JP3359141B2 - 電力制御装置 - Google Patents

電力制御装置

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JP3359141B2
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流入力電力を調整し
て負荷に印加する電力を制御する電力制御装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】電子写真装置は、顕画材（以下トナーと
いう）により記録紙上に顕画像（以下トナー像という）
を形成する画像形成手段を持ち、前記トナー像が形成さ
れた記録紙を搬送する紙搬送手段を通じ図７のＨ１から
なるヒータを加熱体とした図８に示すような対向圧接す
る熱ローラ１００を用いて、前記記録紙を加熱部に密着
させトナー像を加熱定着する定着手段を用いることで記
録紙上に画像を形成する。このような加熱融着手段を用
いてトナーを記録紙に定着させるため定着部の熱ローラ
部の表面温度は、トナーの融点を越えなおかつ記録紙に
悪影響を与えないために正確にある温度となるように制
御する必要がある。
【０００３】そのため、図５に示すような位相角制御
（位相制御ともいう）方式による温度調整等が多用され
ている。以下に図５の回路と動作を説明する。
【０００４】入力端子間に交流電圧が印加されると、ト
ランスＴ１により絶縁分圧された交流電圧が位相角基準
信号発生回路２に入力され、交流入力のゼロクロス点の
位相信号が出力される。
【０００５】ここで温度検出比較回路１の入力に温度調
整基準電圧Ｖｃが入力されると、温度検出比較回路１は
定着ローラ表面温度を測定しているサーミスタ等の温度
検出素子ＴＨ１からの温度信号を読取り温度調整基準電
圧Ｖｃと比較しその差分に比例した電圧を制御信号とし
て位相角制御回路３に出力する。
【０００６】位相角制御回路３ではその時の制御信号の
値から通電位相角を決定し、位相角基準信号発生回路２
からのゼロクロス信号のタイミングから位相角制御分だ
け遅れたタイミングでトランジスタＴＲ１のベースに電
流を流し込む。トランジスタＴＲ１はベース電流が流れ
込むことによりオンするとホトカプラＰＳ１もオンし、
トライアックＳＣＲ１のゲートに電流が流れ込みＳＣＲ
１はオンして、図６のような交流電流ＩACがヒータＨ１
に通電され交流電力が印加される。
【０００７】ここで、温度調整基準電圧Ｖｃに対して温
度検出素子ＴＨ１の温度検出電圧が低ければ、制御信号
は大きくなり位相角制御回路３は通電位相角を広げてヒ
ータＨ１に印加する電力を増加し発熱量を増し定着ロー
ラの表面温度を上昇させる。
【０００８】また、温度調整基準電圧Ｖｃに対して温度
検出素子ＴＨ１の温度検出電圧が大きい時は、制御信号
の値が小さくなり位相角制御回路３は通電位相角を減少
されてヒータＨ１に印加する電力量を減少することで発
熱量を減少させ定着ローラ１００の表面温度を低下させ
る。
【０００９】以上の働きにより定着ローラ１００の表面
温度を温度調整基準電圧Ｖｃに比例した値に制御するこ
とができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】このように交流電力を
制御することで定着ローラ等を一定温度に保つために、
図５のようなトライアック等の電力制御素子を用いた位
相角制御方式は制御性に優れているが、それらの電力制
御素子は図６に示すように交流入力電力の正弦波の一部
を切取ることで電力制御を行うため、ある位相角になる
と電力制御素子は急激にオフからオンに切り換わる。そ
のオンした瞬間の電圧や電流波形の急激な立上がりによ
り広い周波数範囲にわたる高調波ノイズを発生してしま
う。
【００１１】このノイズ成分は低周波成分も多く含むた
めノイズフィルタを用いてもノイズ成分を完全には取り
切れずＥＭＣ(electromagnetic compatibility) 障害の
原因の一つに数えられている。
【００１２】また、当然のことながら消費電力に対して
消費電流の実効値が高いため力率も低下してしまい電源
系統の電流容量が増大してしまう問題も発生している。
【００１３】その対策としてヒータ等を用いた温度調整
型加熱装置では、交流電力のオン−オフ動作を数秒単位
で繰返すオン−オフ制御が使用されているが、こちらは
ヒータのオン時とオフ時の機器の電力消費量が大幅に変
ってしまうため電源系統の電圧変動を引起こし、それが
原因で蛍光灯等がちらつくフリッカ現象を引き起こし問
題視されている。
【００１４】本発明は、このような問題を解消するため
なされたもので、ノイズが少なく、力率のよい電力制御
装置を提供することを目的とするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
本発明では、電力制御装置を次の（１），（２）のとお
りに構成する。
【００１６】（１）入力交流電圧を整流する整流器と、
この整流器の出力側に平滑用コンデンサを設けることな
く接続された高周波のＬＣフィルタと、このＬＣフィル
タの出力側に直列接続されたスイッチング素子とリアク
タと負荷と、このリアクタと負荷の直列回路に並列に接
続されたフライホイールダイオードと、前記負荷の温度
または前記負荷への印加電圧を検出する検出回路と、入
力交流電圧の周波数より高い周波数で、且つ、前記検出
回路による検出出力に応じてパルス幅が可変のＰＷＭ信
号を発生する発信回路とを備え、前記発信回路から発生
される前記ＰＷＭ信号により前記スイッチング素子を駆
動する電力制御装置。
【００１７】（２）入力交流電圧の実効値を検出する実
効値検出手段を備え、前記スイッチング素子を駆動する
ＰＷＭ信号のパルス幅を前記実効値検出手段の出力で補
正する前記（１）記載の電力制御装置。
【００１８】
【作用】前記（１），（２）の構成により、整流器に
は、その出力の各サイクルにわたり電力が流れ、ＬＣフ
ィルタによりスイッチング素子を流れるパルス電流によ
るノイズが電源側に洩れ出るのが阻止される。前記
（２）の構成では、更に、電源電圧の瞬時の変動による
出力変動が阻止される。
【００１９】
【実施例】以下本発明を実施例により詳しく説明する。
【００２０】（実施例１）図１は実施例１である“温度
調整装置”の回路図である。
【００２１】図１において、ＴＲ１はスイッチング素子
のＭＯＳ−ＦＥＴであり、Ｌ１は負荷であるヒータＨ１
に流す電流の平滑を行うインダクタであり、Ｄ５はイン
ダクタＬ１に蓄積された電力を回生するフライホイール
ダイオードである。Ｈ１は、加熱対象である定着ローラ
を加熱するヒータであり、温度検出素子ＴＨ１とは図８
のような構造により熱的に結合しており、温度検出素子
ＴＨ１の出力は温度検出比較回路ＩＣ２に入力される。
【００２２】ＩＣ２は、温度調整基準電圧と温度検出素
子ＴＨ１の出力を比較しその差分を制御信号としてパル
ス幅変調（以下ＰＷＭという）発振回路ＩＣ１に入力す
る。
【００２３】ＰＷＭ発振回路ＩＣ１は制御信号値に見合
ったＰＷＭパルスを発生させ、スイッチング素子ＴＲ１
のＭＯＳ−ＦＥＴのゲートに出力しスイッチング素子Ｔ
Ｒ１をスイッチング駆動する。Ｄ１からＤ４は、交流の
入力電力整流用ダイオードであり、電力制御回路部に図
２（ｂ）のような脈流を供給する。コイルＮＦ１とコン
デンサＣ１は、ノイズフィルタを形成しており、スイッ
チング素子ＴＲ１のスイッチング周波数に対しては十分
な減衰量を確保し、かつ電源周波数に対しては減衰無く
通過するような定数に設定する。
【００２４】次に動作について説明する。
【００２５】入力端子に図２（ａ）に示す交流入力電圧
ＶACが印加されると、整流素子Ｄ１〜Ｄ４により整流さ
れた脈流となり、その電圧はコイルＮＦ１を通り、コン
デンサＣ１の両端に印加される。そのコンデンサＣ１の
両端電圧は、図２（ｂ）中のＶC1の波形になる。
【００２６】温度調整基準電圧Ｖｃが温度検出比較回路
ＩＣ２に入力されると、回路ＩＣ２は温度検出素子ＴＨ
１の出力と温度設定値である温度調整基準電圧Ｖｃを比
較する。その比較された差出力が制御信号としてＰＷＭ
発振回路ＩＣ１に供給される。回路ＩＣ１は、制御信号
値に見合ったパルス幅（デューティファクタ）のＰＷＭ
信号を発生し、その出力は図２（ｄ）のような波形とな
り、スイッチング素子ＴＲ１のゲート−ソース間に印加
され、スイッチング素子ＴＲ１はＰＷＭ発振回路ＩＣ１
の出力パルスによりスイッチングして図２（ｃ）に示す
ドレイン電流ＩD が流れ、ヒータＨ１及びインダクタＬ
１に通電する。この時のスイッチング素子ＴＲ１のドレ
イン−ソース間電圧波形は図２（ｂ）のＶC1両端電圧を
図２（ｄ）のゲートのパルス幅で切断した形の図２
（ｅ）のようになる。
【００２７】また、インダクタＬ１は、スイッチング素
子ＴＲ１がオンすることで流れた電流を蓄えているた
め、スイッチング素子ＴＲ１がオフした時に逆起電圧を
発生しフライホイールダイオードＤ５に順電流を流し、
蓄積電流を負荷であるヒータＨ１に放出する。
【００２８】その後またスイッチング素子ＴＲ１がオン
すると、インダクタＬ１及びヒータＨ１に電流が流れイ
ンダクタＬ１に電流を蓄積することを繰返すので、負荷
のヒータＨ１とインダクタＬ１には図２（ｆ）に示すよ
うな波形の電流が流れる。
【００２９】スイッチング素子ＴＲ１に流れる電流は、
コンデンサＣ１が充放電して図２（ｃ）のドレイン電流
ＩD の波形を平均化するため、図２（ｃ）中のＩD(avg)
のような波形の電流がノイズフィルタのコイルＮＦ１に
流れる。
【００３０】整流ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流
は、図２（ｃ）のドレイン電流ＩD の波形をＣ１及びＮ
Ｆ１のノイズフィルタによりフィルタリングした電流波
形となるため、図２（ｂ）中のＩD(avg)の電流波形にな
る。このため整流前の交流入力電流波形は、図２（ａ）
のＩACとなり交流入力電圧波形に近い形の入力電流波形
となるため、入力電流中に含まれる高調波成分が大幅に
減少でき、温度調整装置の入力電流の力率を大幅に改善
できる。
【００３１】またこの回路中に使用するノイズフィルタ
であるコイルＮＦ１とコンデンサＣ１は、ＰＷＭ発振回
路ＩＣ１による高周波の発振周波数に対してフィルタ効
果が発揮されるものであれば良く、コンデンサＣ１の容
量やインダクタＮＦ１のインダクタンス値は小さくでき
るので、小型，軽量化することができる。
【００３２】（実施例２）図３は実施例２である“温度
調整装置”の回路図である。本実施例は実施例１の装置
の制御性を向上したものである。
【００３３】この図３の回路においては、ヒータＨ１の
印加電力が、高周波ＰＷＭ通電制御方式において同じパ
ルス幅で通電した時には、入力交流電圧実効値に比例す
ることに着目して、その補正を行うことで温度検出比較
回路ＩＣ２の制御性を向上させたものであり、以下に説
明する。
【００３４】図３の回路は図１の回路に対して、入力交
流電圧実効値変換制御回路４を付加したものであり、そ
の入力である交流入力電圧はトランスＴ１で乗算型演算
増幅器ＩＣ３の動作電圧レベルまで降圧する。このトラ
ンスＴ１の出力端は、乗算型演算増幅器ＩＣ３からなる
２乗回路と、コンパレータＣＭＰ１からなる位相検出回
路に接続され、位相検出回路ＣＰＭ１は交流入力電圧が
ゼロ電圧を横切る毎に出力を反転させている。
【００３５】位相検出回路ＣＭＰ１の出力端は、ワンシ
ョットパルス発生器ＰＧ１に接続され、交流入力電圧が
反転するタイミングで狭いパルス幅を出力する。ワンシ
ョットパルス発生器ＰＧ１の出力は、ワンショットパル
ス発生器ＰＧ２と、第２のサンプル・ホールド回路を形
成するアナログスイッチ素子ＡＳ３の制御端子に接続さ
れている。
【００３６】ワンショットパルス発生器ＰＧ２は、ワン
ショットパルス発生器ＰＧ１のパルス出力の立下がりで
トリガされ、幅の狭いワンショットパルスを出力する。
ワンショットパルス発生器ＰＧ２の出力端は、ワンショ
ットパルス発生器ＰＧ３と、第１のサンプル・ホールド
回路を形成するアナログスイッチ素子ＡＳ２の制御端子
に接続されている。ワンショットパルス発生器ＰＧ３
は、ワンショットパルス発生器ＰＧ２のパルス出力の立
下がりでトリガされ、幅の狭いワンショットパルスを出
力する。ワンショットパルス発生器ＰＧ３の出力端は演
算増幅器ＯＰ１による積分回路をリセットするアナログ
スイッチ素子ＡＳ１の制御端子に接続されている。
【００３７】トランスＴ１により降圧された交流入力電
圧を入力し２乗回路ＩＣ３により生成された、交流波形
の瞬時値の２乗された値が抵抗Ｒ１を通じて演算増幅器
ＯＰ１とコンデンサＣ２からなる積分回路にて積分され
ていく。
【００３８】交流電圧がゼロクロスすると、位相検出回
路ＣＭＰ１の出力が反転し、ＰＧ１→ＰＧ２→ＰＧ３の
順番で幅の狭いパルスを発生し、コンデンサＣ２に並列
に接続されているアナログスイッチＡＳ１がオンし、コ
ンデンサＣ２の電荷を放電するため、演算増幅器ＯＰ１
の出力はゼロになる。
【００３９】そのため、トランスＴ１の降圧された交流
電圧を入力し２乗回路ＩＣ３によって瞬時値を２乗した
値が、ゼロクロス点から演算増幅器ＯＰ１とコンデンサ
Ｃ２による積分回路で積分されていく。交流入力電圧の
半周期分が終るときには、入力交流電圧の瞬時値を２乗
した値の半周期分の積分値がコンデンサＣ２に蓄えられ
て演算増幅器ＯＰ１の出力値となっており、また位相発
生回路ＣＭＰ１の出力が反転して先程と同様にＰＧ１→
ＰＧ２→ＰＧ３の順番で幅の狭いパルスを発生する。こ
のワンショットパルス発生器ＰＧ２から発生したパルス
によりアナログスイッチＡＳ２がオンすることで、演算
増幅器ＯＰ１の出力値となっている入力交流電圧の瞬時
値を２乗したものの半周期分の積分値をコンデンサＣ３
に充電する。それにより演算増幅器ＯＰ２の出力値は交
流半周期の入力電圧の２乗の積分値になる。
【００４０】その直後ワンショットパルス発生器ＰＧ３
のパルスが発生し、コンデンサＣ２に並列に接続されて
いるアナログスイッチＡＳ１がオンしコンデンサＣ２の
電荷を放電するため、演算増幅器ＯＰ１の出力はゼロに
なる。
【００４１】その次の交流半周期分の２乗値が演算増幅
器ＯＰ１により積分され、入力交流電圧がゼロクロスす
ると位相検出回路ＣＭＰ１の出力が反転して先程と同様
にＰＧ１→ＰＧ２→ＰＧ３の順番で幅の狭いパルスを発
生する。そこでワンショットパルス発生器ＰＧ１のパル
スによりアナログスイッチＡＳ３がオンし演算増幅器Ｏ
Ｐ２の出力値となっている前回の入力交流電圧の半周期
分の瞬時値を２乗積分した値をコンデンサＣ４に充電す
る。それにより演算増幅器ＯＰ３の出力値は前回の交流
半周期の入力電圧の２乗積分値になる。ワンショットパ
ルス発生器ＰＧ１のパルス発生後、ワンショットパルス
発生器ＰＧ２から発生したパルスによりアナログスイッ
チＡＳ２がオンすることで演算増幅器ＯＰ１の出力値と
なっている今回の入力交流電圧の瞬時値の２乗した値の
半周期分の積分値をコンデンサＣ３に充電し、それによ
り演算増幅器ＯＰ２の出力値は今回の交流半周期の入力
電圧の２乗の積分値になる。
【００４２】その後ワンショットパルス発生器ＰＧ３の
パルスが発生しコンデンサＣ２に並列に接続されている
アナログスイッチＡＳ１がオンしコンデンサＣ２の電荷
を放電するため演算器ＯＰ１の出力値はゼロになる。こ
のような動作を繰返しゼロクロス信号が出る毎に演算増
幅器ＯＰ２の出力は今回の入力電圧の半周期分の２乗積
分値となり、演算増幅器ＯＰ３の出力値は前回の入力電
圧の半周期分の２乗積分値となる。
【００４３】その演算増幅器ＯＰ２の出力と演算増幅器
ＯＰ３の出力を抵抗Ｒ２とＲ３と演算増幅器ＯＰ４によ
り加え合わせることで、入力交流電圧の一周期分の２乗
積分値となる。
【００４４】その演算増幅器ＯＰ４の一周期分の２乗積
分出力を乗算型演算増幅器ＩＣ４による平方根回路に入
力することで乗算型演算増幅器ＩＣ４の出力は交流入力
電圧の前回の半周期と今回の半周期分を合わせた一周期
分の実効入力電圧値になる。
【００４５】そして、乗算型演算増幅器ＩＣ４による入
力交流電圧の実効値出力を乗算型演算増幅器ＩＣ５によ
る除算回路の分母側に入力し、温度検出比較回路ＩＣ２
からの制御信号値を乗算型演算増幅器ＩＣ５の分子側に
接続することで、制御信号電圧を入力電圧の実効値で割
った値をＰＷＭ発振回路ＩＣ１の入力信号にする。
【００４６】このように制御信号を入力電圧の実効値を
検出した値で除算することにより、入力電圧が上がった
時などはＰＷＭ発振回路ＩＣ１に入力される電圧が低下
し出力されるＰＷＭパルス幅が減少することにより、ヒ
ータＨ１に印加される電流はほぼ一定値に保たれ発熱量
が変動しないため、定着ローラの表面温度の変動が押え
られる。
【００４７】また入力電圧が低下した時は先程の動作と
反対の動作によりＰＷＭ発振回路ＩＣ１の入力電圧が上
がり、ＰＷＭパルス幅が増加しヒータＨ１に流れる電流
の変動が押えられた発熱量の変動も押えられる。
【００４８】このような実効値変換制御回路を入力電圧
検出と制御に使用することで、交流入力電圧波形が歪ん
でいても一周期分の実効電圧により通電量を正確に演算
でき、ヒータ等の発熱に正確に制御可能となり温度安定
度が向上する。
【００４９】（実施例３）図４は実施例３である“照明
制御装置”の回路図である。本実施例は原稿照明等に使
用する光源となるランプの光量を制御対象とするもの
で、交流入力電流中の高調波電流を削減したものであ
る。
【００５０】この回路は、Ｄ１からＤ４のダイオードに
より交流入力電圧を整流しコイルＮＦ１とコンデンサＣ
１による高周波ノイズフィルタを通じてスイッチング素
子であるＴＲ１のＭＯＳ−ＦＥＴのドレインに印加す
る。
【００５１】スイッチング素子ＴＲ１のソースはインダ
クタＬ２を経由してランプに電力を供給する。インダク
タＬ２とスイッチング素子ＴＲ１のソースに接続された
ダイオードＤ５は、スイッチング素子ＴＲ１がゲート駆
動絶縁トランスＴ２の出力に従ってスイッチング動作を
した時に、インダクタＬ２に蓄積される電流を回生する
フライホイールダイオードである。インダクタＬ２には
ランプに印加されている電圧を検出する巻線が設けてあ
り、ダイオードＤ６と抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ５にて
電圧検出し、ランプ電圧比較回路ＩＣ６に出力する。
【００５２】光量調整基準電圧ＶL が入力されると、ラ
ンプ電圧比較回路ＩＣ６にてインダクタＬ２から検出さ
れたランプ電圧と比較し、その差分を制御電圧として出
力する。
【００５３】その制御電圧を、入力交流電圧実効値変換
制御回路４の乗算型演算増幅器ＩＣ５の分子側に供給す
ることで制御電圧を入力交流電圧の実効値で割った値を
得てＰＷＭ発振回路ＩＣ１の入力信号にする。
【００５４】この入力信号は、入力交流電圧の実効値を
検出した値で除算することにより、入力電圧が上がった
時などはＰＷＭ発振回路ＩＣ１に入力される電圧が低下
し、出力されるＰＷＭパルス幅が減少することにより、
ランプに印加される電流はほぼ一定値に保たれ発光量の
変動幅が減少できる。
【００５５】特に入力電圧が急変した時などは、通常の
ランプ電圧検出フィードバックによる手法では、入力交
流波形で数波から十数波程度までランプ電圧が安定化す
るのに時間が掛かってしまうが、本実施例では入力交流
電圧変動後の一周期分の波形で実効入力電圧が演算され
て出るため、除算器ＩＣ５の作用によりＰＷＭ発振回路
ＩＣ１に与える制御電圧を入力交流電圧の変動に見合っ
た値にでき、ランプの光量は交流入力波数の２〜３波分
程度で目標とする制御値にできるため、高速に回路動作
が安定化できる。
【００５６】また入力交流電圧の波形歪が大きい時でも
確実に実効値の電圧に変換して制御を行うため、入力交
流変動によるランプの発光光量変化を最小限に押えなが
ら、入力交流電流の高調波分を確実に低減でき高力率で
安定度の高い照明装置を実現できる。
【００５７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ノイズが少なく、力率のよい電力制御装置を提供するこ
とができる。
【００５８】また、請求項２記載の発明によれば、更に
入力交流電圧の瞬時の変動に対しても安定性のよい電力
制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施例１の回路図
【図２】 実施例１における各部の波形図
【図３】 実施例２の回路図
【図４】 実施例３の回路図
【図５】 従来例の回路図
【図６】 従来例の波形図
【図７】 定着ローラの一例を示す図
【図８】 定着器の構造を示す図
【符号の説明】
Ｃ１ コンデンサ Ｄ１〜Ｄ４ 整流素子 Ｄ５ フライホイールダイオード ＩＣ１ ＰＷＭ発振回路 ＩＣ２ 温度検出比較回路 Ｌ１ インダクタ ＮＦ１ コイル ＴＲ１ スイッチング素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−79773（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−252740（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−297965（ＪＰ，Ａ) 実開 平５−55791（ＪＰ，Ｕ) 米国特許4791528（ＵＳ，Ａ) 米国特許4940929（ＵＳ，Ａ) 米国特許4472672（ＵＳ，Ａ) 米国特許3913002（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G05F 1/45 H05B 3/00

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力交流電圧を整流する整流器と、 この整流器の出力側に平滑用コンデンサを設けることな
    く接続された高周波のＬＣフィルタと、 このＬＣフィルタの出力側に直列接続されたスイッチン
    グ素子とリアクタと負荷と、 このリアクタと負荷の直列回路に並列に接続されたフラ
    イホイールダイオードと、 前記負荷の温度または前記負荷への印加電圧を検出する
    検出回路と、 入力交流電圧の周波数より高い周波数で、且つ、前記検
    出回路による検出出力に応じてパルス幅が可変のＰＷＭ
    信号を発生する発信回路と を備え、前記発信回路から発生される前記ＰＷＭ信号により前記
    スイッチング素子を駆動する ことを特徴とする電力制御
    装置。
  2. 【請求項２】 入力交流電圧の実効値を検出する実効値
    検出手段を備え、前記スイッチング素子を駆動するＰＷ
    Ｍ信号のパルス幅を前記実効値検出手段の出力で補正す
    ることを特徴とする請求項１記載の電力制御装置。
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