難になるのであ
る。

【００２３】この発明は、前述の従来技術の問題点に鑑
みなされたものであり、その目的は、ノイズフィルタを
設置することなくＥＭＣ規制に対処が可能な交直両用の
電磁石装置を提供することにある。

【００２４】

【課題を解決するための手段】この発明では前述の目的
は、１）励磁用のコイルを有する電磁石と、電源電圧を受け
て一定極性の電圧を出力する整流回路装置と、コイルへ
の前記の電圧の供給をオン・オフする半導体スイッチン
グ装置と、前記の電圧を入力して半導体スイッチング装
置に駆動信号を与える駆動信号生成回路装置とを備え、
駆動信号生成回路装置は、半導体スイッチング装置を間
欠的にオンさせる駆動信号を与える保持用信号生成回路
部と、保持用信号生成回路部が出力する駆動信号が持つ
オン時間よりも長い時間連続して半導体スイッチング装
置をオンさせる駆動信号を，電源電圧の投入が開始され
た時点で出力する投入用信号生成回路部とを有し、コイ
ルに電流を通流させることで電磁石にアーマチュアの吸
着・保持を行わさせる交直両用の電磁石装置において、
駆動信号生成回路装置は、電源が交流電源であるか直流
電源であるかの電源の種別を判別し，その判別結果に応
じた判別信号を出力する電源種別判別回路部を有し、保
持用信号生成回路部は、この判別信号を入力することで
電源の種別に対応させてその動作が切り換えられるとと
もに、電源が直流電源である場合には、前記保持用信号
生成回路部は、内部発振回路により決められた所定のオ
ン・オフ比率と所定の周期を有するパルス信号を出力す
ることでなる駆動信号により、前記コイルの保持用電流
を制御する前記半導体スイッチング装置を間欠的にオン
させるオン時間を調整して、前記コイルに通流する保持
用電流を制御し、前記コイルに間欠的に保持用電流を通
流し、電源が交流電源である場合には、前記電源種別判
別回路部から商用電源が持つ周波数の２倍の周波数とな
るように交流電源の各半サイクルに１回の周期で、短時
間だけオンのパルス信号を出力し、前記保持用信号生成
回路部に前記パルス信号を入力した時に、所定のオン・
オフ比率に設定された駆動信号が前記保持信号生成回路
部から強制的に出力され、前記コイルに間欠的に保持用
電流を通流し、前記コイルに通流される保持用電流の値
が交流電源と直流電源の場合とで、同等になるように、
周期とオン・オフ比率を変化させた駆動信号を、前記駆
動信号生成回路装置より出力させてなる構成とするこ
と、により達成される。

【００２５】そうして、交流電源が商用電源である場合
には、保持用信号生成回路部から発生される駆動信号が
持つ周波数値は、商用電源が持つ周波数値の２倍である
ので、従来例の場合の約２０〔ｋＨｚ〕に対して、ほぼ
２００分の１と極めて低い値である。これから、この発
明になる交直両用の電磁石装置は、ノイズフィルタを設
置することなくＥＭＣ規制に対処できることとなる。し
かも、前記の駆動信号は、交流電源の周波数と完全に同
期しているので、ビートが発生することも全く無いので
ある。さらに、電源が直流電源である場合の保持用信号
生成回路部が出力する駆動信号を前記のようにすること
で、単相交流電源の場合と直流電源の場合とで、励磁用
のコイルに通流される保持用の電流値をほぼ同等になし
える。

【００２６】そうして、電源種別判別回路部の持つ前記
の機能によって、電源が交流電源であるか直流電源であ
るかの種別に対応して、確実にその動作の切り換えが可
能となる。さらにまた、２）前記交直両用の電磁石装
置において、駆動信号生成回路装置が有する保持用信号
生成回路部は、電源が交流電源である場合には、交流電
源の各半サイクルの同一の位相点においてオンの駆動信
号の出力を開始させてなる構成とすること、により達成
される。

【００２７】そうして、交流電源の各半サイクルに１
回，短時間だけ出力されるオンの駆動信号のオン開始の
タイミングは、各半サイクルに関して同一位相位置とな
るので、前記（１）項による作用を持ちながら、その周
波数を極めて安定化することができ、発生するノイズを
一層低減することができる。

【００２８】

【発明の実施の形態】以下この発明の実施の形態を図面
を参照して詳細に説明する。なお、この項の以下の説明
においては、図５〜図７に示した従来例の交直両用の電
磁石装置と同一部分には同じ符号を付し、その説明を省
略する。また、この項の以後の説明に用いる図中には、
図５〜図７で付した符号については、代表的な符号のみ
を記した。

【００２９】図２は、この発明の一実施例による交直両
用の電磁石装置の要部を示すその回路図であり、図１
は、図２中に示した駆動信号生成回路装置の主要部を示
すブロック回路図である。図３は、図１中に示した保持
用信号生成回路部の要部を示す回路図であり、図４は、
電源が交流電源である場合に図１中に示した電源種別判
別回路部が出力するパルス信号を模式的に示す説明図で
ある。図１〜図３において、１は、図５〜図７に示した
従来例による交直両用の電磁石装置８に対して、駆動信
号生成回路装置５に替えて、保持用信号生成回路部３を
用いると共に電源種別判別回路部２１を有する駆動信号
生成回路装置２を用いるようにした交直両用の電磁石装
置である。保持用信号生成回路部３は、図３に示したご
とく、従来例による保持用信号生成回路部４に対して、
半導体スイッチング素子であるバイポーラトランジスタ
（以降、Ｔｒと略称することがある。）３１、抵抗素子
Ｒ３１，Ｒ３３、ダイオードＤ３１、端子Ｉ_na，Ｉ_nbと
を追加して備えると共に、保持用信号生成回路部４が備
える抵抗素子Ｒ７に替えて抵抗素子Ｒ３２を備えるよう
にしている。

【００３０】電源種別判別回路部２１は、電圧Ｖ_Iを入
力しており、この電圧Ｖ_Iが持つ波形から電源９１が交
流電源であるか直流電源であるかを判別すると共に、交
流の電圧Ｖ_Iが入力された場合にはパルス信号である信
号Ｓ_21bを出力する回路部である。この電源種別判別回
路部２１は、電源９１が交流電源であると判別された場
合には「Ｈ」となり、電源９１が直流電源であると判別
された場合には「Ｌ」となる信号Ｓ_21aも出力する。信
号Ｓ_21bは、図４に示すように、電源９１が交流電源で
ある場合には、電圧Ｖ_I（図４中に点線で示した。）の
零点から予め定められた位相θ₂₁だけ遅れた一定の時刻
において、短時間（例えば、従来例の保持用信号生成回
路部４が出力する保持用信号Ｓ₄が持つ「Ｈ」時間であ
る時間ΔＴ_HOよりも短い時間であるということであ
る。）Δｔ₂₁だけ「Ｈ」となるパルス信号である。な
お、信号Ｓ_21bは、電源９１が直流電源である場合に
は、電圧Ｖ _Iが入力されている全期間にわたり「Ｌ」と
なる。保持用信号生成回路部３は、これ等の信号を、信
号Ｓ_21aは端子Ｉ_naから、信号Ｓ_21bは端子Ｉ_nbから入
力する。

【００３１】そうして保持用信号生成回路部３において
は、抵抗素子Ｒ３１は、抵抗素子Ｒ６に対して電気的に
直列に接続されて、抵抗素子Ｒ６と共同してコンデンサ
素子Ｃに対する充電用の素子を形成している。また抵抗
素子Ｒ３２は、従来例の場合の抵抗素子Ｒ７に替わるコ
ンデンサ素子Ｃに対する放電用の素子として働くことに
なる。保持用信号生成回路部３の場合には、その直流電
源時の充電時定数は、抵抗素子Ｒ６と抵抗素子Ｒ３１と
の和の抵抗値と，コンデンサ素子Ｃが持つ容量値との積
〔以降、時定数Ｃ×（Ｒ６＋Ｒ３１）と略称することが
ある。〕により定まり、その放電電時定数は、抵抗素子
Ｒ３２が持つ抵抗値とコンデンサ素子Ｃが持つ容量値と
の積（以降、時定数Ｃ×Ｒ３２と略称することがあ
る。）により定まることになる。そうして、これ等の時
定数の値を従来例の保持用信号生成回路部４の場合と比
較すると、それぞれほぼ２００倍に設定されている。こ
のことにより、電源９１が直流電源である場合に保持用
信号生成回路部３から出力される信号Ｓ₃のスイッチン
グ周波数を、商用電源（周波数値は５０〔Ｈｚ〕または
６０〔Ｈｚ〕を持つ交流電源）が持つ周波数値のほぼ２
倍の周波数値に設定しているのである。

【００３２】抵抗素子Ｒ３３とＴｒ３１との直列接続回
路は、抵抗素子Ｒ６と抵抗素子Ｒ３１との接続点と端子
Ｎとの間に接続されており、「Ｈ」の信号Ｓ_21aが入力
されるとＴｒ３１がオンすることで、コンデンサ素子Ｃ
に対する充電は、抵抗素子Ｒ６と抵抗素子Ｒ３３とで分
割された電圧Ｖ_Rにより、抵抗素子Ｒ３１を介して行わ
れることに変化する。これにより、保持用信号生成回路
部３では、電源９１が交流電源の場合のコンデンサ素子
Ｃの充電に関する充電時定数を、電源９１が直流電源の
場合の前記した充電時定数よりも長く設定しているので
ある。すなわち、保持用信号生成回路部３では、時間Δ
Ｔ_HOは、直流電源の場合よりも交流電源の場合の方が長
くなるように設定されているのである。交流電源の場合
には電圧Ｖ_Iによりコイル８１に加えられる電圧の平均
値は、直流電源の場合よりも低くなるものであり、前記
のことにより、電磁石装置１の保持時にコイル８１に通
流される保持用電流Ｉ_Hの値が、電源９１が交流電源か
直流電源かに関わらず同等になるようにしているのであ
る。

【００３３】また、ダイオードＤ３１は、端子Ｉ_nbとコ
ンパレータ４１の非反転入力端子との間に接続されてお
り、「Ｈ」の信号Ｓ_21bを通過させると共に、「Ｌ」の
信号Ｓ_21bを阻止する働きをする。端子Ｉ_nbに「Ｈ」の
信号Ｓ_21bが入力された場合には、「Ｈ」の信号Ｓ_21b
が入力される前のコンパレータ４１の動作状態の如何に
関わらず、コンパレータ４１はその動作状態を強制的
に、「Ｈ」を出力する動作状態とされる。これにより、
保持用信号生成回路部３は、交流電源の場合には、図４
中に示したように、電圧Ｖ_Iの各サイクル毎の、換言す
れは、電源９１の各半サイクル毎の位相θ₂₁の位相点で
「Ｌ」から「Ｈ」に切り換わり、従来例の保持用信号生
成回路部４が出力する信号Ｓ₄と同等の「Ｈ」／「Ｌ」
比率値に設定された信号Ｓ₃が出力される。すなわち、
保持用信号生成回路部３が生成する信号Ｓ₃の「Ｈ」・
「Ｌ」を繰り返すスイッチング周波数は、電源９１が商
用電源である場合には、商用電源が持つ周波数の２倍の
１００〔Ｈｚ〕か１２０〔Ｈｚ〕であることになる。な
お、端子Ｉ_nbに「Ｌ」の信号Ｓ_21bが入力された場合に
は、保持用信号生成回路部３は信号Ｓ_21bによって何等
の影響も受けることがないのである。

【００３４】また、保持用信号生成回路部３は、電源９
１が直流電源である場合には、前記したことを纏める
と、スイッチング周波数が商用電源が持つ周波数のほぼ
２倍であると共に、その充電時定数が交流電源の場合よ
りも若干短縮されることで、交流電源の場合よりも
「Ｈ」／「Ｌ」比率値が小さく設定された信号Ｓ₃が出
力されることになる。そうして、駆動信号生成回路装置
２は、信号Ｓ₃と信号Ｓ₅₃との論理和演算をＯＲ回路部
５５で行い、その結果の駆動信号Ｓ₂を出力することに
なる。そうしてこの駆動信号Ｓ₂が、ＰＴｒ７のベース
に供給されることになる。

【００３５】図１〜図４に示す実施例では前述の構成と
したので、交直両用の電磁石装置１では、コイル８１に
通流される電流Ｉ₇を制御するＰＴｒ７は、駆動信号生
成回路装置２から出力される駆動信号Ｓ₂によってオン
・オフ制御されることとなる。このために、保持状態の
電磁石装置１にあっては、電源９１が商用電源であるか
直流電源であるかに係わり無く、ＰＴｒ７を連続してオ
ン・オフするスッチング周波数は、商用電源の２倍また
はほぼ２倍（直流電源である場合）であることになる。
このスッチング周波数の値は、従来例の電磁石装置８の
場合の約２０〔ｋＨｚ〕に対してほぼ２００分の１と極
めて低い値である。これから、この発明になる電磁石装
置１は、ノイズフィルタの設置無しにＥＭＣ規制値をク
リヤすることができることになるのである。しかも、駆
動信号Ｓ₂は、交流電源の周波数と完全に同期している
ので、ビートが発生することも全く無いのである。

【００３６】さらに、電源９１が直流電源である場合と
交流電源である場合とで、保持用信号生成回路部３が出
力する信号Ｓ3 が持つオン時間が前記のように調整され
るので、コイル８１に通流される電流ＩH （図８を参
照）の値は、電源９１が商用電源であるか直流電源であ
るかに係わり無く、ほぼ同等にすることができ、電源９
１が交流電源である場合の信号Ｓ3 の各サイクルのオン
開始のタイミングは、電源種別判別回路部２１から出力
された信号Ｓ21b によって決定されるようにしているの
で、電圧ＶI の各サイクルにおけるオン開始タイミング
を極めて安定化することができ、このことにより発生す
るノイズを一層低減することができるのである。

【００３７】

【発明の効果】この発明においては、前記の課題を解決
するための手段の項で述べた構成とすることにより、次
記する効果を奏する。課題を解決するための手段の項
の第（１）項による構成とすることにより、励磁用のコ
イルに通流する電流をオン・オフする半導体スイッチン
グ装置のスイッチング周波数は、電源が商用電源である
か直流電源であるかに関わらず、ほぼ１００〜１２０
〔Ｈｚ〕と従来例の場合の約２００分の１となる。これ
により、ノイズフィルタを設置することなくＥＭＣ規制
をクリヤすることが可能となるので、電磁石装置の小形
化が可能となる。また、電源が商用電源である場合に、
スイッチング周波数は商用電源の周波数と同期すること
になるので、スイッチング周波数をほぼ１００〜１２０
〔Ｈｚ〕にしながらも、ビートの発生を解消することが
可能となる。さらに、電源が商用電源であるか直流電源
であるかに関わらず、励磁用のコイルに通流される保持
用電流はほぼ同等値となるので、スイッチング周波数を
ほぼ１００〜１２０〔Ｈｚ〕にしながらも、交直両用と
することが可能となる。また、電源種別判別回路部の
持つ機能によって、電源が交流電源であるか直流電源で
あるかの種別に対応しての駆動信号生成回路装置の動作
の切り換えを、確実に行うことが可能となる。さらにま
た、課題を解決するための手段の項の第（２）項によ
る構成とすることにより、電源が交流電源である場合の
保持動作時の半導体スイッチング装置のオン開始のタイ
ミングを、交流電源の各半サイクルに関して同一位相位
置とすることが可能となるので、前記項，項による
効果を得ながら発生するノイズを一層低減することが可
能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例による交直両用の電磁石装
置の主要部である駆動信号生成回路装置を示すブロック
回路図

【図２】この発明の一実施例による交直両用の電磁石装
置の要部を示すその回路図

【図３】図２中に示した保持用信号生成回路部の要部を
示す回路図

【図４】電源が交流電源である場合に図１中に示した電
源種別判別回路部が出力するパルス信号を模式的に示す
説明図

【図５】従来例の交直両用の電磁石装置の要部を関連す
る装置などと共に示すその回路図

【図６】図５中に示した駆動信号生成回路装置の主要部
を示すブロック回路図

【図７】図６中に示した保持用信号生成回路部の要部を
示す回路図

【図８】図５〜図７に示した電磁石装置の主要部位の動
作を模式的に示す動作チャート

【図９】図５〜図７に示した電磁石装置の交流電源での
動作時に保持用信号生成回路部から出力された信号によ
ってコイルに印加される電圧の波形の詳細を模式的に示
す説明図

【図１０】ＥＭＣ規制における雑音端子電圧値に関する
規制値を示すグラフ

【符号の説明】

２駆動信号生成回路装置２１電源種別判別回路部Ｓ_21a 信号Ｓ_21b パルス信号３保持用信号生成回路部Ｓ₃ 信号Ｖ_I 電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01F 7/18

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】励磁用のコイルを有する電磁石と、電源電
圧を受けて一定極性の電圧を出力する整流回路装置と、
コイルへの前記の電圧の供給をオン・オフする半導体ス
イッチング装置と、前記の電圧を入力して半導体スイッ
チング装置に駆動信号を与える駆動信号生成回路装置と
を備え、駆動信号生成回路装置は、半導体スイッチング
装置を間欠的にオンさせる駆動信号を与える保持用信号
生成回路部と、保持用信号生成回路部が出力する駆動信
号が持つオン時間よりも長い時間連続して半導体スイッ
チング装置をオンさせる駆動信号を，電源電圧の投入が
開始された時点で出力する投入用信号生成回路部とを有
し、コイルに電流を通流させることで電磁石にアーマチ
ュアの吸着・保持を行わさせる交直両用の電磁石装置に
おいて、駆動信号生成回路装置は、電源が交流電源であるか直流
電源であるかの電源の種別を判別し，その判別結果に応
じた判別信号を出力する電源種別判別回路部を有し、保
持用信号生成回路部は、この判別信号を入力することで
電源の種別に対応させてその動作が切り換えられるとと
もに、電源が直流電源である場合には、前記保持用信号生成回路部は、内部発振回路により決め
られた所定のオン・オフ比率と所定の周期を有するパル
ス信号を出力することでなる駆動信号により、前記コイ
ルの保持用電流を制御する前記半導体スイッチング装置
を間欠的にオンさせるオン時間を調整して、前記コイル
に通流する保持用電流を制御し、前記コイルに間欠的に
保持用電流を通流し、電源が交流電源である場合には、前記電源種別判別回路部から商用電源が持つ周波数の２
倍の周波数となるように交流電源の各半サイクルに１回
の周期で、短時間だけオンのパルス信号を出力し、前記
保持用信号生成回路部に前記パルス信号を入力した時
に、所定のオン・オフ比率に設定された駆動信号が前記
保持信号生成回路部から強制的に出力され、前記コイル
に間欠的に保持用電流を通流し、前記コイルに通流される保持用電流の値が交流電源と直
流電源の場合とで、同等になるように、周期とオン・オ
フ比率を変化させた駆動信号を、前記駆動信号生成回路
装置より出力させてなることを特徴とする交直両用の電
磁石装置。
【請求項２】請求項１に記載の交直両用の電磁石装置に
おいて、駆動信号生成回路装置が有する保持用信号生成回路部
は、電源が交流電源である場合には、交流電源の各半サ
イクルの同一の位相点においてオンの駆動信号の出力を
開始させてなることを特徴とする交直両用の電磁石装
置。