JPH10127047A - スイッチング電源装置及び位相制御機器 - Google Patents
スイッチング電源装置及び位相制御機器Info
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- JPH10127047A JPH10127047A JP29584296A JP29584296A JPH10127047A JP H10127047 A JPH10127047 A JP H10127047A JP 29584296 A JP29584296 A JP 29584296A JP 29584296 A JP29584296 A JP 29584296A JP H10127047 A JPH10127047 A JP H10127047A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 複雑な回路構成を採ることなく、不要な高調
波成分の発生を低減させること。 【解決手段】 アクティブフィルター制御回路６の最小
値選択回路７に接続された最大ＯＮデューティー調整回
路１０が、瞬時電圧検出回路９からの信号に基づき、ア
クティブフィルター５の制御における最大ＯＮデューテ
ィーを変化させる。これにより、不要な高調波成分の発
生を低減させることができる。
波成分の発生を低減させること。 【解決手段】 アクティブフィルター制御回路６の最小
値選択回路７に接続された最大ＯＮデューティー調整回
路１０が、瞬時電圧検出回路９からの信号に基づき、ア
クティブフィルター５の制御における最大ＯＮデューテ
ィーを変化させる。これにより、不要な高調波成分の発
生を低減させることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源から安定
化直流電圧を作り出すスイッチング電源装置に関するも
のである。また、本発明は、複写機やプリンターなどの
ように同一機器内にヒータやランプなどを有し、その制
御に多くの高調波成分を発生させて位相制御を行う位相
制御機器に関するものである。
化直流電圧を作り出すスイッチング電源装置に関するも
のである。また、本発明は、複写機やプリンターなどの
ように同一機器内にヒータやランプなどを有し、その制
御に多くの高調波成分を発生させて位相制御を行う位相
制御機器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源装置の整流平滑回路と
して広く採用されているコンデンサインプット方式の整
流回路は、平滑コンデンサの充電期間、いわゆる導通角
の期間しか入力電流が流れず、どうしても実効値に対し
て数倍のピーク値を持ったパルス状の入力電流が流れて
しまい、力率も０．６程度にとどまってしまっている。
して広く採用されているコンデンサインプット方式の整
流回路は、平滑コンデンサの充電期間、いわゆる導通角
の期間しか入力電流が流れず、どうしても実効値に対し
て数倍のピーク値を持ったパルス状の入力電流が流れて
しまい、力率も０．６程度にとどまってしまっている。
【０００３】ところで、パルス状の電流波形は多くの高
調波成分を含んでいるためコンデンサインプット方式の
整流回路を採用した電源装置を持つ機器が同じＡＣライ
ンに接続されると、その数が多くなればなるほど、ＡＣ
ライン波形を歪ませることになる。その結果、他の機器
の誤動作を引き起こしたり、また、ピーク電流とライン
インピーダンスによりＡＣ電圧波形の頂上がつぶれた台
形状になってしまい、それでも定電力を供給するために
更にＡＣライン電流が増加し、ますますシャープなパル
ス波形となってしまい、そして、このことがさらに電圧
効果を増大させて悪循環をもたらす、といったような問
題が発生してしまうことがある。
調波成分を含んでいるためコンデンサインプット方式の
整流回路を採用した電源装置を持つ機器が同じＡＣライ
ンに接続されると、その数が多くなればなるほど、ＡＣ
ライン波形を歪ませることになる。その結果、他の機器
の誤動作を引き起こしたり、また、ピーク電流とライン
インピーダンスによりＡＣ電圧波形の頂上がつぶれた台
形状になってしまい、それでも定電力を供給するために
更にＡＣライン電流が増加し、ますますシャープなパル
ス波形となってしまい、そして、このことがさらに電圧
効果を増大させて悪循環をもたらす、といったような問
題が発生してしまうことがある。
【０００４】近年、これら力率や高調波ノイズの問題を
解決するために様々な方式が提案されているが、その中
で、トランジスタ，ＦＥＴ等のアクティブ素子を高速ス
イッチングしフィルタ効果を向上させ、同時に、小型化
を実現するアクティブフィルターが注目を集めている。
解決するために様々な方式が提案されているが、その中
で、トランジスタ，ＦＥＴ等のアクティブ素子を高速ス
イッチングしフィルタ効果を向上させ、同時に、小型化
を実現するアクティブフィルターが注目を集めている。
【０００５】このアクティブフィルターは、例えば複写
機やプリンターなどのように同一機器内にヒータやラン
プなどを有し、その制御に多くの高調波成分を発生させ
る位相制御を用いている位相制御機器においては、機器
全体で発する入力電流の高調波成分を低減させるために
用いられる。
機やプリンターなどのように同一機器内にヒータやラン
プなどを有し、その制御に多くの高調波成分を発生させ
る位相制御を用いている位相制御機器においては、機器
全体で発する入力電流の高調波成分を低減させるために
用いられる。
【０００６】図１２は、一般的な昇圧チョッパー型のア
クティブフィルターを用いたスイッチング電源装置の構
成例を示すものである。
クティブフィルターを用いたスイッチング電源装置の構
成例を示すものである。
【０００７】同図に示したスイッチング電源装置は、入
力端子１，２に接続された交流電源ＡＣ１の電源電圧を
全波整流するダイオードブリッジＤＢ１と、このダイオ
ードブリッジＤＢ１に接続され出力端子３，４から直流
電圧を出力する昇圧チョッパー型のアクティブフィルタ
ー回路部（以下、「アクティブフィルター」という。）
５と、このアクティブフィルター５の制御を行うアクテ
ィブフィルター制御回路（以下、「制御回路」とい
う。）６とで構成される。尚、出力端子３，４には、図
示していないが、一般的には負荷としてアクティブフィ
ルターの直流出力を入力とするＤＣ−ＤＣコンバータが
接続される。このＤＣ−ＤＣコンバータは、５Ｖや２４
Ｖなどの直流定電圧を出力しそれぞれの負荷に供給する
ものである。
力端子１，２に接続された交流電源ＡＣ１の電源電圧を
全波整流するダイオードブリッジＤＢ１と、このダイオ
ードブリッジＤＢ１に接続され出力端子３，４から直流
電圧を出力する昇圧チョッパー型のアクティブフィルタ
ー回路部（以下、「アクティブフィルター」という。）
５と、このアクティブフィルター５の制御を行うアクテ
ィブフィルター制御回路（以下、「制御回路」とい
う。）６とで構成される。尚、出力端子３，４には、図
示していないが、一般的には負荷としてアクティブフィ
ルターの直流出力を入力とするＤＣ−ＤＣコンバータが
接続される。このＤＣ−ＤＣコンバータは、５Ｖや２４
Ｖなどの直流定電圧を出力しそれぞれの負荷に供給する
ものである。
【０００８】また、アクティブフィルター５は、ダイオ
ードブリッジＤＢ１の＋出力に接続されたチョークコイ
ルＬ１、全波整流された脈流電圧をスイッチングするＦ
ＥＴＱ１、チョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギー
の転流及び逆流防止用のダイオードＤ１、整流された入
力電圧波形を検出する正弦波検出抵抗Ｒ１、回路を流れ
る電流を検出する電流検出抵抗Ｒ２、出力電圧を検出す
るための出力電圧検出抵抗Ｒ３，Ｒ４、及び、平滑用コ
ンデンサＣ１で構成されている。
ードブリッジＤＢ１の＋出力に接続されたチョークコイ
ルＬ１、全波整流された脈流電圧をスイッチングするＦ
ＥＴＱ１、チョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギー
の転流及び逆流防止用のダイオードＤ１、整流された入
力電圧波形を検出する正弦波検出抵抗Ｒ１、回路を流れ
る電流を検出する電流検出抵抗Ｒ２、出力電圧を検出す
るための出力電圧検出抵抗Ｒ３，Ｒ４、及び、平滑用コ
ンデンサＣ１で構成されている。
【０００９】制御回路６は、出力端子３，４のアクティ
ブフィルターの出力電圧が一定で更に交流入力電流波形
が正弦波になるように、スイッチングＦＥＴＱ１を駆動
するためのゲートパルスをＰＷＭ制御するためのもので
ある。この制御回路６は、定電圧制御のための電圧エラ
ーアンプＶＥＡ、入力電流波形を正弦波に制御するため
の電流エラーアンプＩＥＡ、電流エラーアンプＩＥＡに
所定のしきい値を与えるための掛け算器ＭＰ、発振器Ｏ
ＳＣ８、駆動パルスの最大ＯＮデューティーを制限する
ための絶対最大ＯＮデューティー制限電圧Ｖｒｅｆ２、
電流エラーアンプＩＥＡの出力と絶対最大ＯＮデューテ
ィー制限電圧Ｖｒｅｆ２から低い電圧を選択しコンパレ
ータＣＯＭＰに供給する最小値選択回路７、そして最小
値選択回路７の出力と発振器ＯＳＣ８の出力波形とを比
較しスイッチングＦＥＴＱ１をＯＮ−ＯＦＦするための
駆動パルスを出力するコンパレータＣＯＭＰとで構成さ
れている。
ブフィルターの出力電圧が一定で更に交流入力電流波形
が正弦波になるように、スイッチングＦＥＴＱ１を駆動
するためのゲートパルスをＰＷＭ制御するためのもので
ある。この制御回路６は、定電圧制御のための電圧エラ
ーアンプＶＥＡ、入力電流波形を正弦波に制御するため
の電流エラーアンプＩＥＡ、電流エラーアンプＩＥＡに
所定のしきい値を与えるための掛け算器ＭＰ、発振器Ｏ
ＳＣ８、駆動パルスの最大ＯＮデューティーを制限する
ための絶対最大ＯＮデューティー制限電圧Ｖｒｅｆ２、
電流エラーアンプＩＥＡの出力と絶対最大ＯＮデューテ
ィー制限電圧Ｖｒｅｆ２から低い電圧を選択しコンパレ
ータＣＯＭＰに供給する最小値選択回路７、そして最小
値選択回路７の出力と発振器ＯＳＣ８の出力波形とを比
較しスイッチングＦＥＴＱ１をＯＮ−ＯＦＦするための
駆動パルスを出力するコンパレータＣＯＭＰとで構成さ
れている。
【００１０】次に、上記構成のスイッチング電源装置の
動作を説明する。
動作を説明する。
【００１１】まず、アクティブフィルター５の動作を説
明する。
明する。
【００１２】入力端子１，２より商用交流電圧が供給さ
れると、ダイオードブリッジＤＢ１にて全波整流された
脈流電圧がアクティブフィルター５に供給される。
れると、ダイオードブリッジＤＢ１にて全波整流された
脈流電圧がアクティブフィルター５に供給される。
【００１３】アクティブフィルター５では、供給された
脈流電圧を数十ＫＨｚ以上の周波数で全周期にわたりス
イッチングしており、スイッチングＦＥＴＱ１がＯＮし
ている期間はチョークコイルＬ１を介してスイッチング
ＦＥＴＱ１に電流が流れ、チョークコイルＬ１にエネル
ギーが蓄えられる。
脈流電圧を数十ＫＨｚ以上の周波数で全周期にわたりス
イッチングしており、スイッチングＦＥＴＱ１がＯＮし
ている期間はチョークコイルＬ１を介してスイッチング
ＦＥＴＱ１に電流が流れ、チョークコイルＬ１にエネル
ギーが蓄えられる。
【００１４】次に、スイッチングＦＥＴＱ１がＯＦＦす
るとチョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーが
整流ダイオードＤ１を通して平滑コンデンサＣ１を充電
すると共に出力端子３を介して負荷に供給される。
るとチョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーが
整流ダイオードＤ１を通して平滑コンデンサＣ１を充電
すると共に出力端子３を介して負荷に供給される。
【００１５】スイッチングＦＥＴＱ１のＯＮ−ＯＦＦ
は、制御回路６でコントロールされており、出力端子
３，４に直流定電圧を出力すると共に入力電流波形が正
弦波形になるようなＰＷＭ制御が行われている。このＰ
ＷＭ制御は、制御回路６において、出力電圧（出力電圧
検出抵抗Ｒ３，Ｒ４にて検出）、全波整流された脈流電
圧波形（正弦波検出抵抗Ｒ１にて検出）、回路を流れる
電流（電流検出抵抗Ｒ２にて検出）等を検出し、出力端
子３，４に直流定電圧を出力すると共に回路に流れる交
流入力電流が正弦波形になるように、スイッチングＦＥ
ＴＱ１のゲートに供給する駆動パルスのパルス幅をコン
トロールすることにより行われる。
は、制御回路６でコントロールされており、出力端子
３，４に直流定電圧を出力すると共に入力電流波形が正
弦波形になるようなＰＷＭ制御が行われている。このＰ
ＷＭ制御は、制御回路６において、出力電圧（出力電圧
検出抵抗Ｒ３，Ｒ４にて検出）、全波整流された脈流電
圧波形（正弦波検出抵抗Ｒ１にて検出）、回路を流れる
電流（電流検出抵抗Ｒ２にて検出）等を検出し、出力端
子３，４に直流定電圧を出力すると共に回路に流れる交
流入力電流が正弦波形になるように、スイッチングＦＥ
ＴＱ１のゲートに供給する駆動パルスのパルス幅をコン
トロールすることにより行われる。
【００１６】次に、制御回路６の動作について説明す
る。
る。
【００１７】電圧エラーアンプＶＥＡは、出力直流電圧
を負荷変動や入力変動に対して安定させるために、出力
電圧検出抵抗Ｒ３，Ｒ４によって検出される出力電圧の
分圧値が基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなるように、掛け
算器ＭＰに入力するためのあるＤＣ電圧（この電圧が掛
け算器ＭＰの出力であるしきい値の大きさを決める）を
出力している。
を負荷変動や入力変動に対して安定させるために、出力
電圧検出抵抗Ｒ３，Ｒ４によって検出される出力電圧の
分圧値が基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなるように、掛け
算器ＭＰに入力するためのあるＤＣ電圧（この電圧が掛
け算器ＭＰの出力であるしきい値の大きさを決める）を
出力している。
【００１８】掛け算器ＭＰは、正弦波検出抵抗Ｒ１で検
出された正弦波波形（この検出波形が掛け算器ＭＰ出力
の波形を決める）と電圧エラーアンプＶＥＡの出力とを
掛け合わせ電流エラーアンプＩＥＡに入力するしきい値
を出力している。
出された正弦波波形（この検出波形が掛け算器ＭＰ出力
の波形を決める）と電圧エラーアンプＶＥＡの出力とを
掛け合わせ電流エラーアンプＩＥＡに入力するしきい値
を出力している。
【００１９】電流エラーアンプＩＥＡは、回路を流れる
電流の電流検出抵抗Ｒ２での電圧ドロップ分が掛け算器
ＭＰの出力であるしきい値と等しくなるように動作し、
電流エラーアンプＩＥＡの出力と発振器ＯＳＣ８の出力
をコンパレータＣＯＭＰに入力することでスイッチング
ＦＥＴＱ１を駆動するためのパルスを得ている。このス
イッチングＦＥＴＱ１を駆動するための駆動パルスは、
原理上はＯＮデューティーが０〜１００％まで制御可能
だが、このままだと、入力である商用交流電源の商用サ
イクルの瞬時値のゼロＶ付近においてＯＮデューティー
が１００％近くで動作し、スイッチングＦＥＴＱ１のオ
フ時間も考慮すると、実際にはスイッチングＦＥＴＱ１
がきちんとＯＦＦできずに、ある一定時間の間チョーク
コイルとスイッチングＦＥＴＱ１に電流が流れ続けてし
まう可能性がある。このため、絶対最大ＯＮデューティ
ー制限基準電圧Ｖｒｅｆ２（この電圧は、発振器ＯＳＣ
の振幅と設定する絶対最大ＯＮデューティーによって決
定される）と最小値選択回路７を設け、この最小値選択
回路７において、電流エラーアンプＩＥＡの出力と絶対
最大ＯＮデューティー制限基準電圧Ｖｒｅｆ２を比較し
て低い方の電圧をコンパレータＣＯＭＰに入力してい
る。
電流の電流検出抵抗Ｒ２での電圧ドロップ分が掛け算器
ＭＰの出力であるしきい値と等しくなるように動作し、
電流エラーアンプＩＥＡの出力と発振器ＯＳＣ８の出力
をコンパレータＣＯＭＰに入力することでスイッチング
ＦＥＴＱ１を駆動するためのパルスを得ている。このス
イッチングＦＥＴＱ１を駆動するための駆動パルスは、
原理上はＯＮデューティーが０〜１００％まで制御可能
だが、このままだと、入力である商用交流電源の商用サ
イクルの瞬時値のゼロＶ付近においてＯＮデューティー
が１００％近くで動作し、スイッチングＦＥＴＱ１のオ
フ時間も考慮すると、実際にはスイッチングＦＥＴＱ１
がきちんとＯＦＦできずに、ある一定時間の間チョーク
コイルとスイッチングＦＥＴＱ１に電流が流れ続けてし
まう可能性がある。このため、絶対最大ＯＮデューティ
ー制限基準電圧Ｖｒｅｆ２（この電圧は、発振器ＯＳＣ
の振幅と設定する絶対最大ＯＮデューティーによって決
定される）と最小値選択回路７を設け、この最小値選択
回路７において、電流エラーアンプＩＥＡの出力と絶対
最大ＯＮデューティー制限基準電圧Ｖｒｅｆ２を比較し
て低い方の電圧をコンパレータＣＯＭＰに入力してい
る。
【００２０】つまり、絶対最大ＯＮデューティー制限基
準電圧Ｖｒｅｆ２が発振器ＯＳＣ出力と比較した場合に
ＯＮデューティーを８０％に程度になるような電圧に設
定されていれば、電流エラーアンプＩＥＡが１００％近
いデューティーを要求したとしてもＯＮデューティーは
８０％以上になることはない。
準電圧Ｖｒｅｆ２が発振器ＯＳＣ出力と比較した場合に
ＯＮデューティーを８０％に程度になるような電圧に設
定されていれば、電流エラーアンプＩＥＡが１００％近
いデューティーを要求したとしてもＯＮデューティーは
８０％以上になることはない。
【００２１】このようにして、整流部にアクティブフィ
ルターを用いたスイッチング電源装置は、入力電圧が変
動しても出力電圧を一定に維持するというスイッチング
電源の機能に加えて、商用交流入力電流、商用交流入力
電圧波形を検出し、商用交流入力電流波形が商用交流入
力電圧波形の相似形になるようにＰＷＭ制御しているた
め、入力電流は常に正弦波となり、力率の向上、高調波
ノイズの低減が可能で、従来のコンデンサインプット型
の整流回路と比較して平滑コンデンサへの突入電流も１
／１０〜１／５程度に抑制できる。また、電流リップル
が小さくなるので平滑コンデンサの容量が小さくでき小
型化が可能であるなどのメリットがある。
ルターを用いたスイッチング電源装置は、入力電圧が変
動しても出力電圧を一定に維持するというスイッチング
電源の機能に加えて、商用交流入力電流、商用交流入力
電圧波形を検出し、商用交流入力電流波形が商用交流入
力電圧波形の相似形になるようにＰＷＭ制御しているた
め、入力電流は常に正弦波となり、力率の向上、高調波
ノイズの低減が可能で、従来のコンデンサインプット型
の整流回路と比較して平滑コンデンサへの突入電流も１
／１０〜１／５程度に抑制できる。また、電流リップル
が小さくなるので平滑コンデンサの容量が小さくでき小
型化が可能であるなどのメリットがある。
【００２２】
【発明が解決しようとしする課題】上記のように、従来
の整流回路に昇圧チョッパーで構成されたアクティブフ
ィルターを用いたスイッチング電源装置においては、最
大ＯＮデューティーの設定値は固定値であり、入力であ
る商用交流電源より供給される交流電圧の商用サイクル
における瞬時値の０Ｖ付近における低入力期間のための
最大ＯＮデューティー制限であった。このため、商用交
流電源電圧の瞬時値が徐々に増加し最大ＯＮデューティ
ー制限が解除される位まで上昇し、最大ＯＮデューティ
ー制限が解除された瞬間に、電流エラーアンプの応答が
あまり早くないこともあり交流入力電流に刺状の電流が
流れてしまい、不要な高調波成分を発したりしていた。
これにより、例えば複写機やプリンターなどのように同
一機器内にヒータやランプなどを有し、その制御に多く
の高調波成分を発生させる位相制御を用いている位相制
御機器においては、その制御に誤動作が引き起される等
の問題が生じていた。
の整流回路に昇圧チョッパーで構成されたアクティブフ
ィルターを用いたスイッチング電源装置においては、最
大ＯＮデューティーの設定値は固定値であり、入力であ
る商用交流電源より供給される交流電圧の商用サイクル
における瞬時値の０Ｖ付近における低入力期間のための
最大ＯＮデューティー制限であった。このため、商用交
流電源電圧の瞬時値が徐々に増加し最大ＯＮデューティ
ー制限が解除される位まで上昇し、最大ＯＮデューティ
ー制限が解除された瞬間に、電流エラーアンプの応答が
あまり早くないこともあり交流入力電流に刺状の電流が
流れてしまい、不要な高調波成分を発したりしていた。
これにより、例えば複写機やプリンターなどのように同
一機器内にヒータやランプなどを有し、その制御に多く
の高調波成分を発生させる位相制御を用いている位相制
御機器においては、その制御に誤動作が引き起される等
の問題が生じていた。
【００２３】また、従来の最大ＯＮデューティー制限
は、ピーク付近のＯＮデューティーに対しては無縁の制
限であるため、負荷急変時の電流オーバーシュート等を
考慮して、チョークコイルの飽和電流や、スイッチング
ＦＥＴＱ１に流れるピーク電流に対しては、ある程度大
きなマージンを持った設計が必要となり、チョークコイ
ルの大型化、コスト増などを引き起こしていた。
は、ピーク付近のＯＮデューティーに対しては無縁の制
限であるため、負荷急変時の電流オーバーシュート等を
考慮して、チョークコイルの飽和電流や、スイッチング
ＦＥＴＱ１に流れるピーク電流に対しては、ある程度大
きなマージンを持った設計が必要となり、チョークコイ
ルの大型化、コスト増などを引き起こしていた。
【００２４】そこで、本発明は、上記事情に鑑みてなさ
れたものであり、複雑な回路構成を採ることなく、不要
な高調波成分の発生を低減させることが可能なスイッチ
ング電源装置及び位相制御機器を提供することを目的と
する。
れたものであり、複雑な回路構成を採ることなく、不要
な高調波成分の発生を低減させることが可能なスイッチ
ング電源装置及び位相制御機器を提供することを目的と
する。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、交流電源からの入力を全波整流する整流
器と、ＰＷＭ信号によりＯＮ・ＯＦＦするスイッチング
素子を有した昇圧型チョッパー回路で構成され、前記整
流器で整流された電圧を平滑化するアクティブフィルタ
ーと、前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御するＰ
ＷＭ信号を生成することにより、前記アクティブフィル
ターのＰＷＭ制御を行うアクティブフィルター制御回路
と、このアクティブフィルター制御回路で生成されるＰ
ＷＭ信号の最大ＯＮデューティーの制限値を前記交流電
源の入力電圧に応じて変化させるデューティー変化手段
とを有することを特徴とする。
に、本発明は、交流電源からの入力を全波整流する整流
器と、ＰＷＭ信号によりＯＮ・ＯＦＦするスイッチング
素子を有した昇圧型チョッパー回路で構成され、前記整
流器で整流された電圧を平滑化するアクティブフィルタ
ーと、前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御するＰ
ＷＭ信号を生成することにより、前記アクティブフィル
ターのＰＷＭ制御を行うアクティブフィルター制御回路
と、このアクティブフィルター制御回路で生成されるＰ
ＷＭ信号の最大ＯＮデューティーの制限値を前記交流電
源の入力電圧に応じて変化させるデューティー変化手段
とを有することを特徴とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。
施の形態を詳細に説明する。
【００２７】（第１の実施形態）まず、本発明の第１の
実施形態を説明する。
実施形態を説明する。
【００２８】図１は、本発明の第１の実施形態における
スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。尚、
図１において、図１２で示した従来技術による回路と同
一の符号で示されたものは、同一の機能を持つものとす
る。
スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。尚、
図１において、図１２で示した従来技術による回路と同
一の符号で示されたものは、同一の機能を持つものとす
る。
【００２９】図１に示したように、本実施形態における
スイッチング電源装置は、図１２で示した従来技術の回
路と同様に、入力端子１，２に接続された交流電源ＡＣ
１の電源電圧を全波整流するダイオードブリッジＤＢ１
と、このダイオードブリッジＤＢ１に接続され出力端子
３，４から直流電圧を出力する昇圧チョッパー型のアク
ティブフィルター５と、このアクティブフィルター５の
制御を行う制御回路６とを有している。
スイッチング電源装置は、図１２で示した従来技術の回
路と同様に、入力端子１，２に接続された交流電源ＡＣ
１の電源電圧を全波整流するダイオードブリッジＤＢ１
と、このダイオードブリッジＤＢ１に接続され出力端子
３，４から直流電圧を出力する昇圧チョッパー型のアク
ティブフィルター５と、このアクティブフィルター５の
制御を行う制御回路６とを有している。
【００３０】本実施形態におけるスイッチング電源装置
において、図１２で示した従来技術による回路と異なる
点は、交流入力瞬時電圧検出回路（以下、「瞬時電圧検
出回路」という。）９がダイオードブリッジＤＢ１の出
力に接続され、デューティー変化手段としての最大ＯＮ
デューティー調整回路（以下、「デューティー調整回
路」という。）１０が瞬時電圧検出回路９の出力に接続
されている点である。
において、図１２で示した従来技術による回路と異なる
点は、交流入力瞬時電圧検出回路（以下、「瞬時電圧検
出回路」という。）９がダイオードブリッジＤＢ１の出
力に接続され、デューティー変化手段としての最大ＯＮ
デューティー調整回路（以下、「デューティー調整回
路」という。）１０が瞬時電圧検出回路９の出力に接続
されている点である。
【００３１】ここで、瞬時電圧検出回路９は、ダイオー
ドブリッジＤＢ１によって全波整流された脈流電圧波形
をモニターするとともに、この脈流電圧波形に相似な電
圧波形をデューティー調整回路１０に出力するものであ
る。
ドブリッジＤＢ１によって全波整流された脈流電圧波形
をモニターするとともに、この脈流電圧波形に相似な電
圧波形をデューティー調整回路１０に出力するものであ
る。
【００３２】また、デューティー調整回路１０は、瞬時
電圧検出回路９からの信号に基づき、最大ＯＮデューテ
ィーを変化させるものである。このデューティー調整回
路１０の出力は、制御回路６の最小値選択回路７に入力
される。
電圧検出回路９からの信号に基づき、最大ＯＮデューテ
ィーを変化させるものである。このデューティー調整回
路１０の出力は、制御回路６の最小値選択回路７に入力
される。
【００３３】次に、上記構成のスイッチング電源装置の
動作を説明する。
動作を説明する。
【００３４】まず、アクティブフィルター５の動作を説
明する。
明する。
【００３５】入力端子１，２より商用交流電流が供給さ
れると、ダイオードブリッジＤＢ１にて全波整流された
脈流電圧がアクティブフィルター５に供給される。アク
ティブフィルター５では、供給された脈流電圧を数十Ｋ
Ｈｚ以上の周波数で全周期にわたりスイッチングしてお
り、スイッチングＦＥＴＱ１がＯＮしている期間はチョ
ークコイルＬ１を介してスイッチングＦＥＴＱ１に電流
が流れチョークコイルＬ１にエネルギーが蓄えられる。
れると、ダイオードブリッジＤＢ１にて全波整流された
脈流電圧がアクティブフィルター５に供給される。アク
ティブフィルター５では、供給された脈流電圧を数十Ｋ
Ｈｚ以上の周波数で全周期にわたりスイッチングしてお
り、スイッチングＦＥＴＱ１がＯＮしている期間はチョ
ークコイルＬ１を介してスイッチングＦＥＴＱ１に電流
が流れチョークコイルＬ１にエネルギーが蓄えられる。
【００３６】次に、スイッチングＦＥＴＱ１がＯＦＦす
るとチョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーが
整流ダイオードＤ１を通して平滑コンデンサＣ１を充電
すると共に出力端子３を介して負荷に供給される。
るとチョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーが
整流ダイオードＤ１を通して平滑コンデンサＣ１を充電
すると共に出力端子３を介して負荷に供給される。
【００３７】スイッチングＦＥＴＱ１のＯＮ−ＯＦＦ
は、制御回路６でコントロールされており、出力端子
３，４に直流定電圧を出力すると共に入力電流波形が正
弦波形になるようなＰＷＭ制御が行われている。このＰ
ＷＭ制御は、制御回路６において、出力電圧（出力電圧
検出抵抗Ｒ３，Ｒ４にて検出）、全波整流された脈流電
圧波形（正弦波検出抵抗Ｒ１にて検出）、回路を流れる
電流（電流検出抵抗Ｒ２にて検出）等を検出し、出力端
子３，４に直流定電圧を出力すると共に回路に流れる交
流入力電流が正弦波形になるように、スイッチング素子
であるスイッチングＦＥＴＱ１のゲートに供給する駆動
パルスのパルス幅をコントロールすることにより行われ
る。
は、制御回路６でコントロールされており、出力端子
３，４に直流定電圧を出力すると共に入力電流波形が正
弦波形になるようなＰＷＭ制御が行われている。このＰ
ＷＭ制御は、制御回路６において、出力電圧（出力電圧
検出抵抗Ｒ３，Ｒ４にて検出）、全波整流された脈流電
圧波形（正弦波検出抵抗Ｒ１にて検出）、回路を流れる
電流（電流検出抵抗Ｒ２にて検出）等を検出し、出力端
子３，４に直流定電圧を出力すると共に回路に流れる交
流入力電流が正弦波形になるように、スイッチング素子
であるスイッチングＦＥＴＱ１のゲートに供給する駆動
パルスのパルス幅をコントロールすることにより行われ
る。
【００３８】次に、制御回路６の動作について説明す
る。
る。
【００３９】電圧エラーアンプＶＥＡは、出力直流電圧
を負荷変動や入力変動に対して安定させるために、出力
電圧検出抵抗Ｒ３，Ｒ４によって検出される出力電圧の
分圧値が基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなるように、掛け
算器ＭＰに入力するためのＤＣ電圧（この電圧が掛け算
器ＭＰの出力であるしきい値の大きさを決める）を出力
している。
を負荷変動や入力変動に対して安定させるために、出力
電圧検出抵抗Ｒ３，Ｒ４によって検出される出力電圧の
分圧値が基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなるように、掛け
算器ＭＰに入力するためのＤＣ電圧（この電圧が掛け算
器ＭＰの出力であるしきい値の大きさを決める）を出力
している。
【００４０】掛け算器ＭＰは、正弦波検出抵抗Ｒ１で検
出された正弦波波形（この検出波形が掛け算器ＭＰ出力
の波形を決める）と電圧エラーアンプＶＥＡの出力とを
掛け合わせ電流エラーアンプＩＥＡに入力するしきい値
を出力している。
出された正弦波波形（この検出波形が掛け算器ＭＰ出力
の波形を決める）と電圧エラーアンプＶＥＡの出力とを
掛け合わせ電流エラーアンプＩＥＡに入力するしきい値
を出力している。
【００４１】電流エラーアンプＩＥＡは、回路を流れる
電流の電流検出抵抗Ｒ２での電圧ドロップ分が掛け算器
ＭＰの出力であるしきい値と等しくなるように動作し、
電流エラーアンプＩＥＡの出力と発振器ＯＳＣ８の出力
をコンパレータＣＯＭＰに入力することでスイッチング
ＦＥＴＱ１を駆動するためのパルスを得ている。
電流の電流検出抵抗Ｒ２での電圧ドロップ分が掛け算器
ＭＰの出力であるしきい値と等しくなるように動作し、
電流エラーアンプＩＥＡの出力と発振器ＯＳＣ８の出力
をコンパレータＣＯＭＰに入力することでスイッチング
ＦＥＴＱ１を駆動するためのパルスを得ている。
【００４２】瞬時電圧検出回路９は、ダイオードブリッ
ジＤＢ１によって全波整流された脈流電圧波形をモニタ
ーし、脈流電圧波形に相似な後に詳述する図２のような
電圧波形を出力している（この電圧波形の振幅は、発振
器の振幅と出力端子３，４間に出力させる直流出力電圧
値とで決定される）。
ジＤＢ１によって全波整流された脈流電圧波形をモニタ
ーし、脈流電圧波形に相似な後に詳述する図２のような
電圧波形を出力している（この電圧波形の振幅は、発振
器の振幅と出力端子３，４間に出力させる直流出力電圧
値とで決定される）。
【００４３】デューティー調整回路１０は、瞬時電圧検
出回路９からの信号を反転させてオフセットを与えて後
に詳述する図３のような波形にして、最小値選択回路７
に入力している。
出回路９からの信号を反転させてオフセットを与えて後
に詳述する図３のような波形にして、最小値選択回路７
に入力している。
【００４４】最小値選択回路７では、電流エラーアンプ
ＩＥＡの出力とデューティー調整回路１０、そして絶対
最大ＯＮデューティ制限基準電圧Ｖｒｅｆ２から、最小
電圧を選択しコンパレータＣＯＭＰに入力している。
ＩＥＡの出力とデューティー調整回路１０、そして絶対
最大ＯＮデューティ制限基準電圧Ｖｒｅｆ２から、最小
電圧を選択しコンパレータＣＯＭＰに入力している。
【００４５】コンパレータＣＯＭＰでは、最小値選択回
路７によって選択されたＤＣ電圧（発振器ＯＳＣ８の発
振周波数からみればほぼＤＣ電圧となる）と発振器ＯＳ
Ｃ８の出力である三角波とを比較しスイッチングＦＥＴ
Ｑ１を駆動するための駆動パルスを形成している。
路７によって選択されたＤＣ電圧（発振器ＯＳＣ８の発
振周波数からみればほぼＤＣ電圧となる）と発振器ＯＳ
Ｃ８の出力である三角波とを比較しスイッチングＦＥＴ
Ｑ１を駆動するための駆動パルスを形成している。
【００４６】次に、図１のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ点の各部
における電圧波形を用いて最大ＯＮデューティーが入力
電圧の瞬時値に対応して変化する過程を説明する。図２
〜図６は、各々図１のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ点各部におけ
る電圧波形を説明する説明図である。また、図７は、交
流入力電圧と最大ＯＮデューティー制限値との関係を示
した図である。
における電圧波形を用いて最大ＯＮデューティーが入力
電圧の瞬時値に対応して変化する過程を説明する。図２
〜図６は、各々図１のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ点各部におけ
る電圧波形を説明する説明図である。また、図７は、交
流入力電圧と最大ＯＮデューティー制限値との関係を示
した図である。
【００４７】図６は、図１のＥ点における電圧波形、つ
まり発振器ＯＳＣ８の出力電圧波形を示したものであ
る。
まり発振器ＯＳＣ８の出力電圧波形を示したものであ
る。
【００４８】この発振器ＯＳＣ８の出力電圧は三角波で
あり、この三角波がコンパレータＣＯＭＰの反転入力端
子に入力されている。よって、この振幅の最小電圧をＶ
ａ、最大電圧をＶｂとすると、非反転入力端子に入力さ
れる電圧値がＶａであればコンパレータＣＯＭＰ出力に
はＯＮデューティー０％が、Ｖｂであればコンパレータ
出力にはＯＮデューティー１００％が出力されるという
ことになる。
あり、この三角波がコンパレータＣＯＭＰの反転入力端
子に入力されている。よって、この振幅の最小電圧をＶ
ａ、最大電圧をＶｂとすると、非反転入力端子に入力さ
れる電圧値がＶａであればコンパレータＣＯＭＰ出力に
はＯＮデューティー０％が、Ｖｂであればコンパレータ
出力にはＯＮデューティー１００％が出力されるという
ことになる。
【００４９】図２は、図１のＡ点における電圧波形、つ
まり瞬時電圧検出回路９の出力波形を示したものである
（商用サイクルの半サイクル分を図示している）。
まり瞬時電圧検出回路９の出力波形を示したものである
（商用サイクルの半サイクル分を図示している）。
【００５０】定常動作時の昇圧チョッパーのＯＮデュー
ティーは、チョークコイルＬ１に流れる電流が連続であ
れば入力電圧と出力電圧によって決定される。よって商
用交流入力電圧のピーク電圧値が出力端子３，４に出力
されるアクティブフィルター出力直流定電圧値と同一の
時に瞬時電圧検出回路９の出力電圧のピーク値、つま
り、図２に示す電圧Ｖｐの振幅０−Ｖｐが図６に示す発
振器出力電圧の最大値Ｖｂと最小値Ｖａの差つまり、Ｖ
ｂ−Ｖａと等しくなるように、瞬時電圧検出回路９を構
成する。
ティーは、チョークコイルＬ１に流れる電流が連続であ
れば入力電圧と出力電圧によって決定される。よって商
用交流入力電圧のピーク電圧値が出力端子３，４に出力
されるアクティブフィルター出力直流定電圧値と同一の
時に瞬時電圧検出回路９の出力電圧のピーク値、つま
り、図２に示す電圧Ｖｐの振幅０−Ｖｐが図６に示す発
振器出力電圧の最大値Ｖｂと最小値Ｖａの差つまり、Ｖ
ｂ−Ｖａと等しくなるように、瞬時電圧検出回路９を構
成する。
【００５１】図３は、図１のＢ点における電圧波形、つ
まりデューティー調整回路１０の出力波形を示したもの
である（商用サイクルの半サイクル分を図示してい
る）。
まりデューティー調整回路１０の出力波形を示したもの
である（商用サイクルの半サイクル分を図示してい
る）。
【００５２】デューティー調整回路１０は、瞬時電圧検
出回路９の出力を入力とし、この入力電圧波形を反転さ
せＶｂのオフセットを与えることで、図３に示すような
電圧を出力している。
出回路９の出力を入力とし、この入力電圧波形を反転さ
せＶｂのオフセットを与えることで、図３に示すような
電圧を出力している。
【００５３】これは原理上の設定方法であり、実際には
最大ＯＮデューティーに少しの余裕を持たせるためのＶ
ｂ＋αのオフセットを与える。
最大ＯＮデューティーに少しの余裕を持たせるためのＶ
ｂ＋αのオフセットを与える。
【００５４】図４は、図１のＣ点における電圧波形、つ
まりＶｒｅｆ２の電圧波形を示したものである。
まりＶｒｅｆ２の電圧波形を示したものである。
【００５５】Ｃ点における電圧波形は直流電圧値であ
り、その電圧値は本回路の絶対最大ＯＮデューティーの
設定値により決定され、図６の発振器ＯＳＣ８の出力波
形のＶａからＶｂの間で決定される。仮に絶対最大ＯＮ
デューティーを１００％に設定するならＶｒｅｆ２をＶ
ｂに設定すればよく、５０％に設定するならＶｒｅｆ２
を（Ｖｂ＋Ｖａ）／２に設定すればよい。
り、その電圧値は本回路の絶対最大ＯＮデューティーの
設定値により決定され、図６の発振器ＯＳＣ８の出力波
形のＶａからＶｂの間で決定される。仮に絶対最大ＯＮ
デューティーを１００％に設定するならＶｒｅｆ２をＶ
ｂに設定すればよく、５０％に設定するならＶｒｅｆ２
を（Ｖｂ＋Ｖａ）／２に設定すればよい。
【００５６】図５は、図１のＤ点における電圧波形、つ
まり最小値選択回路７の出力電圧波形を示したものであ
る。
まり最小値選択回路７の出力電圧波形を示したものであ
る。
【００５７】この波形は電流エラーアンプＩＥＡの出力
がプラス側に張り付いている場合の波形であり、この波
形と発振器ＯＳＣ８の出力とを比較して得られるパルス
が、交流入力電圧の各瞬時値における最大ＯＮデューテ
ィー制限値となる。
がプラス側に張り付いている場合の波形であり、この波
形と発振器ＯＳＣ８の出力とを比較して得られるパルス
が、交流入力電圧の各瞬時値における最大ＯＮデューテ
ィー制限値となる。
【００５８】よって、交流入力電圧と最大ＯＮデューテ
ィー制限値は図７のような関係となり、交流入力瞬時電
力が０Ｖ付近では、絶対最大ＯＮデューティーでデュー
ティー制限がかかり、それ以外の期間では、交流入力電
圧の商用サイクルの瞬時値に応じて最大ＯＮデューティ
ー制限値を変化させることができるため、設計値以上の
ピーク電流がチョークコイルＬ１やスイッチングＦＥＴ
Ｑ１に流れることがなく、安定した商用交流入力電流波
形の正弦波化が可能であり大幅な高調波成分の低減がで
きる。
ィー制限値は図７のような関係となり、交流入力瞬時電
力が０Ｖ付近では、絶対最大ＯＮデューティーでデュー
ティー制限がかかり、それ以外の期間では、交流入力電
圧の商用サイクルの瞬時値に応じて最大ＯＮデューティ
ー制限値を変化させることができるため、設計値以上の
ピーク電流がチョークコイルＬ１やスイッチングＦＥＴ
Ｑ１に流れることがなく、安定した商用交流入力電流波
形の正弦波化が可能であり大幅な高調波成分の低減がで
きる。
【００５９】このため、複写機やプリンターなどのよう
に同一機器内にヒータやランプなどを有し、その制御に
多くの高調波成分を発生させる位相制御を用いている位
相制御機器において上記に説明したような力率改善型電
源装置を採用すれば機器全体の発する入力高調波成分を
低減することができ、また負荷急変等による入力電流の
オーバーシュートも最低限に抑えることが可能である。
に同一機器内にヒータやランプなどを有し、その制御に
多くの高調波成分を発生させる位相制御を用いている位
相制御機器において上記に説明したような力率改善型電
源装置を採用すれば機器全体の発する入力高調波成分を
低減することができ、また負荷急変等による入力電流の
オーバーシュートも最低限に抑えることが可能である。
【００６０】その上、出力端子３，４に接続された負荷
の最大負荷電力が決定すれば、チョークコイルに流れる
ピーク電流や、スイッチングＦＥＴＱ１に流れるドレイ
ン電流のピーク値が計算され、そのピーク値に合せて、
チョークコイルＬ１の飽和電流の設計や、スイッチング
ＦＥＴＱ１の選択を行えば、最適な回路素子設計、回路
素子選択が可能となる。
の最大負荷電力が決定すれば、チョークコイルに流れる
ピーク電流や、スイッチングＦＥＴＱ１に流れるドレイ
ン電流のピーク値が計算され、そのピーク値に合せて、
チョークコイルＬ１の飽和電流の設計や、スイッチング
ＦＥＴＱ１の選択を行えば、最適な回路素子設計、回路
素子選択が可能となる。
【００６１】（第２の実施形態）次に、本発明の第２の
実施形態を説明する。
実施形態を説明する。
【００６２】図８は、本発明の第２の実施形態における
スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。尚、
図８において、図１２で示した従来技術による回路と同
一の符号で示されたものは、同一の機能を持つものとす
る。
スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。尚、
図８において、図１２で示した従来技術による回路と同
一の符号で示されたものは、同一の機能を持つものとす
る。
【００６３】図８に示したように、本実施形態における
スイッチング電源装置は、図１２で示した従来技術の回
路と同様に、入力端子１，２に接続された交流電源ＡＣ
１の電源電圧を全波整流するダイオードブリッジＤＢ１
と、このダイオードブリッジＤＢ１に接続され出力端子
３，４から直流電圧を出力する昇圧チョッパー型のアク
ティブフィルター５と、このアクティブフィルター５の
制御を行う制御回路６とを有している。
スイッチング電源装置は、図１２で示した従来技術の回
路と同様に、入力端子１，２に接続された交流電源ＡＣ
１の電源電圧を全波整流するダイオードブリッジＤＢ１
と、このダイオードブリッジＤＢ１に接続され出力端子
３，４から直流電圧を出力する昇圧チョッパー型のアク
ティブフィルター５と、このアクティブフィルター５の
制御を行う制御回路６とを有している。
【００６４】本実施形態におけるスイッチング電源装置
において、図１２で示した従来技術による回路と異なる
点は、瞬時電圧検出回路９がダイオードブリッジＤＢ１
の＋出力に接続されている点と、瞬時電圧検出回路９の
出力が比較器１１を介して、デューティー変化手段とし
てのソフトスタート回路１２に接続されているという点
である。尚、比較器１１には基準電圧Ｖｒｅｆ３が入力
されており、また、ソフトスタート回路１２の出力は、
最小値選択回路７に接続されている。また、ソフトスタ
ート回路１２には、絶対最大ＯＮデューティ設定電圧Ｖ
ｒｅｆ２が入力されている。
において、図１２で示した従来技術による回路と異なる
点は、瞬時電圧検出回路９がダイオードブリッジＤＢ１
の＋出力に接続されている点と、瞬時電圧検出回路９の
出力が比較器１１を介して、デューティー変化手段とし
てのソフトスタート回路１２に接続されているという点
である。尚、比較器１１には基準電圧Ｖｒｅｆ３が入力
されており、また、ソフトスタート回路１２の出力は、
最小値選択回路７に接続されている。また、ソフトスタ
ート回路１２には、絶対最大ＯＮデューティ設定電圧Ｖ
ｒｅｆ２が入力されている。
【００６５】次に、上記構成のスイッチング電源装置の
動作を説明する。尚、定常時の動作は、図１に示す第１
の実施形態とほぼ同じであるため説明は省略し、以下で
は本実施形態の特徴点である瞬時電圧検出回路９、比較
器１１及びソフトスタート回路１２の動作について説明
する。
動作を説明する。尚、定常時の動作は、図１に示す第１
の実施形態とほぼ同じであるため説明は省略し、以下で
は本実施形態の特徴点である瞬時電圧検出回路９、比較
器１１及びソフトスタート回路１２の動作について説明
する。
【００６６】瞬時電圧検出回路９は、常に交流入力電圧
の瞬時値を検出しており、交流入力電圧に比例したある
電圧を出力している。つまり、商用交流電圧波形の全波
整流された波形と相似形の電圧波形を出力している。そ
してこの電圧を比較器１１において基準電圧Ｖｒｅｆ３
と比較し、瞬時電圧検出回路９の出力が基準電圧Ｖｒｅ
ｆ３以上になった場合、つまり商用交流入力電圧がゼロ
Ｖから徐々に上昇し、ある設定値（Ｖｒｅｆ３）を上回
った場合は、比較器１１からソフトスタート開始信号が
出力される。
の瞬時値を検出しており、交流入力電圧に比例したある
電圧を出力している。つまり、商用交流電圧波形の全波
整流された波形と相似形の電圧波形を出力している。そ
してこの電圧を比較器１１において基準電圧Ｖｒｅｆ３
と比較し、瞬時電圧検出回路９の出力が基準電圧Ｖｒｅ
ｆ３以上になった場合、つまり商用交流入力電圧がゼロ
Ｖから徐々に上昇し、ある設定値（Ｖｒｅｆ３）を上回
った場合は、比較器１１からソフトスタート開始信号が
出力される。
【００６７】ソフトスタート回路１２にソフトスタート
開始信号が入力されると、ソフトスタート回路１２は、
その出力を徐々に絶対最大ＯＮデューティ設定電圧Ｖｒ
ｅｆ２まで上昇させる。そして、比較器１１からソフト
スタート開始信号が出力されている期間は、ソフトスタ
ート回路１２の出力は絶対最大ＯＮデューティ設定電圧
Ｖｒｅｆ２で保持される。
開始信号が入力されると、ソフトスタート回路１２は、
その出力を徐々に絶対最大ＯＮデューティ設定電圧Ｖｒ
ｅｆ２まで上昇させる。そして、比較器１１からソフト
スタート開始信号が出力されている期間は、ソフトスタ
ート回路１２の出力は絶対最大ＯＮデューティ設定電圧
Ｖｒｅｆ２で保持される。
【００６８】次に、瞬時電圧検出回路９の出力が、基準
電圧Ｖｒｅｆ３以下になった場合、つまり商用交流入力
瞬時電圧が徐々に下降し、瞬時電圧検出回路９の出力が
基準電圧Ｖｒｅｆ３を下回った場合は、比較器１１から
出力されていたソフトスタート開始信号が遮断される。
電圧Ｖｒｅｆ３以下になった場合、つまり商用交流入力
瞬時電圧が徐々に下降し、瞬時電圧検出回路９の出力が
基準電圧Ｖｒｅｆ３を下回った場合は、比較器１１から
出力されていたソフトスタート開始信号が遮断される。
【００６９】ソフトスタート開始信号がソフトスタート
回路１２に入力されなくなると、ソフトスタート回路１
２は、その出力を徐々に絶対最大ＯＮデューティ設定電
圧Ｖｒｅｆ２からゼロＶまで下降させる。そして、次に
比較器１１からソフトスタート開始信号が出力されるま
では、ソフトスタート回路１２の出力はゼロＶで保持さ
れる。
回路１２に入力されなくなると、ソフトスタート回路１
２は、その出力を徐々に絶対最大ＯＮデューティ設定電
圧Ｖｒｅｆ２からゼロＶまで下降させる。そして、次に
比較器１１からソフトスタート開始信号が出力されるま
では、ソフトスタート回路１２の出力はゼロＶで保持さ
れる。
【００７０】上記のように動作する回路構成により、図
９に示すような商用交流電圧波形とソフトスタート回路
１２の出力電圧波形の関係が得られる。尚、図９中のＶ
ｘは、交流入力瞬時電圧検出回路９の出力が比較器１１
に入力されている基準電圧Ｖｒｅｆ３と等しくなるとき
の商用交流入力電源電圧を示している。
９に示すような商用交流電圧波形とソフトスタート回路
１２の出力電圧波形の関係が得られる。尚、図９中のＶ
ｘは、交流入力瞬時電圧検出回路９の出力が比較器１１
に入力されている基準電圧Ｖｒｅｆ３と等しくなるとき
の商用交流入力電源電圧を示している。
【００７１】ソフトスタート回路１２から出力される図
９に示されたソフトスタート出力電圧は、最小値選択回
路７に入力され、電流エラーアンプＩＥＡの出力と比較
されて、電圧の低い方が最小値選択回路７から出力され
る。
９に示されたソフトスタート出力電圧は、最小値選択回
路７に入力され、電流エラーアンプＩＥＡの出力と比較
されて、電圧の低い方が最小値選択回路７から出力され
る。
【００７２】最小値選択回路７からの出力は、コンパレ
ータＣＯＭＰで発振器ＯＳＣ８の出力波形と比較されス
イッチングＦＥＴＱ１を駆動する駆動パルスが得られ
る。
ータＣＯＭＰで発振器ＯＳＣ８の出力波形と比較されス
イッチングＦＥＴＱ１を駆動する駆動パルスが得られ
る。
【００７３】つまり、電流エラーアンプＩＥＡの出力電
圧がソフトスタート回路１２の電圧よりも小さい場合
は、電流エラーアンプＩＥＡの出力が最小値選択回路７
から出力され、発振器ＯＳＣ８の出力と比較される。
圧がソフトスタート回路１２の電圧よりも小さい場合
は、電流エラーアンプＩＥＡの出力が最小値選択回路７
から出力され、発振器ＯＳＣ８の出力と比較される。
【００７４】逆に、電流エラーアンプＩＥＡの出力デュ
ーティー電圧がソフトスタート回路１２よりも大きい場
合は、ソフトスタート回路１２の電圧が最小値選択回路
７から出力され、発振器ＯＳＣ８の出力と比較される。
よってどんなに電流エラーアンプＩＥＡの出力が増大し
ても（どんなにＯＮデューティーの大きな駆動パルスを
要求しても）、ソフトスタート回路１２の出力で規定さ
れる最大ＯＮデューティーを上回るようなパルスがＦＥ
ＴＱ１に供給されることはない。
ーティー電圧がソフトスタート回路１２よりも大きい場
合は、ソフトスタート回路１２の電圧が最小値選択回路
７から出力され、発振器ＯＳＣ８の出力と比較される。
よってどんなに電流エラーアンプＩＥＡの出力が増大し
ても（どんなにＯＮデューティーの大きな駆動パルスを
要求しても）、ソフトスタート回路１２の出力で規定さ
れる最大ＯＮデューティーを上回るようなパルスがＦＥ
ＴＱ１に供給されることはない。
【００７５】つまり、図９のソフトスタート出力電圧の
変化は、スイッチングＦＥＴＱ１を駆動するための駆動
パルスのＯＮデューティー制限値の変化を表している。
変化は、スイッチングＦＥＴＱ１を駆動するための駆動
パルスのＯＮデューティー制限値の変化を表している。
【００７６】従来例で示したアクティブフィルターの構
成では商用交流入力瞬時電圧のゼロＶ付近において制御
回路６の電流エラーアンプＩＥＡの出力がＨｉ側に張り
付いてしまっている。また、制御回路６の応答があまり
早くないこともあり、商用交流入力瞬時電圧が徐々に増
加し最大ＯＮデューティー制限にひっかからなくなった
瞬間に商用交流入力電流に刺状の電流が流れてしまう
（電流エラーアンプＩＥＡの出力の変化があまり早くな
いために短時間の間必要以上にＯＮデューティーの大き
なパルスがスイッチングＦＥＴＱ１に供給されてしま
う）ことがあったが、商用交流入力瞬時電圧のゼロＶ付
近の最大ＯＮデューティー制限を上記のように徐々に変
化させれば、商用交流入力電流に刺状の電流が流れるこ
ともなくより安定した商用交流入力電流電圧波形の正弦
波状制御が可能となる。
成では商用交流入力瞬時電圧のゼロＶ付近において制御
回路６の電流エラーアンプＩＥＡの出力がＨｉ側に張り
付いてしまっている。また、制御回路６の応答があまり
早くないこともあり、商用交流入力瞬時電圧が徐々に増
加し最大ＯＮデューティー制限にひっかからなくなった
瞬間に商用交流入力電流に刺状の電流が流れてしまう
（電流エラーアンプＩＥＡの出力の変化があまり早くな
いために短時間の間必要以上にＯＮデューティーの大き
なパルスがスイッチングＦＥＴＱ１に供給されてしま
う）ことがあったが、商用交流入力瞬時電圧のゼロＶ付
近の最大ＯＮデューティー制限を上記のように徐々に変
化させれば、商用交流入力電流に刺状の電流が流れるこ
ともなくより安定した商用交流入力電流電圧波形の正弦
波状制御が可能となる。
【００７７】（第３の実施形態）次に、本発明の第３の
実施形態を説明する。
実施形態を説明する。
【００７８】図１０は、本発明の第３の実施形態におけ
るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
尚、図１０において、図１２で示した従来技術による回
路と同一の符号で示されたものは、同一の機能を持つも
のとする。
るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
尚、図１０において、図１２で示した従来技術による回
路と同一の符号で示されたものは、同一の機能を持つも
のとする。
【００７９】図１０に示したように、本実施形態におけ
るスイッチング電源装置は、図１２で示した従来技術の
回路と同様に、入力端子１，２に接続された交流電源Ａ
Ｃ１の電源電圧を全波整流するダイオードブリッジＤＢ
１と、このダイオードブリッジＤＢ１に接続され出力端
子３，４から直流電圧を出力する昇圧チョッパー型のア
クティブフィルター５と、このアクティブフィルター５
の制御を行う制御回路６とを有している。
るスイッチング電源装置は、図１２で示した従来技術の
回路と同様に、入力端子１，２に接続された交流電源Ａ
Ｃ１の電源電圧を全波整流するダイオードブリッジＤＢ
１と、このダイオードブリッジＤＢ１に接続され出力端
子３，４から直流電圧を出力する昇圧チョッパー型のア
クティブフィルター５と、このアクティブフィルター５
の制御を行う制御回路６とを有している。
【００８０】本実施形態におけるスイッチング電源装置
において、図１２で示した従来技術による回路と異なる
点は、ゼロクロス検知回路１３が入力端子１，２の入力
接続間に接続されている点と、ソフトスタート回路１２
がゼロクロス検知回路１３の出力に接続されているとい
う点である。尚、ソフトスタート回路１２の出力は最小
値選択回路７に接続されている。またソフトスタート回
路１２には絶対最大ＯＮデューティー設定電圧Ｖｒｅｆ
２が入力されている。
において、図１２で示した従来技術による回路と異なる
点は、ゼロクロス検知回路１３が入力端子１，２の入力
接続間に接続されている点と、ソフトスタート回路１２
がゼロクロス検知回路１３の出力に接続されているとい
う点である。尚、ソフトスタート回路１２の出力は最小
値選択回路７に接続されている。またソフトスタート回
路１２には絶対最大ＯＮデューティー設定電圧Ｖｒｅｆ
２が入力されている。
【００８１】次に、上記構成のスイッチング電源装置の
動作を説明する。尚、定常時の動作は、図１に示す第１
の実施形態とほぼ同じであるため説明は省略し、以下で
は本実施形態の特徴点であるゼロクロス検知回路１３及
びソフトスタート回路１２の動作について説明する。
動作を説明する。尚、定常時の動作は、図１に示す第１
の実施形態とほぼ同じであるため説明は省略し、以下で
は本実施形態の特徴点であるゼロクロス検知回路１３及
びソフトスタート回路１２の動作について説明する。
【００８２】ゼロクロス検知回路１３は、常に交流入力
電圧をモニターしており、交流入力瞬時電圧がゼロＶに
なったことを検出している。そして、このゼロクロス検
知回路１３で交流入力瞬時電圧がゼロＶになったことを
検知すると、ゼロクロス検知回路１３からソフトスター
ト開始信号が出力される。
電圧をモニターしており、交流入力瞬時電圧がゼロＶに
なったことを検出している。そして、このゼロクロス検
知回路１３で交流入力瞬時電圧がゼロＶになったことを
検知すると、ゼロクロス検知回路１３からソフトスター
ト開始信号が出力される。
【００８３】ソフトスタート回路１２にソフトスタート
開始信号が入力されると、ソフトスタート回路１２は、
その出力をいったんリセット（ゼロＶに）して、徐々に
絶対最大ＯＮデューティー設定電圧Ｖｒｅｆ２まで上昇
させる。そして、比較器１１からソフトスタート開始信
号が出力されている期間は、ソフトスタート回路１２の
出力は絶対最大ＯＮデューティー設定電圧Ｖｒｅｆ２で
保持される。
開始信号が入力されると、ソフトスタート回路１２は、
その出力をいったんリセット（ゼロＶに）して、徐々に
絶対最大ＯＮデューティー設定電圧Ｖｒｅｆ２まで上昇
させる。そして、比較器１１からソフトスタート開始信
号が出力されている期間は、ソフトスタート回路１２の
出力は絶対最大ＯＮデューティー設定電圧Ｖｒｅｆ２で
保持される。
【００８４】上記のように動作する回路構成により、図
１１に示すような商用交流電圧波形とソフトスタート回
路１２の出力電圧波形の関係が得られる。尚、図中のソ
フトスタート回路１２から出力されるソフトスタート出
力電圧は、最小値選択回路７に入力され、電流エラーア
ンプＩＥＡの出力と比較されて、電圧の低い方が最小値
選択回路７から出力される。
１１に示すような商用交流電圧波形とソフトスタート回
路１２の出力電圧波形の関係が得られる。尚、図中のソ
フトスタート回路１２から出力されるソフトスタート出
力電圧は、最小値選択回路７に入力され、電流エラーア
ンプＩＥＡの出力と比較されて、電圧の低い方が最小値
選択回路７から出力される。
【００８５】最小値選択回路７からの出力は、コンパレ
ータＣＯＭＰで発振器ＯＳＣ８の出力波形と比較され、
スイッチングＦＥＴＱ１を駆動する駆動パルスが得られ
る。つまり、電流エラーアンプＩＥＡの出力電圧がソフ
トスタート回路１２の出力電圧よりも小さい場合は、電
流エラーアンプＩＥＡの出力が最小値選択回路７から出
力され、発振器ＯＳＣ８の出力と比較される。
ータＣＯＭＰで発振器ＯＳＣ８の出力波形と比較され、
スイッチングＦＥＴＱ１を駆動する駆動パルスが得られ
る。つまり、電流エラーアンプＩＥＡの出力電圧がソフ
トスタート回路１２の出力電圧よりも小さい場合は、電
流エラーアンプＩＥＡの出力が最小値選択回路７から出
力され、発振器ＯＳＣ８の出力と比較される。
【００８６】逆に、電流エラーアンプＩＥＡの出力デュ
ーティー電圧がソフトスタート回路１２の出力電圧より
も大きい場合は、ソフトスタート回路１２の出力電圧が
最小値選択回路７から出力され、発振器ＯＳＣ８の出力
と比較される。よって、どんなに電流エラーアンプＩＥ
Ａの出力が増大しても（どんなにＯＮデューティーの大
きな駆動パルスを要求しても）、ソフトスタート回路１
２の出力で規定される最大ＯＮデューティーを上回るよ
うなパルスがＦＥＴＱ１に供給されることはない。
ーティー電圧がソフトスタート回路１２の出力電圧より
も大きい場合は、ソフトスタート回路１２の出力電圧が
最小値選択回路７から出力され、発振器ＯＳＣ８の出力
と比較される。よって、どんなに電流エラーアンプＩＥ
Ａの出力が増大しても（どんなにＯＮデューティーの大
きな駆動パルスを要求しても）、ソフトスタート回路１
２の出力で規定される最大ＯＮデューティーを上回るよ
うなパルスがＦＥＴＱ１に供給されることはない。
【００８７】つまり、図１１のソフトスタート出力電圧
の変化は、スイッチングＦＥＴＱ１を駆動するための駆
動パルスのＯＮデューティー制限値の変化を表してい
る。
の変化は、スイッチングＦＥＴＱ１を駆動するための駆
動パルスのＯＮデューティー制限値の変化を表してい
る。
【００８８】従来例で示したアクティブフィルターの構
成では、商用交流入力瞬時電圧のゼロＶ付近において制
御回路６の電流エラーアンプＩＥＡの出力がＨｉ側に張
り付いてしまっている。また、制御回路６の応答があま
り早くないこともあり、商用交流入力瞬時電圧が徐々に
増加し最大ＯＮデューティー制限にひっかからなくなっ
た瞬間に商用交流入力電流に刺状の電流が流れてしまう
（電流エラーアンプＩＥＡの出力の変化があまり早くな
いために短時間の間必要以上にＯＮデューティーの大き
なパルスがスイッチングＦＥＴＱ１に供給されてしま
う）ことがあったが、商用交流入力瞬時電圧のゼロＶ付
近の最大ＯＮデューティー制限を上記のように徐々に変
化させれば、商用交流入力電流に刺状の電流が流れるこ
ともなく、より安定した商用交流入力電流電圧波形の正
弦波状制御が可能となる。
成では、商用交流入力瞬時電圧のゼロＶ付近において制
御回路６の電流エラーアンプＩＥＡの出力がＨｉ側に張
り付いてしまっている。また、制御回路６の応答があま
り早くないこともあり、商用交流入力瞬時電圧が徐々に
増加し最大ＯＮデューティー制限にひっかからなくなっ
た瞬間に商用交流入力電流に刺状の電流が流れてしまう
（電流エラーアンプＩＥＡの出力の変化があまり早くな
いために短時間の間必要以上にＯＮデューティーの大き
なパルスがスイッチングＦＥＴＱ１に供給されてしま
う）ことがあったが、商用交流入力瞬時電圧のゼロＶ付
近の最大ＯＮデューティー制限を上記のように徐々に変
化させれば、商用交流入力電流に刺状の電流が流れるこ
ともなく、より安定した商用交流入力電流電圧波形の正
弦波状制御が可能となる。
【００８９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、複
雑な回路構成を採ることなく、入力された交流電源の瞬
時電圧に応じて最大ＯＮデューティーの制限値を変化さ
せることができ、設計値以上のピーク電流がスイッチン
グ素子等に流れることがなく、安定した入力電流波形の
制御が行えるため入力電流に流れる高調波成分を低減さ
せることができる。
雑な回路構成を採ることなく、入力された交流電源の瞬
時電圧に応じて最大ＯＮデューティーの制限値を変化さ
せることができ、設計値以上のピーク電流がスイッチン
グ素子等に流れることがなく、安定した入力電流波形の
制御が行えるため入力電流に流れる高調波成分を低減さ
せることができる。
【図１】本発明の第１の実施形態によるスイッチング電
源装置の回路構成を示す図である。
源装置の回路構成を示す図である。
【図２】図１におけるＡ点の電圧波形を示す図である。
【図３】図１におけるＢ点の電圧波形を示す図である。
【図４】図１におけるＣ点の電圧波形を示す図である。
【図５】図１におけるＤ点の電圧波形を示す図である。
【図６】図１におけるＥ点の電圧波形を示す図である。
【図７】交流入力電圧と最大ＯＮデューティー制限値と
の関係を示す図である。
の関係を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施形態によるスイッチング電
源装置の回路構成を示す図である。
源装置の回路構成を示す図である。
【図９】第２の実施形態における交流入力電圧と最大Ｏ
Ｎデューティー制限値との関係を示す図である。
Ｎデューティー制限値との関係を示す図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態によるスイッチング
電源装置の回路構成を示す図である。
電源装置の回路構成を示す図である。
【図１１】第３の実施形態における交流入力電圧と最大
ＯＮデューティー制限値との関係を示す図である。
ＯＮデューティー制限値との関係を示す図である。
【図１２】従来技術によるスイッチング電源装置の回路
構成を示す図である。
構成を示す図である。
１，２ 入力端子 ３，４ 出力端子 ５ アクティブフィルター ６ アクティブフィルター制御回路 ７ 最小値選択回路 ８ 発振器ＯＳＣ ９ 交流入力瞬時電圧検出回路 １０ 最大ＯＮデューティー調整回路 １１ 比較器 １２ ソフトスタート回路 １３ ゼロクロス検知回路 ＤＢ１ 整流ダイオード Ｌ１ チョークコイル Ｑ１ スイッチングＦＥＴ Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ３ 基準電圧 Ｖｒｅｆ２ 絶対最大ＯＮデューティー設定電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/217 Ｈ０２Ｍ 7/217
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源からの入力を全波整流する整流
器と、 ＰＷＭ信号によりＯＮ・ＯＦＦするスイッチング素子を
有した昇圧型チョッパー回路で構成され、前記整流器で
整流された電圧を平滑化するアクティブフィルターと、 前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御するＰＷＭ信
号を生成することにより、前記アクティブフィルターの
ＰＷＭ制御を行うアクティブフィルター制御回路と、 このアクティブフィルター制御回路で生成されるＰＷＭ
信号の最大ＯＮデューティーの制限値を前記交流電源の
入力電圧に応じて変化させるデューティー変化手段とを
有することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 交流電源からの入力を全波整流する整流
器と、 ＰＷＭ信号によりＯＮ・ＯＦＦするスイッチング素子を
有した昇圧型チョッパー回路で構成され、前記整流器で
整流された電圧を平滑化するアクティブフィルターと、 前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御するＰＷＭ信
号を生成することにより、前記アクティブフィルターの
ＰＷＭ制御を行うアクティブフィルター制御回路と、 前記交流電源の入力電圧を検出する入力電圧検出手段
と、 前記アクティブフィルター制御回路で発生するＰＷＭ信
号の最大ＯＮデューティーの制限値を、前記入力電圧検
出手段の検出結果に基づき変化させるデューティー変化
手段とを有することを特徴とするスイッチング電源装
置。 - 【請求項３】 交流電源からの入力を全波整流する整流
器と、 ＰＷＭ信号によりＯＮ・ＯＦＦするスイッチング素子を
有した昇圧型チョッパー回路で構成され、前記整流器で
整流された電圧を平滑化するアクティブフィルターと、 前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御するＰＷＭ信
号を生成することにより、前記アクティブフィルターの
ＰＷＭ制御を行うアクティブフィルター制御回路と、 前記交流電源の入力電圧のゼロクロスを検出するゼロク
ロス検出手段と、前記アクティブフィルター制御回路で
発生するＰＷＭ信号の最大ＯＮデューティーの制限値
を、前記ゼロクロス検出手段の検出結果に基づき変化さ
せるデューティー変化手段とを有することを特徴とする
スイッチング電源装置。 - 【請求項４】 商用交流電源からの入力を全波整流する
整流器と、 ＰＷＭ信号によりＯＮ・ＯＦＦするスイッチング素子を
有した昇圧型チョッパー回路で構成され、前記整流器で
整流された電圧を平滑化するアクティブフィルターと、 前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御するＰＷＭ信
号を生成することにより、前記アクティブフィルターの
ＰＷＭ制御を行うアクティブフィルター制御回路と、 前記商用交流電源の入力電圧を検出する入力電圧検出手
段と、 前記商用交流電源より供給される交流電圧の商用サイク
ルにおける瞬時電圧に応じて、前記アクティブフィルタ
ー制御回路で生成されるＰＷＭ信号の最大ＯＮデューテ
ィーの制限値を正弦波状に変化させるデューティー変化
手段とを有することを特徴とするスイッチング電源装
置。 - 【請求項５】 機器各部の制御に位相制御が用いられる
位相制御機器において、 交流電源からの入力を全波整流する整流器と、 ＰＷＭ信号によりＯＮ・ＯＦＦするスイッチング素子を
有した昇圧型チョッパー回路で構成され、前記整流器で
整流された電圧を平滑化するアクティブフィルターと、 前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御するＰＷＭ信
号を生成することにより、前記アクティブフィルターの
ＰＷＭ制御を行うアクティブフィルター制御回路と、 このアクティブフィルター制御回路で生成されるＰＷＭ
信号の最大ＯＮデューティーの制限値を前記交流電源の
入力電圧に応じて変化させるデューティー変化手段とを
有することを特徴とする位相制御機器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29584296A JPH10127047A (ja) | 1996-10-17 | 1996-10-17 | スイッチング電源装置及び位相制御機器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29584296A JPH10127047A (ja) | 1996-10-17 | 1996-10-17 | スイッチング電源装置及び位相制御機器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10127047A true JPH10127047A (ja) | 1998-05-15 |
Family
ID=17825897
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29584296A Pending JPH10127047A (ja) | 1996-10-17 | 1996-10-17 | スイッチング電源装置及び位相制御機器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10127047A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002097958A3 (de) * | 2001-06-01 | 2003-11-27 | Koninkl Philips Electronics Nv | Schaltungsanordnung mit einer regelschaltung |
| JP2009268348A (ja) * | 2008-04-23 | 2009-11-12 | Honeywell Internatl Inc | 電源ブーストシステムにおいて実質的に一定の出力電圧を提供するためのシステムおよび方法 |
| JP2012070490A (ja) * | 2010-09-21 | 2012-04-05 | Tdk Corp | ブリッジレス力率改善コンバータ |
| CN102906982A (zh) * | 2010-03-11 | 2013-01-30 | 丰田自动车株式会社 | 开关电源电路及其控制方法 |
| US8587270B2 (en) | 2009-10-28 | 2013-11-19 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | PWM limiter circuit having comparator and switch, and semiconductor device using the same |
| US8704504B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-04-22 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit comprising detection circuit including reference voltage circuits as reference voltage generation circuits |
| US9178419B2 (en) | 2010-04-16 | 2015-11-03 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power source circuit including transistor with oxide semiconductor |
| JP2017112776A (ja) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | 三菱重工業株式会社 | コンバータ装置、駆動制御装置、モータ、およびコンプレッサ |
| CN113424422A (zh) * | 2019-03-29 | 2021-09-21 | 三垦电气株式会社 | 开关电源装置 |
-
1996
- 1996-10-17 JP JP29584296A patent/JPH10127047A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002097958A3 (de) * | 2001-06-01 | 2003-11-27 | Koninkl Philips Electronics Nv | Schaltungsanordnung mit einer regelschaltung |
| US6898091B2 (en) | 2001-06-01 | 2005-05-24 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit configuration comprising a control loop |
| JP2009268348A (ja) * | 2008-04-23 | 2009-11-12 | Honeywell Internatl Inc | 電源ブーストシステムにおいて実質的に一定の出力電圧を提供するためのシステムおよび方法 |
| US8587270B2 (en) | 2009-10-28 | 2013-11-19 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | PWM limiter circuit having comparator and switch, and semiconductor device using the same |
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| US9276466B2 (en) | 2010-03-11 | 2016-03-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Switching power supply circuit and control method therefor |
| US9178419B2 (en) | 2010-04-16 | 2015-11-03 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power source circuit including transistor with oxide semiconductor |
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| CN113424422A (zh) * | 2019-03-29 | 2021-09-21 | 三垦电气株式会社 | 开关电源装置 |
| CN113424422B (zh) * | 2019-03-29 | 2023-11-07 | 三垦电气株式会社 | 开关电源装置 |
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