JPH07203685A - 力率補正回路 - Google Patents

力率補正回路

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JPH07203685A
JPH07203685A JP6260348A JP26034894A JPH07203685A JP H07203685 A JPH07203685 A JP H07203685A JP 6260348 A JP6260348 A JP 6260348A JP 26034894 A JP26034894 A JP 26034894A JP H07203685 A JPH07203685 A JP H07203685A
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capacitor
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Abstract

(57)【要約】 【構成】 力率補正回路は昇圧コンバーターの出力電圧
に対応する電流と整流回路10の出力端に印加される入力
電圧に対応する電流を含む電圧信号と制御スイッチ22を
通じて流れる電流信号に対応する電圧信号とを比較して
制御スイッチ22のオフ信号を発生するオフ時間制御部80
と、オフ時間制御部80のオフ信号発生時点からキャパシ
ター32の充電時間により制御スイッチ22のオン信号を発
生するオン時間制御部60と、オフ信号およびオン信号を
それぞれ入力しラッチして制御スイッチ22を駆動する駆
動信号を発生する駆動信号発生部90とを具備する。 【効果】 これにより、オン時間をキャパシターの充電
時間で設定でき、且つ連続電流型に力率を補正すること
によりリップル減少および大容量に適する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は力率補正回路に係り、特
に連続電流制御型力率補正回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】本出願人は連続電流型力率補正回路を米
国特許出願０８−０８３２３３号（１９９３年６月２９
日出願）として出願したことがある。
【０００３】一般に電気回路での力率とは、皮相電力の
うちの有効電力の比率を表す値である。すなわち、交流
電圧Ｅと交流電流Ｉが位相角ｘの差を有す際に、皮相電
流はＥＩ、有効電流はＥＩｃｏｓｘである。従って、力
率ＥＩｃｏｓｘ／ＥＩ＝ｃｏｓｘとして表現される。
【０００４】従来には電源が供給される負荷端や入力端
に受動素子、すなわち回路部品のうち抵抗器やキャパシ
ターのような素子を構成させることにより力率を改善す
る装置があったが、このような受動素子を利用した力率
改善装置は、負荷の変動に応じて入力電流の変動が発生
することによって、一旦、固定したシステムでは力率改
善を達成するとしても負荷変動や入力電圧変動により能
動的に入力電流を定めることはできなかった。また、他
の力率改善装置は零電流スイッチング（zero current s
witching：ＺＣＳ）方式の制御回路を利用して昇圧コン
バーターの電流を不連続的に制御することにより力率を
改善した。従来の零電流スイッチング方式を使用した不
連続電流制御型力率補正回路は、入力電流が電波整流さ
れた入力ライン電圧を従いながら不連続的に制御される
ために、入力電流が零からピーク値までスイングしてス
イング幅が大きいので、ハムのようなノイズが発生し入
力電流の平均値を大きくしにくい。すなわち、従来の装
置は大電力用のシステムに使用するに困難があった。
【０００５】図１は従来の不連続電流制御型の力率補正
回路の回路図である。
【０００６】図１において、不連続電流制御型の力率補
正回路は、ライン１１上に接続されたトランスフォーマ
１８の１次側電流の変化状態をトランスフォーマ１８の
２次側と抵抗２４により検出してこれを制御するように
構成されている。図２Ａに示したように制御スイッチ２
２のオン動作により前記トランスフォーマ１８の１次側
電流ｉL が、図２Ｂに示したように所定の値を有する勾
配に増加する場合に、２次側電圧Ｖ2 は図２Ｃに示した
ような波形を有する。そうすると、入力ライン電圧Ｖin
の分配値と、負荷３４側の電圧ＶL の分配値とが結合さ
れた、図３に示したような適正水準の電圧Ｖmoと、トラ
ンスフォーマ１８の１次側電流が抵抗２４により検出さ
れた電圧Ｖcsとを比較器４４により電圧比較することに
よって、前記制御スイッチ２２をオン又はオフさせる。
ＶcsがＶmoより大きい場合に、前記制御スイッチ２２が
オフされるが、図２Ｃに示したように、トランスフォー
マ１８の２次側電圧Ｖ2 がハイレベルとなりトランスフ
ォーマ１８の１次側電流が図２Ｂに示したような勾配に
減少する。前記勾配が零に減少する間、前記トランスフ
ォーマ１８の２次側電圧Ｖ2 は図２Ｃに示したように１
次側電流の勾配の零地点の直前まではハイレベル状態を
維持し、零地点に達すれば直ちにローレベルに変換され
る。
【０００７】このような電圧変動を利用して前記制御ス
イッチ２２をオンさせれば、入力電流は前述した制御ス
イッチ２２の速やかなスイッチング動作により図３に示
したように増加し、制御スイッチ２２がオフされれば減
少する。すなわち、図３に示したように制御される電流
のピーク値がライン電圧の比例値に従う三角波の形とな
る。これにより、前記三角波の平均値は電圧と同相であ
る正弦波となる。しかしながら、このような零電流スイ
ッチング方式を利用した不連続電流制御型力率補正装置
は、入力ライン電流が入力ライン電圧の波形を従いなが
ら零からピーク値までスイングするので入力電流の平均
値が大きくなるためには入力電流のピーク値が非常に大
きくならなければならないので昇圧コンバーターを構成
する素子に無理が加えられ大電力用に使用しにくい。ま
た、リップルによるハムが発生する問題があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、電源
端に入力される電流を連続的に制御して入力電圧と同位
相を有する正弦波を生成させることにより、力率を改善
すると同時に高調波ノイズの除去できる連続電流制御型
力率補正回路を提供することである。
【０００９】本発明の他の目的は、制御スイッチのオン
時間をキャパシターの充電時間に応じて制御することに
より、入力ライン電流のスイング幅を減らし大電力用の
システムに適した連続電流制御型力率補正回路を提供す
ることである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記諸目的を達成するた
めの本発明は、交流を整流して出力する整流手段と、前
記整流手段の出力端にインダクター、ダイオードおよび
キャパシターを直列に連結し前記ダイオードとキャパシ
ターの直列連結に制御スイッチを並列に連結し前記キャ
パシターの両端に負荷を連結して前記制御スイッチのオ
ン／オフスイッチング動作により前記負荷に昇圧された
直流を出力する昇圧コンバーターと、前記制御スイッチ
のオン／オフスイッチングを制御して力率を改善するた
めの力率補正回路を具備した電源装置において、前記力
率補正回路は、前記昇圧コンバーターの出力電圧に対応
する電流と前記整流手段の出力端に印加される入力電圧
に対応する電流を含む電圧信号と前記制御スイッチを通
じて流れる電流信号に対応する電圧信号とを比較して前
記制御スイッチのオフ信号を発生するオフ時間制御部
と、前記オフ時間制御部のオフ信号発生時点からキャパ
シターの充電時間により前記制御スイッチのオン信号を
発生するオン時間制御部と、前記オフ信号およびオン信
号をそれぞれ入力しラッチして前記制御スイッチを駆動
する駆動信号を発生する駆動信号発生部とを具備したこ
とを特徴とする連続電流型力率補正回路である。
【００１１】また、本発明の連続電流型力率補正回路に
おいて、前記オン時間制御部は、定電流源と、前記定電
流源から供給される電流により充電されるキャパシター
と、前記キャパシターの両端に並列に連結され前記オフ
時間制御部の出力に応答してスイッチングされるスイッ
チング手段と、前記キャパシターの出力電圧をレベルシ
フトするレベルシフターと、前記レベルシフターの出力
を反転して前記オン信号を出力するインバーターとを具
備することを特徴とする。
【００１２】
【作用】上述のように構成された本発明の力率補正回路
は、以下のように作用する。
【００１３】１、本回路は、整流手段により交流から直
流に変換した後に、昇圧コンバーターによって所定の電
圧に昇圧した直流とする。この昇圧した直流は、オン時
間制御部によりキャパシターの充電時間にしたがって駆
動信号発生部で駆動される制御スイッチをオンさせて、
インダクターに電流を流すと共に出力電流を減少させて
調整する。そして、調整した電流が所定の値になった場
合、つまり制御スイッチの出力電圧が所定の値になった
場合には、オフ時間制御部により制御スイッチをオフし
て電流値を調整する。このような動作が繰り返され入力
電流の平均値が全波整流されて入力電圧の波形と類似に
なり力率が１の近くになる。したがって、本回路は、キ
ャパシターの充電時間に応じてオン時間が制御できるこ
とにより電流スイング幅が減らせるので電流リップル発
生が抑制でき大電力用のシステムに適する。
【００１４】２．本回路は、整流手段により交流から直
流に変換した後に、昇圧コンバーターによって所定の電
圧に昇圧した直流とする。一方、オン時間制御部では、
定電流源から供給される電流により充電されるキャパシ
ターの出力電圧をレベルシフターによってレベルシフト
して、さらにインバーターによりこのレベルシフトした
電圧を反転し駆動信号発生部に出力することによって制
御スイッチであるスイッチング手段をオンさせる。ゆえ
に、前述の昇圧した直流は、オン時間制御部によりキャ
パシターの充電時間にしたがって駆動信号発生部で駆動
される制御スイッチであるスイッチング手段をオンさせ
て、インダクターに電流を流すと共に出力電流を減少さ
せて調整する。そして、調整した電流が所定の値になっ
た場合、つまり制御スイッチの出力電圧が所定の値にな
った場合には、オフ時間制御部により制御スイッチをオ
フして電流値を調整する。このような動作が繰り返され
入力電流の平均値が全波整流されて入力電圧の波形と類
似になり力率が１の近くになる。したがって、本回路
は、キャパシターの充電時間に応じてオン時間が制御で
きることにより電流スイング幅が減らせるので電流リッ
プル発生が抑制でき大電力用のシステムに適する。
【００１５】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明の連続電
流制御型の力率補正回路を説明する。
【００１６】図４は本発明の連続電流制御型の力率補正
回路の望ましい一実施例の回路図である。図１と同一の
部分には同一符号を付する。
【００１７】図４において、本発明の一実施例は昇圧コ
ンバーターの出力電圧に対応する電流と整流回路の出力
端子に印加される入力電圧に対応する電流を含む電圧信
号と制御スイッチを通過した電流信号に対応する電圧信
号とを比較して制御スイッチのオフ信号を発生するオフ
時間制御部８０と、オフ時間制御部のオフ信号発生時点
からキャパシターの充電時間により制御スイッチのオン
信号を発生するオン時間制御部６０と、オフ信号および
オン信号をそれぞれ入力しラッチして制御スイッチを駆
動する駆動信号を発生する駆動信号発生部９０とに大別
される。
【００１８】昇圧コンバーターではＡＣライン入力の連
結されたブリッジ整流回路１０の正側端子１１がインダ
クター１９を介してダイオード２６のアノードと接続さ
れ、前記インダクター１９とダイオード２６のアノード
の間に制御スイッチ２２の片側の端子が接続され、該制
御スイッチ２２のもう片方の端子は抵抗２４を通じてグ
ラウンドに提供される整流回路１０の負側端子１３に連
結されている。
【００１９】力率補正回路では前記ダイオード２６のカ
ソードと整流回路１０の負側端子１３の間に直列抵抗２
８，３０とキャパシター３２が並列に接続され、前記整
流回路１０の正側端子１１と負側端子１３の間に直列抵
抗１４，１６とキャパシター１２が並列に接続される。
【００２０】力率補正回路のオフ時間制御部８０ではダ
イオード２６のカソードに連結された抵抗２８，３０の
接続点であるＡ点がエラー増幅器５０の反転端子（−）
に接続され、一定の値を有する基準電圧Ｖref1が前記エ
ラー増幅器５０の非反転端子（＋）に入力されるように
構成される。前記エラー増幅器５０の出力はマルチプラ
イヤ４８に入力されるように接続され、前記抵抗１４，
１６の並列接続点であるＢ点での値が前記マルチプライ
ヤ４８に入力されるように接続される。前記マルチプラ
イヤ４８の出力端に接続された抵抗４６はマルチプライ
ヤ４８の出力電流Ｉmoをそれに比例する電圧値Ｖmoに変
えて比較器４４の非反転端子（＋）に入力されるように
なり、前記比較器４４の反転端子（−）には制御スイッ
チ２２と抵抗２４の接続点Ｃが接続され、接続点Ｃに印
加される電圧Ｖcsが比較器の反転端子に入力されるよう
になっている。比較器４４の出力は駆動信号発生部９０
のラッチ回路４０の一入力端子に印加される。前記比較
器４４の出力は、また、オン時間制御部６０のインバー
ター７２の入力端子に印加される。
【００２１】オン時間制御部６０では前記インバーター
７２の出力がキャパシター６６に充電された電荷を放電
させるに使用するためのスイッチング素子６４のベース
に接続され、スイッチング素子６４のコレクターはキャ
パシター６６の片側の端子、定電流源６２の片側の端子
およびレベルシフター６８の片側の端子と連結される。
前記キャパシター６６のもう一方の端子はグラウンドに
連結され、電流源６２のもう一方の端子は基準電圧Ｖre
f2に連結され、前記スイッチング素子６４のエミッター
はグラウンドに連結される。レベルシフター６８のもう
一方の端子はインバーター７０の入力に印加される。
【００２２】駆動信号発生部９０では前記オン時間制御
部６０のインバーター７０の出力がインバーター４２の
入力に印加されると共にＮＯＲゲート３６の入力に印加
される。インバーター４２の出力はラッチ回路４０の他
の入力に印加されラッチ回路４０の出力はＮＯＲゲート
３６の一入力端子に印加される。ＮＯＲゲート３６の出
力は制御スイッチ２２を駆動する。ラッチ回路４０は２
つのＮＡＮＤゲートで構成される。
【００２３】電圧供給部２０では整流回路１０とインダ
クター１９の接続点に抵抗Ｒ、ダイオードＤ２が直列に
連結される。キャパシターＣ３と低電圧ロックアウト回
路２１が並列に接続され、前記ダイオードＤ２と接続さ
れることにより、低電圧ロックアウト回路２１が力率補
正回路に電源および基準電圧Ｖref1，Ｖref2を供給する
ことができる。
【００２４】前記オン時間制御部６０、オフ時間制御部
８０および駆動信号発生部９０は集積化され一チップで
構成される。したがって、本発明の実施例では力率補正
回路の集積回路化時にチップの入出力ピン数が減らせ
る。
【００２５】前記構成による動作を説明すれば次の通り
である。
【００２６】昇圧コンバーターの出力電圧ＶL を一定の
電圧に維持するために出力電圧ＶLを抵抗２８，３０に
より分配した電圧Ｖfbをエラー増幅器５０の反転入力端
子に入力して電圧Ｖfbが電圧Ｖref1より大きくなるとエ
ラー増幅器５０の出力値は減少し、電圧Ｖfbが電圧Ｖre
f1より小さくなるとエラー増幅器５０の出力値は増加す
る。
【００２７】マルチプライヤ４８は整流された入力ライ
ン電圧Ｖinが抵抗１４，１６により分配された値とエラ
ー増幅器５０の出力を乗算して出力電流Ｉmoを出力す
る。電流Ｉmoは抵抗４６により出力電圧Ｖmoに変わる。
したがって、電圧Ｖmoは昇圧コンバーターの出力電圧Ｖ
L を結合しながら整流された入力電圧Ｖinの波形を維持
する。比較器４４は制御スイッチ２２がオンされている
際に、インダクター１９を通過する電流が抵抗２４によ
り検出された電圧Ｖcsを電圧Ｖmoと比較する。電圧Ｖcs
が電圧Ｖmoより大きくなると比較器４４の出力はローレ
ベルとなり、電圧Ｖcsが電圧Ｖmoより小さくなると比較
器４４の出力はハイレベルとなる。力率補正回路の出力
Ｖo 、比較器４４の反転入力端子に入力される電圧Ｖc
s、オン時間制御部６０の出力電圧ＶA 、およびキャパ
シター６６の両端の電圧Ｖc の間の関係を表す波形図が
図５Ａ〜５Ｄに示されている。
【００２８】制御スイッチ２２がオンされインダクター
１９を通じて流れる入力電流ｉL が増加する時該電流が
抵抗２４により検出された電圧Ｖcsが増加してマルチプ
ライヤ４８の出力電圧Ｖmoに達すれば比較器４４の出力
電圧がローレベルとなりラッチ回路４０の出力をハイレ
ベルにする。これと同時に比較器４４の出力電圧がロー
レベルではインバーター７２の出力がハイレベルとな
り、よってスイッチング素子６４のベース電力がハイレ
ベルなのでスイッチング素子６４がオンされキャパシタ
ー６６の両端電圧をローレベルにし、レベルシフター６
８、インバーター７０を通過した次の電圧、すなわち、
オン時間制御部６０の出力電圧ＶA はハイレベルとな
る。この際にラッチ回路４０はリセットされその出力が
ローレベルとなる。したがって、ＮＯＲゲート３６の１
つの入力はローレベルであり、他の１入力、すなわち、
電圧ＶA はハイレベルなのでＮＯＲゲート３６の出力Ｖ
o はローレベルとなり制御スイッチ２２がオフされ比較
器４４の入力電圧Ｖcsがマルチプライヤの出力電圧Ｖmo
より小さくなり比較器４４の出力電圧がハイレベルとな
りインバーター７２の出力がローレベルとなりスイッチ
ング素子６４がオフされキャパシター６６の両端に電荷
が蓄積されながら電圧が増加して一定水準に達すればレ
ベルシフター６８の出力がインバーター７０の出力をロ
ーレベルにし、よってオン時間制御部６０の出力ＶA が
ローレベルとなりＮＯＲゲート３６の片側の入力電圧が
ローレベルとなり、以前状態でラッチ回路４０の出力が
ローレベルだったのでＮＯＲゲート３６の両入力電圧が
ローレベルであってＮＯＲゲート３６の出力がハイレベ
ルとなり制御スイッチ２２がオンされ入力ライン電流ｉ
L が再び増加するようになる。このような動作が繰り返
され入力電流ｉL の平均値が電波整流された入力電圧Ｖ
inの波形と類似になり力率が１の近くになる。
【００２９】図６は整流された入力ライン電圧Ｖinと入
力ライン電流ｉL および電流ｉL の平均値ｉLavgを示
す。
【００３０】図６の波形グラフから、本発明の力率補正
回路はキャパシター６６に電荷が蓄積される時間を適切
に調整することにより、連続電流制御方式で力率を改善
しうることが判る。
【００３１】
【発明の効果】以上のように本発明の力率補正回路で
は、以下のような効果がある。
【００３２】１．本回路は、キャパシターの充電時間で
制御スイッチのオン時間を決定することにより、従来の
零電流方式に比べ連続電流方式で力率が補正でき、リッ
プルの抑制および大電力用に適合する。
【００３３】２．本回路は、オン時間制御部によりキャ
パシターの充電時間で制御スイッチのオン時間を決定し
てスイッチングさせることにより、インダクターを流れ
る電流を連続電流とすることができるので従来の零電流
方式に比べ連続電流方式で力率が補正でき、リップルの
抑制および大電力用に適合する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の力率補正回路の回路図である。
【図２】 図１に示した回路の各部の出力波形図であ
る。
【図３】 図１に示した回路の電流対電圧特性グラフで
ある。
【図４】 本発明の力率補正回路の回路図である。
【図５】 図４に示した回路の各部の出力波形図であ
る。
【図６】 図４に示した回路の電流対電圧特性グラフで
ある。
【符号の説明】
１０…ブリッジ整流回路、１２…キャパシター、１４，
１６，２４，２８，３０，４６…抵抗、１９…インダク
ター、２０…電圧供給部、２１…低電圧ロックアウト回
路、２２…制御スイッチ、２６…ダイオード、３２，６
６…キャパシター、３４…負荷、３６…ＮＯＲゲート、
４０…ラッチ回路、４２，７０…インバータ、４４…比
較器、４８…マルチプライヤ、５０…エラー増幅器、６
０…オン時間制御部、６２…電流源、６４…スイッチン
グ素子、６８…レベルシフター、８０…オフ時間制御
部、９０…駆動信号発生部。

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流を整流して出力する整流手段と、前
    記整流手段の出力端にインダクター、ダイオードおよび
    キャパシターを直列に連結し前記ダイオードとキャパシ
    ターの直列連結に制御スイッチを並列に連結し前記キャ
    パシターの両端に負荷を連結して前記制御スイッチのオ
    ン／オフスイッチング動作により前記負荷に昇圧された
    直流を出力する昇圧コンバーターと、前記制御スイッチ
    のオン／オフスイッチングを制御して力率を改善するた
    めの力率補正回路を具備した電源装置において、前記力
    率補正回路は、 前記昇圧コンバーターの出力電圧に対応する電流と前記
    整流手段の出力端に印加される入力電圧に対応する電流
    を含む電圧信号と前記制御スイッチを通じて流れる電流
    信号に対応する電圧信号とを比較して前記制御スイッチ
    のオフ信号を発生するオフ時間制御部と、 前記オフ時間制御部のオフ信号発生時点からキャパシタ
    ーの充電時間により前記制御スイッチのオン信号を発生
    するオン時間制御部と、 前記オフ信号およびオン信号をそれぞれ入力しラッチし
    て前記制御スイッチを駆動する駆動信号を発生する駆動
    信号発生部とを具備したことを特徴とする連続電流型力
    率補正回路。
  2. 【請求項２】 前記オン時間制御部は、定電流源と、前
    記定電流源から供給される電流により充電されるキャパ
    シターと、前記キャパシターの両端に並列に連結され前
    記オフ時間制御部の出力に応答してスイッチングされる
    スイッチング手段と、前記キャパシターの出力電圧をレ
    ベルシフトするレベルシフターと、前記レベルシフター
    の出力を反転して前記オン信号を出力するインバーター
    とを具備することを特徴とする請求項１項記載の連続電
    流型力率補正回路。
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