CN101771341A - 功率因数改善电源装置及其控制电路和控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种功率因数改善电源装置及其控制电路和控制方法，该功率因数改善电源装置使用误差放大器(10)的输出(Vcomp)，由导通时间生成器(11)生成导通宽度(Ton)，从而得知开关元件(Q1)的关断定时，在该定时将(开关)OFF信号输入驱动电路(12)。此外，使用输入电压(Vis)、输出电压(Vos)、导通宽度(Ton)，由关断时间生成器(13)生成关断宽度(Toff)，从而得知开关元件(Q1)的导通定时(临界点)，在该定时将(开关)ON信号输入驱动电路(12)。根据输入驱动电路(12)的(开关)OFF信号和(开关)ON信号，驱动电路(12)对开关元件(Q1)的栅极进行导通/关断控制。

Description

功率因数改善电源装置及其控制电路和控制方法

技术领域

本发明涉及一种功率因数改善(PFC：Power Factor Correction)电源装置、用于该电源装置的控制电路和控制方法，特别涉及以交流电源作为输入且以高功率因数转换为直流输出的开关电源装置。

背景技术

众所周知，交流功率中存在有效功率、无效功率、表观功率，能够在AC/DC转换时转换的功率仅是有效功率。因此，功率因数(PowerFactor)越大(接近100％的程度)，越是能够将更多的功率转换为DC。因此，在设置开关电源装置时一般会考虑到PFC(Power FactorCorrection)。

图11是表示一般的PFC转换器的结构的图，表示使用升压电路，产生与输入电压成比例的输入电流，同时控制稳定的输出电压的PFC升压型转换器的结构。在图11的升压型转换器中，Vac是交流电源，Vi是将Vac由滤波器去除噪声后进行全波整流而得到的输入电压，L1是电感，Q1是开关元件，D1是逆流阻止二极管，Vo是输出电压，Rload是负载，C1是输入侧的平滑电容器，C2是由电解电容器构成的输出电容器。在该情况下，作为控制开关元件Q1的控制方式，根据电感L1中流动的电流分为(电流)不连续方式、(电流)连续方式、临界方式。在此，临界方式是位于(电流)不连续方式和(电流)连续方式的分界的方式，是使将开关元件Q1从关断切换为导通的定时为电感L1中流动的电流成为零的瞬间的方式。

临界方式与(电流)连续方式相比，具有电感L1的峰值电流高但没有二级管D1的反向恢复电流的特征，能够很好地应用于根据有关谐波的规格需要应用PFC的输入功率超过75W的电源中75W～350W这样的小功率电源。

关于实现临界PFC的控制方法，一直以来已知临界点(电感的放电完成，即电感电流变为零的定时)的检测有两种方法。一种是使用辅助绕组检测漏极电压(drain voltage)的方式(漏极电压检测方式)，另一种是使用电阻检测负电流(minus current)的方式(负电流检测方式)。

图12所示的现有的漏极电压检测方式的临界PFC转换器2包括：零电流检测电路4，其监视从辅助绕组L2得到的电压，检测零电流，并且将检测到零电流的信息通知给导通时间生成器6，进而在零电流的检出定时生成(开关)ON信号，并将其输入驱动电路7；误差放大器5，其放大将输出电压Vo由电阻R11、R12分压后的电压与基准电压Vref的差，并输出误差信号Comp；和导通时间生成器6，其根据零电流检测电路4的零电流检测信号和误差放大器5的误差信号Comp生成导通宽度(开关元件Q1导通的时间宽度)，根据该导通宽度生成关断定时，且在该定时输出(开关)OFF信号。将从零电流检测电路4输出的(开关)ON信号和从导通时间生成器6输出的(开关)OFF信号输入驱动电路7，驱动电路7根据(开关)ON信号和(开关)OFF信号控制开关元件Q1的栅极而实现临界控制动作。另外，在图12所示的电路结构中，省略了位于输入电压Vi的前段的图11所示的前段的结构。作为这样的使用辅助绕组检测零交叉的电源电路的例子，能够举出专利文献1和2。

另一方面，图13所示的现有的负电流检测方式的临界PFC转换器3包括设置有电流检测电阻R13，并检测在电感L1中流动的负电流，基于此检测零电流的零电流检测电路4’。这之外的结构与图12所示的结构相同，故而省略说明。作为这样的使用电流检测电阻来检测零交叉的的电源电路的例子，能够举出专利文献3。

专利文献1：日本特开2006-296158号公报

专利文献2：日本特开2002-176768号公报

专利文献3：日本特开2000-324809号公报

发明内容

在上述图12所示的漏极电压检测方式的现有的电路结构中，因为需要辅助绕组L2，所以电感L1、L2的结构变得复杂，而且也需要辅助绕组L2的短路保护，妨碍了PFC转换器的成本降低和薄型化。

此外，在图13所示的负电流检测方式的现有的电路结构中，虽然不需要图12所示的电路结构那样的辅助绕组，但被指出存在以下所示的问题：

(1)输入电压高时成为连续动作。

(2)因为负电流检测电平小，对来自电流回路的噪声敏感，所以容易引起误动作。

(3)由负电流检测电阻引起的功率消耗大。

(4)难以实现临界交错(critical interleave)。

对上述4个问题(1)～(4)中问题(1)和问题(4)进行具体说明。

首先，对问题(1)的原理进行说明。为了进行说明在图14中表示时序图。在负电流检测方式中，检测出负的电流IR，因此如图14所示，如果电流IR在阈值电流值Ith以下，则被检测为临界点。然而，虽然阈值电流值Ith较小，但并不是零，因此为了在真的临界点导通，进一步需要延迟时间Td。延迟时间Td依赖于输入电压Vi、输出电压Vo、感应系数的值等。特别是如果图示延迟时间Td与输入电压Vi的关系则如图15所示。如图15所示，输入电压Vi越大延迟时间越沿着J曲线上升，因此，例如，在临界PFC转换器(的设计)中，如果将延迟时间Td设定为图15所示的Td1，则当输入电压Vi比输出电压Vo的一半高时，延迟时间变得不足，因此，不能够在真的临界点导通，而进行连续动作。对此进一步进行说明，在升压型转换器中，存在输出电压Vo比输入电压Vi高的关系，如果将电感的感应系数设为L，则已知电感电流减少时以(Vo-Vi)/L的斜度减少，因此，输入电压Vi越大，如图14所示Td变得越大，当输入电压Vi比输出Vo的一半高时，用于在真的临界点导通的延迟时间变得不足，不能够维持临界动作，而进行连续动作。

接着，关于问题(4)，以将现有的负电流检测方式应用于二相临界交错的结构例进行说明。如图16所示，在负电流检测电阻R中流动的电流是各个电感LA、LB中流动的电流IA、IB的和IR(＝IA+IB)。而且，如图17的时序图所示，因为二相(0°、180°)临界交错的电流IR连续，所以不能够由电流检测电阻R进行临界点的检测。

由于这种状况，作为适用于PFC转换器的临界点检测方式，寻求能够避免漏极电压检测方式以及负电流检测方式的缺点的新的临界点检测方式。

本发明的目的在于，提供不需要漏极电压检测方式的辅助绕组而且也没有负电流检测方式的缺点的、采用新的临界点检测方式实现进一步高功率因数化的功率因数改善电源装置、用于该电源装置的控制电路和控制方法。

本发明提供一种功率因数改善电源装置，其改善升压型转换器的功率因数，该功率因数改善电源装置的特征在于，包括：

开关元件；

检测输入电压的大小并输出输入电压检测信号的输入电压检测电路；

检测输出电压的大小并输出输出电压检测信号的输出电压检测电路；

输出将上述输出电压检测信号与基准电压的差放大而得的误差信号的误差放大器；

导通宽度生成电路，其生成通过在上述误差信号与规定的偏置电压的差值上乘以规定的系数而决定的上述开关元件的导通时间宽度；

关断宽度生成电路，其生成使上述输入电压检测信号、上述误差信号与规定的偏置电压的差值、及上述规定的系数的积除以上述输出电压检测信号与上述输入信号的差值而决定的开关元件的关断时间宽度；和

开关元件驱动电路，其在上述关断宽度生成电路所生成的上述开关元件的关断时间宽度结束时接收上述开关元件导通的定时信号，并且在上述导通宽度生成电路所生成的上述开关元件的导通时间宽度结束时接收上述开关元件关断的定时信号，而控制开关元件的导通/关断。

此外，本发明的特征在于，在改善上述升压型转换器的功率因数的功率因数改善电源装置中，包括：生成上述开关元件导通的定时信号和上述开关元件关断的定时信号的电容器；

通过以规定的充电电流将该电容器从上述规定的偏置电压充电至上述误差信号而决定上述开关元件的导通时间宽度的电容器充电电路；和

通过以规定的放电电流将该电容器从上述误差信号放电至上述规定的偏置电压而决定上述开关元件的关断时间宽度的电容器放电电路。

此外，本发明的特征在于，在改善上述升压型转换器的功率因数的功率因数改善电源装置中，上述电容器充电电路具有控制上述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入上述电容器的充电路径的第一开关电路，

上述电容器放电单元具有控制上述规定的放电电流的电流源、和将该电流源接入上述电容器的放电路径的第二开关电路，

上述规定的充电电流通过上述恒定电流源被设定在固定值，上述电流源将上述规定的放电电流的值设定为：

规定的放电电流＝规定的充电电流×(输出电压检测信号-输入电压检测信号)/输入电压检测信号。

此外，本发明的特征在于，利用上述电容器的电容值、和将上述电容器从上述规定的偏置电压充电至上述误差信号时所使用的规定的充电电流的比率决定上述规定的系数。

此外，本发明的特征在于，在改善上述升压型转换器的功率因数的功率因数改善电源装置中，包括：将上述电容器的两端电压和上述误差信号进行比较的第一比较电路；和

将上述电容器的两端电压和上述规定的偏置信号进行比较的第二比较电路，

在检测到上述电容器的两端电压已超过上述误差信号时，上述第一比较电路输出上述关断的定时信号，

在检测到上述电容器的两端电压在上述偏置信号以下时，上述第二比较电路输出上述导通的定时信号。

此外，本发明的特征在于，在改善上述升压型转换器的功率因数的功率因数改善电源装置中，进一步，在上述第二比较电路的输出侧添加延迟电路，使从上述第二比较电路输出的上述导通的定时信号延迟规定时间，使上述导通的定时延迟。

此外，本发明的特征在于，包括：生成上述开关元件导通的定时信号和上述开关元件关断的定时信号的电容器；

通过以规定的放电电流将该电容器从上述规定的偏置电压放电至上述误差电压而决定上述开关元件的导通时间宽度的电容器放电电路；和

通过以规定的充电电流将该电容器从上述误差信号充电至上述规定的偏置电压而决定上述开关元件的关断时间宽度的电容器充电电路。

此外，本发明的特征在于，上述电容器放电电路具有控制上述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入上述电容器的放电路径的第一开关电路，

上述电容器充电电路具有控制上述规定的充电电流的电流源、和将该电流源接入上述电容器的充电路径的第二开关电路，

上述规定的放电电流通过上述恒定电流源被设定在固定值，上述电流源将上述规定的充电电流的值设定为：

规定的充电电流＝规定的放电电流×(输出电压检测信号-输入电压检测信号)/输入电压检测信号。

此外，本发明的特征在于，利用上述电容器的电容值、和将上述电容器从上述规定的偏置电压放电至上述误差信号时所使用的规定的放电电流的比率决定上述规定的系数。

此外，本发明的特征在于，包括：将上述电容器的两端电压和上述误差信号进行比较的第一比较电路；和

将上述电容器的两端电压和上述规定的偏置信号进行比较的第二比较电路，

在检测到上述电容器的两端电压为上述误差信号以下时，上述第一比较电路输出上述关断的定时信号，

在检测到上述电容器的两端电压已超过上述偏置信号时，上述第二比较电路输出上述导通的定时信号。

此外，本发明的特征在于，在上述第二比较电路的输出侧添加延迟电路，使从上述第二比较电路输出的上述导通的定时信号延迟规定时间，使上述导通的定时延迟。

此外，本发明提供一种控制电路，其用于功率因数改善电源装置，该控制电路的特征在于：

其以表示输向上述功率因数改善电源装置的输入电压的大小的输入电压检测信号、和表示上述功率因数改善电源装置的输出电压的大小的输出电压检测信号作为输入，包括：

误差放大器，输出将上述输出电压检测信号与基准电压的差放大而得的误差信号；

导通宽度生成电路，其生成通过在上述误差信号与规定的偏置电压的差值上乘以规定的系数而决定的上述开关元件的导通时间宽度；

关断宽度生成电路，其生成使上述输入电压检测信号、上述误差信号与规定的偏置电压的差值、及上述规定的系数的积除以上述输出电压检测信号与上述输入信号的差值而决定的开关元件的关断时间宽度；和

开关元件驱动电路，其在上述关断宽度生成电路所生成的上述开关元件的关断时间宽度结束时接收上述开关元件导通的定时信号，并且在上述导通宽度生成电路所生成的上述开关元件的导通时间宽度结束时接收上述开关元件关断的定时信号，而控制开关元件的导通/关断。

此外，本发明的特征在于，包括电压检测电路，其构成为，在检测上述输入电压检测信号或上述输出电压检测信号时，在应检测的电压与地之间串联连接两个电阻，且从该电阻的串联连接点得到应检测的电压。

此外，本发明提供一种用于改善功率因数改善电源装置的功率因数的控制方法，其控制开关元件的导通/关断的时间宽度以改善功率因数改善电源装置的功率因数，该控制方法的特征在于，包括：

取得表示输向上述功率因数改善电源装置的输入电压的大小的输入电压检测信号和表示上述功率因数改善电源装置的输出电压的大小的输出电压检测信号作为输入的过程；

输出将上述输出电压检测信号与基准电压的差放大而得的误差信号的过程；

生成通过在上述误差信号与规定的偏置电压的差值上乘以规定的系数而决定的上述开关元件的导通时间宽度的过程；

生成使上述输入电压检测信号、上述误差信号与规定的偏置电压的差值、及上述规定的系数的积除以上述输出电压检测信号与上述输入信号的差值而决定的开关元件的关断时间宽度的过程；和

在上述生成的上述开关元件的关断时间宽度结束时接收上述开关元件导通的定时信号，并且在上述生成的上述开关元件的导通时间宽度结束时接收上述开关元件关断的定时信号，而控制开关元件的导通/关断的过程。

根据本发明，能够实现不需要漏极电压检测方式的辅助绕组的临界PFC转换器，因此，能够使电感简单化，并且无需考虑由辅助绕组的短路引起的问题。进一步，也没有负电流检测方式的缺点，因此能够得到不会连续动作，也没有噪声引起的误动作，功率效率也提高等的效果。而且，也能够进行无需辅助绕组的临界交错的设计。

此外，根据本发明，通过导通延迟的插入，能够排除运算误差积累而妨碍零电流开关的危险性。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的临界PFC转换器的开关控制动作的概念的图。

图2是表示用于使图1所示的本发明的实施方式的临界PFC转换器具体化的临界PFC电路的实施例的图。

图3是表示在图2所示的临界PFC电路中使用的控制IC的电路结构的图。

图4是用于说明图3所示的控制IC的电路动作的时序图。

图5是表示在图3的电路中插入有导通延迟的控制IC的电路结构的图。

图6是用于说明图5所示的控制IC的电路动作的时序图。

图7是表示在图2所示的临界PFC电路中使用的控制IC的电路结构的另一个例子的图。

图8是用于说明图7所示的控制IC的电路动作的时序图。

图9是表示在图7的电路中进一步插入有导通延迟的控制IC的电路结构的图。

图10是用于说明图9所示的控制IC的电路动作的时序图。

图11是表示一般的PFC转换器的结构的图。

图12是表示现有的漏极电压检测方式的临界PFC转换器的结构的图。

图13是表示现有的负电流检测方式的临界PFC转换器的结构的图。

图14是用于说明图13的动作的时序图。

图15是表示图14所示的延迟时间Td与输入电压Vi的关系的图。

图16是表示将现有的负电流检测方式应用于二相临界交错的情况下的结构例的图。

图17是用于说明图16的动作的时序图。

符号说明

1临界PFC转换器

10误差放大器(Error Amp.)

11导通时间生成器(On Time Generator)

12驱动电路(Driving Circuit)

13关断时间生成器(Off Time Generator)

20控制IC(Integrated Circuit)

31、41第一比较电路(Comparator)

32、42第二比较电路(Comparator)

33、43(第一)RS触发器(Reset Set Type Flip-Flop)

34、44运算器(Operator)

35、45反相电路(Inverter)

36、46延迟电路(Delay Circuit)

37、47(第二)RS触发器(Reset Set Type Flip-Flop)

Comp误差信号

Vi输入电压

Vis输入电压的检测信号

L感应系数

L1电感

Q1开关元件

D1逆流防止二级管

Vo输出电压

Vos输出电压检测电压

Vcomp误差信号Comp的电压、COMP电压

C1平滑电容器

C2输出电容器(电解电容器)

R1～R4电阻

C3、C4相位调整用电容器

R5相位调整用电阻

Vbias偏置电压(恒定电压源)

C8电容器(电容值固定)

S1、S2开关

Ic电流源

Id电流源

具体实施方式

下面，对本发明的实施方式进行详细说明。

本发明的临界PFC转换器的基本概念是，根据开关元件的导通宽度、输入电压和输出电压的各自的值，实施规定的运算，决定临界PFC转换器的临界点，即开关元件的导通定时。下面，对该基本概念进一步进行详细说明。

对上述的现有的临界PFC转换器进行考察，输入电压Vi的频率和输出电压Vo的脉动频率(ripple frequency)分别最大为50Hz～60Hz和100Hz～120Hz。此外，开关的频率多使用100kHz左右。因此，因为开关频率是输入电压Vi和输出电压Vo的脉动频率的约1000倍，所以在开关的一个周期内，能够将输入电压Vi和输出电压Vo看作是一定。如果在开关的一个周期内将输入电压Vi看作是一定，则开关的一个周期中电感的充电电流ΔIon由下式(1)表示。

【数1】

$\mathrm{\ΔIon}=\frac{\mathrm{Vi}\·\mathrm{Ton}}{L}---\left(1\right)$

其中，Ton是开关元件的导通宽度。此外，如上所述，L是电感的感应系数。而且，如果将输出电压Vo也看作一定，则在开关的一个周期中电感的放电电流ΔIoff由下式(2)表示。

【数2】

$\mathrm{\ΔIoff}=\frac{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vi})\·\mathrm{Toff}}{L}---\left(2\right)$

其中，Toff是开关元件的关断宽度。如上所述，在升压型转换器中，存在输出电压Vo高于输入电压Vi的关系，已知电感电流减少时，以(Vo-Vi)/L的斜度减少。

在临界动作中，电感的充电电流和放电电流相同，因此，根据上述式(1)、(2)，开关元件的关断宽度和导通宽度的关系由式(3)表示。

【数3】

$\mathrm{Toff}=\frac{\mathrm{Vi}\·\mathrm{Ton}}{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vi})}---\left(3\right)$

根据上述式(3)，如果已知开关元件的导通宽度Ton、输入电压Vi和输出电压Vo，则能够求得开关元件的关断宽度Toff。如果已知开关元件的关断宽度Toff，则通过检测临界点，并在检测出的临界点进行开关元件的导通，能够实现临界动作。

图1是表示本发明的实施方式的临界PFC转换器1的开关控制动作的概念的图。在由PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)对开关元件进行开关控制的情况下，开关元件的导通宽度Ton被认为是与作为误差放大器10的输出的误差信号Comp的值(电压)Vcomp(以下，称为COMP电压Vcomp)成比例，因此，当以此为基础来决定开关元件的导通宽度Ton时，开关元件的导通宽度Ton由式(4)表示。图1中，电阻R1和R2对输入电压Vi进行分压，并生成输入电压检测信号Vis，电阻R3和R4对输出电压Vo进行分压并生成输出电压检测信号Vos。也可以省略电阻R1、R2或R3、R4，将输入电压Vi直接作为输入电压检测信号Vis，或将输出电压Vo直接作为输出电压检测信号Vos。另外，作为误差放大器10的输出的COMP电压Vcomp是放大了作为输出电压Vo的检测电压的输出电压检测信号Vos与基准电压Vref的差的信号。

【数4】

Ton＝(Vcomp-Vbias)·k                  (4)

在式4中，k、Vbias为常数。另外，Vbias不仅可以是正值，也可以为负或零值。通过将上述式(4)代入上述式(3)，成为临界动作的开关元件的关断宽度Toff由下式(5)表示。

【数5】

$\mathrm{Toff}=\frac{\mathrm{Vi}\·(\mathrm{Vcomp}-\mathrm{Vbias})}{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vi})}\·k---\left(5\right)$

在以上的考察中，根据上述式(4)，使用作为误差放大器10的输出的COMP电压Vcomp，由导通时间生成器11生成导通宽度Ton，由此可知开关元件Q1的关断定时(导通宽度Ton的结束定时)，在该关断定时将(开关)OFF信号输入驱动电路12。此外，根据上述式(5)，使用由输入电压检测信号Vis、作为输出电压Vo的检测电压的输出电压检测信号Vos、由导通时间生成器11生成的开关元件的导通宽度Ton，由关断时间生成器13生成关断宽度Toff，由此可知开关元件Q1的导通定时(临界点、关断宽度Toff的结束定时)，在该导通定时将(开关)ON信号输入驱动电路12。根据输入至驱动电路12的(开关)OFF信号和(开关)ON信号，驱动电路12对开关元件Q1进行导通/关断控制，从而能够实现临界高功率因数(PFC)的开关电源装置，即功率因数改善电源装置。

图2是表示用于使图1所示的本发明的实施方式的临界PFC转换器1具体化的临界PFC电路的实施例的图。在图2的临界PFC电路的实施例中，Vis如在图1中已说明的那样，为输入电压Vi的检测电压，由于电阻R1和R2的分压，由下式(6)表示。

【数6】

Vis＝Mi·Vi                              (6)

在此，Mi是由电阻R1和R2的分压比决定的常数。另外，如上所述，在将输入电压Vi直接作为输入电压检测信号Vis的情况下，Mi＝1。此外，Vos如在图1中已说明的那样，为输出电压Vo的检测电压，由于电阻R3和R4的分压，由下式(7)表示。

【数7】

Vos＝Mo·Vo                           (7)

在此，Mo是由电阻R3和R4的分压比决定的常数。另外，如上所述，在将输出电压Vo直接作为输出电压检测信号Vos的情况下，Mo＝1。而且，依据上述式(5)，将开关元件的关断宽度Toff的运算式表示为式(8)。

【数8】

$\mathrm{Toff}=\frac{\mathrm{Vis}\·(\mathrm{Vcomp}-\mathrm{Vbias})}{(\mathrm{Vos}-\mathrm{Vis})}\·k---\left(8\right)$

进一步将上述式(6)、(7)代入式(8)，能够如下式(9)那样表示开关元件的关断宽度Toff。

【数9】

$\mathrm{Toff}=\frac{\mathrm{Mi}\·\mathrm{Vi}(\mathrm{Vcomp}-\mathrm{Vbias})}{(\mathrm{Mo}\·\mathrm{Vo}-\mathrm{Mi}\·\mathrm{Vi})}\·k=\frac{\mathrm{Vi}\·(\mathrm{Vcomp}-\mathrm{Vbias})}{(\frac{\mathrm{Mo}}{\mathrm{Mi}}\·\mathrm{Vo}-\mathrm{Vi})}\·k---\left(9\right)$

上述式(9)与式(5)相比，在Mo比Mi大的情况下，开关元件的关断宽度Toff比临界动作所必需的关断宽度小，由此成为连续动作。从而，为了不进行连续动作，Mo需要设定为与Mi相同或比其稍小。

另外，在图2的临界PFC电路的实施例中，C3、C4、R5为相位补偿用的电路元件，C表示电容器，R表示电阻。此外，控制IC20表示以IC(Integrated Circuit：集成电路)技术对图1所示的导通时间生成器11、驱动电路12和关断时间生成器13的电路进行集成化而实现。此外，为了进行说明，将误差放大器10表示于控制IC20的外部，但实际上将误差放大器10也设置在控制IC20的内部。另外，在图1、2中，开关元件Q1作为一个元件被表示，但也可以并联连接有多个开关元件。

图3是表示在图2所示的临界PFC电路中使用的控制IC的电路结构的图。而且，图4是用于说明图3所示的控制IC的电路动作的时序图。如图3所示，将通过电容器C8的充放电而得到的电压VC8输入第一比较器31，与COMP电压Vcomp比较，将第一比较器31的比较结果施加在RS触发器33的复位端子R上。另一方面，将通过电容器C8的充放电而得到的电压VC8输入第二比较器32，与偏置电压Vbias比较，将第二比较器32的比较结果施加在RS触发器33的置位端子S上。而且，将RS触发器33的Q输出作为输出信号Vout输出至Out端子，将它施加于图2所示的开关元件Q1的栅极而控制开关元件Q1。此外，将RS触发器33的Q反(Q-bar)输出(Q输出的反相输出)经由反相电路(反相器，inverter)35施加于开关S1的控制部(未图示)，而控制开关S1的导通/关断，并且施加于开关S2的控制部(未图示)，而控制开关S2的导通/关断。另外，图4的时序图所示的Vds为图2所示的开关元件Q1的漏极-源极间的电压。

图4中，从输出信号Vout的上升沿到下一个上升沿是一个开关周期，图4表示了4个开关周期。在这4个开关周期中，表示组合有COMP电压Vcomp低的情况和高的情况、以及输入电压Vi低的情况和高的情况的4种状态的开关动作。另外，在图4中表示为该4种状态连续出现的状况，但这只是用于说明，实际上Vcomp、Vi并非这样变化。比较图4的第一、二开关周期和第三、四开关周期可知，当COMP电压Vcomp高时导通宽度Ton变长。此外，比较第一、三开关周期和第二、四开关周期可知，当输入电压Vi高时，电压VC8减少时的斜度减小。另外，以上的说明也同样适用于后述的图6。

此外，电容器C8的充电电流Ic固定，且被控制为固定的电流从电流源(恒定电流源)流出，放电电流Id被控制为，通过使用Ic、Vis和Vos进行下式(10)所示的运算的运算器34的运算而决定的电流从电流源流出。即，决定放电电流Id的电流源由一种跨导放大器构成。另外，电容器C8的充电电流Ic和放电电流Id通过开关S1/S2被接入充电路径或放电路径，该开关S1/S2根据RS触发器33的Q反输出的逻辑电平进行导通/关断。此外，电容器C8在控制IC20内通过IC技术被实现，因此，能够设定为预先决定的电容值(例如10pF)。

【数10】

$\mathrm{Id}=\frac{(\mathrm{Vos}-\mathrm{Vis})}{\mathrm{Vis}}\·\mathrm{Ic}---\left(10\right)$

接着，在电容器C8的电压VC8从Vbias充电至Vcomp(该充电时间相当于图1所示的导通时间生成器11生成的导通宽度Ton)的情况下，开关元件的导通宽度由下式(11)表示。

【数11】

$\mathrm{Ton}=(\mathrm{Vcomp}-\mathrm{Vbias})\·\frac{C8}{\mathrm{Ic}}---\left(11\right)$

在此，电容器C8的电容值也同样以C8表示。此外，如上所述，在电容器C8的电压VC8从Vcomp放电至Vbias(该放电时间相当于图1所示的关断时间生成器13生成的关断宽度Toff)的情况下，开关元件的关断宽度由下式(12)表示。

【数12】

$\mathrm{Toff}=(\mathrm{Vcomp}-\mathrm{Vbias})\·\frac{C8}{\mathrm{Id}}=\frac{\mathrm{Vis}\·(\mathrm{Vcomp}-\mathrm{Vbias})}{(\mathrm{Vos}-\mathrm{Vis})}\·\frac{C8}{\mathrm{Ic}}---\left(12\right)$

因此，式(12)与式(8)为相同的形式，式(8)的常数k由下式(13)表示。

【数13】

$k=\frac{C8}{\mathrm{Ic}}---\left(13\right)$

这样，本发明的临界PFC转换器是，在控制IC电路内，设置运算器、比较器、电容器、电流源、电压源、电容器的充放电电路等，进而将通过电容器的充放电而得到的电压在比较器中与规定的值进行比较运算，并且利用运算器实施成为规定的放电电流的运算，从而决定关断定时和导通定时。而且，通过根据关断定时和导通定时将(开关)OFF信号和(开关)ON信号从控制IC电路的Out端子输入开关元件Q1的栅极，控制开关元件Q1，能够实现高功率因数(PFC)的开关电源装置，即功率因数改善电源装置。

图5是表示在图3的电路中进一步插入有导通延迟的控制IC的电路结构的图。在此，所谓“导通延迟”是指使导通定时延迟，是其简称(以下相同)。图6是用于说明图5所示的控制IC的电路动作的时序图。在图3的控制IC的电路结构中，只通过运算决定关断定时和导通定时，因此，在运算误差累积的情况下，可能从实现临界动作的零电流开关偏离。因此，在图5所示的控制IC的电路结构中，为了排除运算误差累积的危险性而导入实施导通延迟的延迟电路，使得不累积运算误差。

如图5所示，将通过电容器C8的充放电而得到的电压VC8输入第一比较器31，与COMP电压Vcomp进行比较，将第一比较器31的比较结果分别施加于(第一)RS触发器33和(第二)RS触发器37的复位端子R。另一方面，将通过电容器C8的充放电而得到的电压VC8输入第二比较器32，与偏置电压Vbias进行比较，将第二比较器32的比较结果输入延迟电路36，由延迟电路36实施导通延迟，将其输出施加于(第一)RS触发器33的置位端子S。而且，将(第一)RS触发器33的Q输出作为输出信号Vout输出至Out端子，将它施加于图2所示的开关元件Q1的栅极而控制开关元件Q1。此外，将(第一)RS触发器33的Q反输出经由反相电路(反相器)35施加于开关S1的控制部(未图示)而控制开关S1的导通/关断。另一方面，将第二比较器32的比较结果施加于(第二)RS触发器37的置位端子S。而且，将(第二)RS触发器37的Q反输出施加于开关S2的控制部(未图示)而控制开关S2的导通/关断。

电容器C8的充电电流Ic固定，且被控制为固定的电流从电流源(恒定电流源)流出，放电电流Id被控制为，通过使用Ic、Vis和Vos进行上述式(10)所示的运算的运算器34的运算而决定的电流从电流源流出。在该情况下，决定放电电流Id的电流源也由一种跨导放大器构成。电容器C8的充电电流Ic通过开关S1被接入充电路径，该开关S1根据(第一)RS触发器33的Q反输出的逻辑电平进行导通/关断，电容器C8的放电电流Id通过开关S2被接入放电路径，该开关S2根据(第二)RS触发器37的Q反输出的逻辑电平进行导通/关断。根据该结构，即使开关S2关断(切断)，放电电流Id的电容器C8的放电结束，在导通延迟(图6所示的延迟(Delay))结束之前，开关S1也不会导通(接通)，C8的充电不会开始。另外，图6的时序图所示的Vds是图2所示的开关元件Q1的漏极-源极间的电压。

这样，图5所示的控制IC的电路结构，通过导通延迟的插入，即使在由于运算误差而导致关断宽度Toff比临界动作所需的关断宽度小的情况下，通过延长关断宽度Toff能够保证零电流开关，能够排除运算误差累积而妨碍零电流开关的危险性。

图7是表示在图2所示的临界PFC电路中使用的控制IC的电路结构的其它例子的图，表示的是偏置电压Vbias比COMP电压Vcomp高的情况下的控制IC的电路结构。图8是用于说明图7所示的控制IC的电路动作的时序图。如图7所示，将通过电容器C8的充放电而得到的电压VC8输入第一比较器41，与COMP电压Vcomp进行比较，将第一比较器41的比较结果施加于RS触发器43的复位端子R。另一方面，将通过电容器C8的充放电而得到的电压VC8输入第二比较器42，与偏置电压Vbias进行比较，将第二比较器42的比较结果施加于RS触发器43的置位端子S。而且，将RS触发器43的Q输出作为输出信号Vout输出至Out端子，将它施加于图2所示的开关元件Q1的栅极而控制开关元件Q1。此外，将RS触发器43的Q输出经由反相电路(反相器)45施加于开关S1的控制部(未图示)而控制开关S1的导通/关断，并且施加于开关S2的控制部(未图示)而控制开关S2的导通/关断。另外，图8的时序图所示的Vds是图2所示的开关元件Q1的漏极-源极间的电压。

图8中，从输出信号Vout的上升沿到下一个上升沿是一个开关周期，图8表示了4个开关周期。在这4个开关周期中，表示组合有COMP电压Vcomp低的情况和高的情况、以及输入电压Vi低的情况和高的情况的4种状态的开关动作。另外，在图8中表示为该4种状态连续出现的状况，但这只是用于说明，实际上Vcomp、Vi并非这样变化。比较图8的第一、二开关周期和第三、四开关周期可知，当COMP电压Vcomp低时导通宽度Ton变长。此外，比较第一、三开关周期和第二、四开关周期可知，当输入电压Vi高时，电压VC8增大时的斜度减小。另外，以上的说明也同样适用于后述的图10。

此外，电容器C8的放电电流Id固定，且被控制为固定的电流从电流源(恒定电流源)流出，充电电流Ic被控制为，通过使用Id、Vis和Vos进行下式(14)所示的运算的运算器44的运算而决定的电流从电流源流出。即，决定充电电流Ic的电流源，由一种跨导放大器构成。另外，电容器C8的充电电流Ic和放电电流Id通过开关S1/S2被接入充电路径或放电路径，该开关S1/S2根据RS触发器43的Q输出的逻辑电平进行导通/关断。此外，电容器C8在控制IC20内通过IC技术被实现，因此能够设定为预先决定的电容值(例如10pF)。

【数14】

$\mathrm{Ic}=\frac{(\mathrm{Vos}-\mathrm{Vis})}{\mathrm{Vis}}\·\mathrm{Id}---\left(14\right)$

接着，在电容器C8的电压VC8从Vbias放电至Vcomp(该放电时间相当于图1所示的导通时间生成器11生成的导通宽度Ton)的情况下，开关元件的导通宽度由下式(15)表示。

【数15】

$\mathrm{Ton}=(\mathrm{Vbias}-\mathrm{Vcomp})\·\frac{C8}{\mathrm{Id}}---\left(15\right)$

在此，电容器C8的电容值也同样以C8表示。此外，如上所述，在电容器C8的电压VC8从Vcomp充电至Vbias(该充电时间相当于图1所示的关断时间生成器13生成的关断宽度Toff)的情况下，开关元件的关断宽度由下式(16)表示。

【数16】

$\mathrm{Toff}=(\mathrm{Vcomp}-\mathrm{Vbias})\·\frac{C8}{\mathrm{Ic}}=\frac{\mathrm{Vis}\·(\mathrm{Vcomp}-\mathrm{Vbias})}{(\mathrm{Vos}-\mathrm{Vis})}\·\frac{C8}{\mathrm{Id}}---\left(16\right)$

因此，式(16)与式(8)为相同的形式，式(8)的常数k由下式(17)表示。

【数17】

$k=\frac{C8}{\mathrm{Id}}---\left(17\right)$

这样，本发明的临界PFC转换器是，在控制IC电路内，设置有运算器、比较器、电容器、电流源、电压源、电容器的充放电电路等，进而将通过电容器的充放电而得到的电压在比较器中与规定的值进行比较运算，并且利用运算器实施成为规定的充电电流的运算，从而决定关断定时和导通定时。而且，通过根据关断定时和导通定时将(开关)OFF信号和(开关)ON信号从控制IC电路的Out端子输入开关元件Q1的栅极，控制开关元件Q1，能够实现高功率因数(PFC)的开关电源装置，即功率因数改善电源装置。

图9是表示在图7的电路中进一步插入有导通延迟的控制IC的电路结构的图。在此，所谓“导通延迟”是指上述那样使导通定时延迟，是其简称。而且，图10是用于说明图9所示的控制IC的电路动作的时序图。在图7的控制IC的电路结构中，只通过运算来决定关断定时和导通定时，因此在运算误差累积的情况下，可能从实现临界动作的零电流开关偏离。因此，在图9所示的控制IC的电路结构中，为了排除运算误差累积的危险性而导入实施导通延迟的延迟电路，使得不累积运算误差。

如图9所示，将通过电容器C8的充放电而得到的电压VC8输入第一比较器41，与COMP电压Vcomp进行比较，将第一比较器41的比较结果分别施加于(第一)RS触发器43和(第二)RS触发器47的复位端子R。另一方面，将通过电容器C8的充放电而得到的电压VC8输入第二比较器42，与偏置电压Vbias进行比较，将第二比较器42的比较结果输入(第一)RS触发器43的置位端子S，将(第一)RS触发器41的Q输出经由反相电路(反相器)45施加于开关S1的控制部(未图示)而控制开关S1的导通/关断。另一方面，将第二比较器42的比较结果输入延迟电路46，由延迟电路46实施导通延迟，将其输出施加于(第二)RS触发器47的置位端子S。而且，将(第二)RS触发器47的Q输出作为输出信号Vout输出至Out端子，将它施加于图2所示的开关元件Q1的栅极而控制开关元件Q1。此外，将(第二)RS触发器47的Q输出施加于开关S2的控制部(未图示)而控制开关S2的导通/关断。

电容器C8的放电电流Id固定，且被控制为固定的电流从电流源(恒定电流源)流出，充电电流Ic被控制为，通过使用Id、Vis和Vos进行上述式(14)所示的运算的运算器44的运算而决定的电流从电流源流出。即，决定充电电流Ic的电流源由一种跨导放大器构成。电容器C8的充电电流Ic通过开关S1被接入充电路径，该开关S1根据(第一)RS触发器43的Q输出的逻辑电平进行导通/关断，电容器C8的放电电流Id通过开关S2被接入放电路径，该开关S2根据(第二)RS触发器47的Q输出的逻辑电平进行导通/关断。根据该结构，即使开关S1关断(切断)，充电电流Ic的电容器C8的充电结束，在导通延迟(图10所示延迟(Delay))结束之前，开关S2也不会导通(接通)，C8的放电不会开始。另外，图10的时序图所示的Vds是图2所示的开关元件Q1的漏极一源极之间的电压。

这样，图9所示的控制IC的电路结构，通过导通延迟的插入，即使在由于运算误差而导致关断宽度Toff比临界动作所需的关断宽度小的情况下，也能够通过延长关断宽度Toff而保证零电流开关，能够排除运算误差累积而妨碍零电流开关的危险性。

如以上所说明的，根据本发明，能够实现不需要漏极电压检测方式的辅助绕组的临界PFC转换器，因此，能够使电感简单化且无需考虑由辅助绕组的短路引起的问题。进而，因为也没有负电流检测方式的缺点，所以能够得到不会进行连续动作，此外，也没有由噪声引起的误动作，功率效率提高的效果。而且，因为也能够设计无需辅助绕组的临界交错，所以能够带来临界交错电源的简单化、薄型化和低成本化。

此外，进一步，根据本发明，通过导通延迟的插入，开关元件的开关能够保证为零电流开关，因此，能够排除运算误差累积而妨碍零电流开关的危险性。

Claims (14)

1.一种功率因数改善电源装置，其改善升压型转换器的功率因数，该功率因数改善电源装置的特征在于，包括：

开关元件；

检测输入电压的大小并输出输入电压检测信号的输入电压检测电路；

检测输出电压的大小并输出输出电压检测信号的输出电压检测电路；

输出将所述输出电压检测信号与基准电压的差放大而得的误差信号的误差放大器；

导通宽度生成电路，其生成通过在所述误差信号与规定的偏置电压的差值上乘以规定的系数而决定的所述开关元件的导通时间宽度；

关断宽度生成电路，其生成使所述输入电压检测信号、所述误差信号与规定的偏置电压的差值、及所述规定的系数的积除以所述输出电压检测信号与所述输入信号的差值而决定的开关元件的关断时间宽度；和

开关元件驱动电路，其在所述关断宽度生成电路所生成的所述开关元件的关断时间宽度结束时接收所述开关元件导通的定时信号，并且在所述导通宽度生成电路所生成的所述开关元件的导通时间宽度结束时接收所述开关元件关断的定时信号，而控制开关元件的导通/关断。

2.如权利要求1所述的功率因数改善电源装置，其特征在于，包括：

生成所述开关元件导通的定时信号和所述开关元件关断的定时信号的电容器；

通过以规定的充电电流将该电容器从所述规定的偏置电压充电至所述误差信号而决定所述开关元件的导通时间宽度的电容器充电电路；和

通过以规定的放电电流将该电容器从所述误差信号放电至所述规定的偏置电压而决定所述开关元件的关断时间宽度的电容器放电电路。

3.如权利要求2所述的功率因数改善电源装置，其特征在于：

所述电容器充电电路具有控制所述规定的充电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述电容器的充电路径的第一开关电路，

所述电容器放电电路具有控制所述规定的放电电流的电流源、和将该电流源接入所述电容器的放电路径的第二开关电路，

所述规定的充电电流通过所述恒定电流源被设定在固定值，所述电流源将所述规定的放电电流的值设定为：

规定的放电电流＝规定的充电电流×(输出电压检测信号-输入电压检测信号)/输入电压检测信号。

4.如权利要求2所述的功率因数改善电源装置，其特征在于：

利用所述电容器的电容值、和将所述电容器从所述规定的偏置电压充电至所述误差信号时所使用的规定的充电电流的比率决定所述规定的系数。

5.如权利要求2所述的功率因数改善电源装置，其特征在于：

包括：

将所述电容器的两端电压和所述误差信号进行比较的第一比较电路；和

将所述电容器的两端电压和所述规定的偏置信号进行比较的第二比较电路，

在检测到所述电容器的两端电压已超过所述误差信号时，所述第一比较电路输出所述关断的定时信号，

在检测到所述电容器的两端电压在所述偏置信号以下时，所述第二比较电路输出所述导通的定时信号。

6.如权利要求5所述的功率因数改善电源装置，其特征在于：

在所述第二比较电路的输出侧添加延迟电路，使从所述第二比较电路输出的所述导通的定时信号延迟规定时间，使所述导通的定时延迟。

7.如权利要求1所述的功率因数改善电源装置，其特征在于，包括：

生成所述开关元件导通的定时信号和所述开关元件关断的定时信号的电容器；

通过以规定的放电电流将该电容器从所述规定的偏置电压放电至所述误差电压而决定所述开关元件的导通时间宽度的电容器放电电路；和

通过以规定的充电电流将该电容器从所述误差信号充电至所述规定的偏置电压而决定所述开关元件的关断时间宽度的电容器充电电路。

8.如权利要求7所述的功率因数改善电源装置，其特征在于：

所述电容器放电电路具有控制所述规定的放电电流的恒定电流源、和将该恒定电流源接入所述电容器的放电路径的第一开关电路，

所述电容器充电电路具有控制所述规定的充电电流的电流源、和将该电流源接入所述电容器的充电路径的第二开关电路，

所述规定的放电电流通过所述恒定电流源被设定在固定值，所述电流源将所述规定的充电电流的值设定为：

规定的充电电流＝规定的放电电流×(输出电压检测信号-输入电压检测信号)/输入电压检测信号。

9.如权利要求7所述的功率因数改善电源装置，其特征在于：

利用所述电容器的电容值、和将所述电容器从所述规定的偏置电压放电至所述误差信号时所使用的规定的放电电流的比率决定所述规定的系数。

10.如权利要求7所述的功率因数改善电源装置，其特征在于：

包括：

将所述电容器的两端电压和所述误差信号进行比较的第一比较电路；和

将所述电容器的两端电压和所述规定的偏置信号进行比较的第二比较电路，

在检测到所述电容器的两端电压为所述误差信号以下时，所述第一比较电路输出所述关断的定时信号，

在检测到所述电容器的两端电压已超过所述偏置信号时，所述第二比较电路输出所述导通的定时信号。

11.如权利要求10所述的功率因数改善电源装置，其特征在于：

在所述第二比较电路的输出侧添加延迟电路，使从所述第二比较电路输出的所述导通的定时信号延迟规定时间，使所述导通的定时延迟。

12.一种控制电路，其用于功率因数改善电源装置，该控制电路的特征在于：

其以表示输向所述功率因数改善电源装置的输入电压的大小的输入电压检测信号、和表示所述功率因数改善电源装置的输出电压的大小的输出电压检测信号作为输入，包括：

误差放大器，输出将所述输出电压检测信号与基准电压的差放大而得的误差信号；

导通宽度生成电路，其生成通过在所述误差信号与规定的偏置电压的差值上乘以规定的系数而决定的所述开关元件的导通时间宽度；

关断宽度生成电路，其生成使所述输入电压检测信号、所述误差信号与规定的偏置电压的差值、及所述规定的系数的积除以所述输出电压检测信号与所述输入信号的差值而决定的开关元件的关断时间宽度；和

开关元件驱动电路，其在所述关断宽度生成电路所生成的所述开关元件的关断时间宽度结束时接收所述开关元件导通的定时信号，并且在所述导通宽度生成电路所生成的所述开关元件的导通时间宽度结束时接收所述开关元件关断的定时信号，而控制开关元件的导通/关断。

13.如权利要求12所述的控制电路，其特征在于，包括：

电压检测电路，其构成为，在检测所述输入电压检测信号或所述输出电压检测信号时，在应检测的电压与地之间串联连接两个电阻，且从该电阻的串联连接点得到应检测的电压。

14.一种用于改善功率因数改善电源装置的功率因数的控制方法，其控制开关元件的导通/关断的时间宽度以改善功率因数改善电源装置的功率因数，该控制方法的特征在于，包括：

取得表示输向所述功率因数改善电源装置的输入电压的大小的输入电压检测信号和表示所述功率因数改善电源装置的输出电压的大小的输出电压检测信号作为输入的过程；

输出将所述输出电压检测信号与基准电压的差放大而得的误差信号的过程；

生成通过在所述误差信号与规定的偏置电压的差值上乘以规定的系数而决定的所述开关元件的导通时间宽度的过程；

生成使所述输入电压检测信号、所述误差信号与规定的偏置电压的差值、及所述规定的系数的积除以所述输出电压检测信号与所述输入信号的差值而决定的开关元件的关断时间宽度的过程；和

在所述生成的所述开关元件的关断时间宽度结束时接收所述开关元件导通的定时信号，并且在所述生成的所述开关元件的导通时间宽度结束时接收所述开关元件关断的定时信号，而控制开关元件的导通/关断的过程。

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