CN101689810A - 多输出开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

多输出开关电源装置具备：通过接通/关断第1开关元件(Q1)，调整对变压器的一次线圈施加直流电压的时间的控制电路；对变压器的第1二次线圈中产生的电压进行整流滤波来取出第1输出电压的第1整流滤波电路；与一端与整流滤波电路的输出端子连接的开关元件(Q2)的另一端连接，对在变压器的第2二次线圈的另一端产生的电压进行整流滤波来取出第3输出电压的第3整流滤波电路；以及根据变压器的第1二次线圈中产生的电压、第2输出电压以及第3输出电压，调整开关元件(Q2)的接通/关断的时间的控制电路(13)。

Description

多输出开关电源装置
技术领域
本发明涉及一种具有多个输出的多输出开关电源装置。
背景技术
图1是表示相关的多输出开关电源装置的结构的电路图。在该多输出开关电源装置中，输出电压Vin由将商用电源的交流电整流滤波后的直流电压形成，在输入电压Vin之间串联连接变压器T1的一次线圈P1和例如由MOSFET构成的开关元件Q1。控制电路12-1控制开关元件Q1的接通/关断。
此外，在变压器T1的2次侧设置有整流滤波电路，该整流滤波电路与被缠绕成相对于变压器T1的一次线圈P1的电压生成反相的电压的二次线圈S1连接。整流滤波电路由二极管D1和整流电容器C1构成，对在变压器T1的二次线圈S1中感生的电压进行整流以及滤波，从第一输出端子作为第一输出电压Vo1来输出。
取出第一输出电压Vo1的变换器一般作为回扫变换器而被公知，在开关元件Q1接通期间，在变压器T1的一次线圈P1中积蓄励磁能，在开关元件Q1关断后，经由二极管D1向输出释放能量。反馈电路10向一次侧的控制电路12-1反馈第一输出电压Vo1和基准电压的误差信号，控制电路12-1根据误差信号调整开关元件Q1的接通宽度，将第一输出电压Vo1控制为规定值。
第二输出电压Vo2、第三输出电压Vo3，通过与回扫变换器的第一输出端子连接的、例如降压斩波器等DC-DC变换器取出。
降压斩波器在第一输出端子和第二输出端子以及第三输出端子之间分别串联连接了开关元件Q2、Q3和电抗器L2以及L3。在开关元件Q2、Q3和电抗器L2、L3的连接点与大地之间连接有再生用二极管D2、D3。
控制电路12-2、12-3通过控制开关元件Q2、Q3的接通宽度，来控制输出电压。在开关元件Q2、Q3接通的期间，从第一输出端子经由电抗器L2、L3向第二以及第三输出端子供给电力。在开关元件Q2、Q3关断后，在电抗器L2、L3中积蓄的能量经由再生二极管D2、D3向第二以及第三输出端子释放。
在电抗器L2、L3中连续流过电流的负载区域中，第二以及第三输出电压Vo2、Vo3表现为对电抗器L2、L3施加的电压的平均值，当把开关元件Q2、Q3的接通工作状态设为Don时，输出电压Vo2、Vo3大致成为Vo1×Don。在电抗器L2、L3中流过的电流成为不连续的轻负载区域时，输出与开关元件Q2、Q3的接通宽度相对应的电力。
发明内容
通过上述的多输出开关电源装置，三个输出电压Vo1、Vo2、Vo3都可以高精度地取出，但是为了取出第二输出电压Vo2、第三输出电压Vo3，DC/DC变换器分别需要开关元件、扼流圈、控制IC这样的部件，会导致成本升高以及安装面积增大。此外，在各个变换器以不同的频率进行动作时，有时各个电路之间相互干扰，动作变得不稳定。
此外，作为这种现有技术，例如，已知有在日本专利公开公报特开2003-259644号公报中所记载的技术。
如上所述，在相关的多输出开关电源装置中，需要对每个输出构成DC/DC变换器，存在由于追加部件而导致成本升高以及安装面积增大的问题，此外，还有可能由于各个输出之间相互干扰而造成动作变得不稳定。
根据本发明，可以提供一种能够通过便宜的电路结构使各个输出稳定的多输出开关电源装置。
即，为了解决上述课题，根据本发明的第1技术面，其特征为：多输出开关电源装置具备：具有一次线圈和第1二次线圈以及第2二次线圈的变压器；通过接通/关断第1开关元件，调整对所述变压器的一次线圈施加直流电压的时间的第1控制电路；对所述变压器的第1二次线圈中产生的电压进行整流滤波来取出第1输出电压的第1整流滤波电路；一端被连接到所述第1整流滤波电路的输出端子的第2开关元件；被连接到所述第2开关元件的另一端，对在所述第2开关元件的另一端产生的电压进行整流滤波来取出第2输出电压的第2整流滤波电路；所述变压器的第2二次线圈的一端被连接到所述第2开关元件的另一端，对在所述变压器的第2二次线圈的另一端产生的电压进行整流滤波来取出第3输出电压的第3整流滤波电路；以及根据所述第2输出电压和所述第3输出电压，调整所述第2开关元件的接通/关断的时间的第2控制电路。
根据本发明的第2技术面，其特征为：在第1技术面的多输出开关电源装置中，所述第2控制电路，根据所述第3输出电压调整从所述第1开关元件接通后到所述第2开关元件接通的时间，并且根据所述第2输出电压调整所述第2开关元件接通的期间。
根据本发明的第3三技术面，其特征为：在第一技术面的多输出开关电源装置中，所述第2控制电路，根据所述第3输出电压调整从所述第1开关元件关断后到所述第2开关元件接通的时间，并且根据所述第2输出电压调整所述第2开关元件接通的期间。
根据本发明的第4技术面，其特征为：在所述第一技术面的多输出开关电源装置中，所述第2控制电路，根据所述第3输出电压调整从所述变压器的第1二次线圈的电压上升后到所述第2开关元件接通的时间，并根据所述第2输出电压调整所述第2开关元件接通的期间。
根据本发明的第5技术面，其特征为：在第一技术面的多输出开关电源装置中，所述第2控制电路，根据所述第3输出电压调整从所述变压器的第1二次线圈的电压下降后到所述第2开关元件接通的时间，并根据所述第2输出电压调整所述第2开关元件接通的期间。
附图说明
图1是表示相关的多输出开关电源装置的结构的电路图。
图2是表示本发明实施例1的多输出开关电源装置的结构的电路图。
图3是实施例1的多输出开关电源装置的控制电路13的内部电路图。
图4是表示实施例1的控制电路13的动作的时序图。
图5是表示本发明实施例1的多输出开关电源装置的重负载时的动作的波形图。
图6是表示本发明实施例1的多输出开关电源装置的轻负载时的动作的波形图。
图7是实施例2的多输出开关电源装置的控制电路13a的内部电路图。
图8是表示实施例2的控制电路13a的动作的时序图。
图9是表示本发明实施例2的多输出开关电源装置的动作的波形图。
具体实施方式
以下参照附图详细说明本发明的多输出开关电源装置的实施例。
(实施例1)
图2是表示本发明实施例1的多输出开关电源装置的结构的电路图。在该多输出开关电源装置中，变压器T1a具有一次线圈P1和第1二次线圈S1以及第2二次线圈S2。
取出第1输出电压Vo1的变换器由回扫变换器构成。输入电压Vin由对商用电源的交流电压进行整流滤波后的直流电压构成，在输入电压Vin之间串联连接变压器T1a的一次线圈P1和例如由MOSFET构成的开关元件Q1(第1开关元件)。控制电路12-1(第1控制电路)通过规定的频率控制开关元件Q1的接通/关断来对直流电压Vin进行转换，施加给变压器T1a的一次线圈P1。
在变压器T1a的二次侧，设置有整理滤波电路(第1整流滤波电路)，其与被缠绕成相对于变压器T1a的一次线圈P1的电压生成反相电压的第1二次线圈S1连接。该整流滤波电路由二极管D1和滤波电容器C1构成，对在变压器T1a的第1二次线圈S1中感应的电压进行整流以及滤波，从第1输出端子作为第1输出电压Vo1输出。
反馈电路10向一次侧的控制电路12-1反馈第1输出电压Vo1和基准电压的误差信号，控制电路12-1根据误差信号调整开关元件Q1的接通宽度来将第1输出电压Vo1控制为规定电压。
通过与回扫变换器的第1输出端子连接的、例如降压斩波器等DC/DC变换器取出第1输出电压Vo2。在第1输出端子和第2输出端子之间串联连接例如由MOSFET构成的开关元件Q2(第2开关元件)和电抗器L2。
在开关元件Q2和电抗器L2的连接点与大地之间连接有再生用二极管D2。通过二极管D2、电抗器L2和滤波电容器C2构成整流滤波电路(第2整流滤波电路)。
控制电路13(第2控制电路)与开关元件Q2的栅极端子、变压器T1a的二次线圈S1的一端与二极管D1的阳极的连接点、电容器C2的一端、电容器C3的一端相连接，控制开关元件Q2的接通/关断。关于控制电路13的结构，将在后面详细说明。
以产生同相电压的方式缠绕变压器T1a的第2二次线圈S2和变压器T1a的第1二次线圈S1。在开关元件Q1和电抗器L2的连接点连接变压器T1a的第2二次线圈S2的一端，在第2二次线圈S2的另一端连接二极管D4的阳极，二极管D4的阴极与电抗器L3和电容器C3构成的滤波电路连接，将电容器C3的两端电压作为第3输出电压Vo3取出。此外，在二极管D4和电抗器L3的连接点与大地之间，连接有再生用二极管D3。通过二极管D3、D4、电抗器L3以及滤波电容器C3构成整流滤波电路(第3整流滤波电路)。
然后，说明控制电路13的内部电路。图3是实施例1的多输出开关电源装置的控制电路13的内部电路图。图4是表示实施例1的控制电路的动作的时序图。
控制电路13具有误差放大器EAP1、误差放大器EAP2、脉冲宽度调制电路PWM1、脉冲宽度调制电路PWM2、以及电平移位电路LVS。
在误差放大器EAP1的反相输入端子上连接电容器C3的一端来输入第3输出电压Vo3，在非反相输入端子连接基准电压Vref1。在误差放大器EAP2的反相输入端子连接电容器C2的一端来输入第2输出电压，在非反相输入端子输入基准电压Vref2。
在脉冲宽度调制电路PWM1的输入端子上连接变压器T1a的二次线圈S1的一端以及误差放大器EAP1的输出端子，在脉冲宽度调制电路PWM2的输入端子上连接脉冲宽度调制电路PWM1的输出端子和误差放大器EAP2的输出端子。脉冲宽度调制电路PWM2的输出端子经由电平移位电路LVS与开关元件Q2的栅极端子连接。
然后，一边参照图4的时序图一边说明图3所示的控制电路13的动作。
误差放大器EAP1将第3输出电压Vo3与基准电压Vref1进行比较，向脉冲宽度调制电路PWM1输出第3输出电压Vo3和基准电压Vref1的误差电压信号VEAP1。
脉冲宽度调制电路PWM1，与在变压器T1a的第1二次线圈S1中产生的负的电压同步地(例如在时刻t1)，即与开关元件Q1的接通同步地输出脉冲电压(PWM1输出)，同时通过内部的锯齿波生成电路生成PWM1锯齿波信号。
然后，当PWM1锯齿波信号的电压达到误差放大器EAP1输出的电压VEAP1时(例如时刻t2)，从脉冲宽度调制电路PWM1输出的脉冲电压成为L电平。即，根据从误差放大器EAP1输出的电压VEAP1，脉冲宽度调制电路PWM1输出脉冲电压的期间(时刻t1～时刻t2的期间)进行变化。
因为对误差放大器EAP1的反相输入端子输入了第3输出电压Vo3，所以当第3输出电压Vo3大于基准电压Vref1时，误差放大器EAP1输出的电压VEAP1减少，脉冲宽度调制电路PWM1输出脉冲电压的期间变短。另一方面，当第3输出电压Vo3小于基准电压Vref1时，误差放大器EAP1输出的电压VEAP1上升，脉冲宽度调制电路PWM1输出脉冲电压的期间变长。
误差放大器EAP2将第2输出电压Vo2与基准电压Vref2进行比较，向脉冲宽度调制电路PWM2输出第2输出电压Vo2和基准电压Vref2的误差电压信号VEAP2。
脉冲宽度调制电路PWM2与与脉冲宽度调制电路PWM1输出的脉冲电压的下降同步地(即在时刻t2)输出脉冲电压(PWM2输出)，同时通过内部的锯齿波生成电路生成PWM1锯齿波信号。
然后，当PWM2锯齿波信号的电压达到误差放大器EAP2输出的电压VEAP2时(例如时刻t4)，从脉冲宽度调制电路PWM2输出的脉冲电压成为L电平。即，根据从误差放大器EAP2输出的电压VEAP2，脉冲宽度调制电路PWM2输出脉冲电压的期间(时刻t2～时刻t4的期间)进行变化。
因为对误差放大器EAP2的反相输入端子输入了第2输出电压Vo2，所以当第2输出电压Vo2大于基准电压Vref2时，误差放大器EAP2输出的电压VEAP2减少，脉冲宽度调制电路PWM2输出脉冲电压的期间变短。另一方面，当第2输出电压Vo2小于基准电压Vref2时，误差放大器EAP2输出的电压VEAP2上升，脉冲宽度调制电路PWM2输出脉冲电压的期间变长。
然后，脉冲宽度调制电路PWM2输出的脉冲电压经由电平移位电路LVS被施加在开关元件Q2的栅极端子，通过该电压使开关元件Q2接通/关断。
如此，控制电路13通过第3输出电压Vo3控制从开关元件Q1接通时到开关元件Q2接通时的时间(例如时刻t1～时刻t2)，并且通过第2输出电压Vo2控制开关元件Q2接通的时间(例如时刻t2～时刻t4)。
图5是表示本发明实施例1的多输出开关电源装置的重负载时的动作的波形图，表示出了与第2输出端子连接的负载为重负载时的动作波形。
然后，参照图5说明实施例1的多输出开关电源装置的重负载时的动作。
在图5中，Vds(Q1)是开关元件Q1的漏极-源极间电压，Id(Q1)是开关元件Q1的漏极电流，If(D1)是二极管D1中流过的电流，V(L2)是电抗器L2的两端电压，I(L2)是电抗器L2中流过的电流，V(L3)是电抗器L3的两端电压，I(L3)是电抗器L3中流过的电流，Id(Q2)是开关元件Q2的漏极电流。
首先，在时刻t1，当通过来自控制电路12-1的信号开关元件Q1接通时，在变压器T1a的一次线圈P1施加输入电压Vin，在开关元件Q1中一次线圈P1的励磁电流作为漏极电源Id(Q1)流过。
然后，在时刻t2，当通过来自控制电路13的信号开关元件Q2接通时，在电抗器L2上施加第1输出电压Vo1和第2输出电压Vo2的差电压V(L2)，在电抗器L2中流过的电流I(L2)增加。
与此同时，经由二极管D4在电抗器L3上施加第1输出电压Vo1减去在第2二次线圈中产生的电压后得到的电压与第3输出电压Vo3的差电压V(L3)，在电抗器L3中流过的电流I(L3)增加。在第2二次线圈S2中产生输入电压的一次线圈P1和第2二次线圈S2的匝数比倍的电压。
然后，在时刻t3，当开关元件Q1关断时，在变压器T1a中积蓄的励磁能作为二极管D1的正向电流If(D1)从变压器T1a的第1二次线圈S1释放，在通过电容器C1进行滤波后输入到第1输出端子。
与此同时，变压器T1a的第2二次线圈S2的电压反相，在第2二次线圈S2中产生在第2二次线圈S1中产生的电压，即产生大约第1输出电压Vo1的匝数比倍的电压。施加在电抗器L3上的电压V(L3)，变为第1输出电压Vo1加上第2二次线圈S2的电压后的电压与第3输出电压Vo3的差电压，在电抗器L3中流过的电流I(L3)的斜率发生变化。
然后，在时刻t4，当开关元件Q2关断时，在电抗器L2上施加的电压V(L2)消失，在电抗器L2中积蓄的能量经由再生用二极管D2释放到第2输出端子。
此外，在电抗器L3中施加的电压V(L3)也消失，在电抗器L3中积蓄的能量经由沿着二极管D2、二次线圈S2、二极管D4、电抗器L3或再生用二极管D3、以及电抗器K3延伸存在的路径，输出到第3输出端子。在变压器T1a积蓄的能量继续经由二极管D1释放到第1输出端子。
然后，在时刻t5，在变压器T1a中积蓄的能量的释放结束，在时刻t6，开关元件Q1再次接通，返回时刻t1的状态。通过重复以上的动作，向第2输出端子、第3输出端子供给电力。
输出第2输出电压Vo2的变换器，因为是与现有的降压斩波器相同的结构，所以通过输入电压，即第1输出电压Vo1和开关元件Q2的接通/关断的占空比决定第2输出电压Vo2。即，通过控制电路13控制时刻t2～时刻t4的时间，由此控制第2输出电压Vo2。
输出第3输出电压Vo3的变换器也与输出第2输出电压Vo2的变换器相同，通过电抗器L3和电容器C3对在时刻t3～时刻t5的期间施加的电压进行平均化来输出。
但是，输出第3输出电压Vo3的变换器，与输出第2输出电压的变换器不同，在时刻t2～时刻t3的期间和时刻t3～时刻t4的期间，在电抗器L3上施加的电压不同。当把一周期设为T，把时刻t2～时刻t3的时间设为T2-3，把时刻t3～时刻t4的时间设为T3-4，把在时刻t2～时刻t3的期间在电抗器L3上施加的电压设为V2-3，把在时刻t3～时刻t4的期间在电抗器L3上施加的电压设为V3-4时，在电抗器L3的电流I(L3)连续流过的期间，第3输出电压Vo3大概成为Vo3＝(V2-3×T2-3+V3-4×T3-4)。
因为电压V3-4与电压V2-3相比电压值大，所以如果延长期间T3-4，则第3输出电压Vo3变高，如果缩短期间T3-4，则可以降低第3输出电压Vo3。即，通过控制电路13控制时刻t1～时刻t2的时间，期间T3-4变化，可以控制第3输出电压Vo3。
然后，参照图6的动作波形说明与第2输出端子连接的负载为轻负载时的动作。
通常，在降压斩波器中，在流过电抗器的电流变为不连续的轻负载区域中，缩小开关元件Q1的接通宽度来使输出电压稳定。在实施例1的变换器中，在开关元件Q2接通的期间还向第3输出端子供给能量。因此，当根据第3输出端子的负载状态开关元件Q2的接通宽度极度变窄时，有可能无法对第3输出端子供给电力。
但是，在实施例1的变换器中，在时刻t4～时刻t6的电抗器L2以及电抗器L3的再生期间，在电抗器L2的电流成为0A之后，电抗器L3的再生能量流过沿着电容器C2、电抗器L2、二次线圈S2、二极管D4、以及电抗器L3延伸存在的路径。
即，在第2输出端子为轻负载的区域中，在电容器C2中临时积蓄的能量作为在开关元件Q2关断的期间对第3输出端子供给的能量来使用，所以开关元件Q2的接通宽度不会极端地变窄，即使在第2输出端子为轻负载的区域中也可以使第3输出端子稳定。
如此，根据实施例1的多输出开关电源装置，因为从图1所示的三变换器方式的多输出开关电源装置中可以去除控制电路12-3、开关元件Q3，所以可以提供一种能够通过低价的电路结构使各个输出稳定的多输出开关电源装置。
(实施例2)
图7是实施例2的多输出开关电源装置的控制电路13a的内部电路图。图8是表示实施例2的控制电路13a的动作的时序图。
实施例2的电路结构与图2所示的实施例1的电路结构大体相同，仅控制电路13a的内部电路不同。
即，实施例1的控制电路13，从变压器T1a的第1二次线圈S1的电压读取开关元件Q1已接通，控制从开关元件Q1接通后到开关元件Q2接通的时间。
与此相对，实施例2的控制电路13a检测变压器T1a的第1二次线圈S1的正电压，即，读取变压器T1a已断开，控制从开关元件Q1已断开时到开关元件Q2接通的时间。
控制电路13a具有误差放大器EAP1a、误差放大器EAP2a、脉冲宽度调制电路PWM1a、脉冲宽度调制电路PWM2、以及电平移位电路LVS。
在误差放大器EAP1a的非反相输入端子上连接电容器C3的一端来输入第3输出电压Vo3，在反相输入端子输入基准电压Vref1。
在脉冲宽度调制电路PWM1a的输入端子上连接变压器T1a的二次线圈S1的一端以及误差放大器EAP1a的输出端子，在脉冲宽度调制电路PWM2的输入端子上连接脉冲宽度调制电路PWM1a的输出端子和误差放大器EAP2的输出端子。
图7所示的实施例2的控制电路13a的其他的结构与图3所示的实施例1的控制电路13的结构相同，所以省略其说明。
然后，一边参照图8的时序图一边说明图7所示的控制电路13a的动作。
误差放大器EAP1a，将第3输出电压Vo3与基准电压Vref1进行比较，向脉冲宽度调制电路PWM1a输出第3输出电压Vo3和基准电压Vref1的误差电压信号VEAP1a。
脉冲宽度调制电路PWM1a与在变压器T1a的第1二次线圈S1中产生的正的电压同步地(例如在时刻t2)，即与开关元件Q1的关断同步地输出脉冲电压(PWM1a输出)，同时通过内部的锯齿波生成电路生成PWM1a锯齿波信号。
然后，当PWM1锯齿波信号的电压达到误差放大器EAP1a输出的电压VEAP1a时(例如时刻t13)，从脉冲宽度调制电路PWM1a输出的脉冲电压成为L电平。即，根据从误差放大器EAP1a输出的电压VEAP1a，脉冲宽度调制电路PWM1a输出脉冲电压的期间(时刻t12～时刻t13的期间)进行变化。
因为对误差放大器EAP1a的非反相输入端子输入第3输出电压Vo3，所以当第3输出电压Vo3小于基准电压Vref1时，误差放大器EAP1a输出的电压VEAP1a减少，脉冲宽度调制电路PWM1a输出脉冲电压的期间变短。另一方面，当第3输出电压Vo3大于基准电压Vref1时，误差放大器EAP1a输出的电压VEAP1a上升，脉冲宽度调制电路PWM1a输出脉冲电压的期间变长。
脉冲宽度调制电路PWM2，与与脉冲宽度调制电路PWM1a输出的脉冲电压的下降同步地(即在时刻t13)输出脉冲电压(PWM2输出)，同时通过内部的锯齿波生成电路生成PWM2锯齿波信号。
然后，当PWM2锯齿波信号的电压达到误差放大器EAP2输出的电压VEAP2时(例如时刻t15)，从脉冲宽度调制电路PWM2输出的脉冲电压成为L电平。即，根据从误差放大器EAP2输出的电压VEAP2，脉冲宽度调制电路PWM2输出脉冲电压的期间(时刻t13～时刻t15的期间)进行变化。
如此，控制电路13a，通过第3输出电压Vo3控制从开关元件Q1关断时到开关元件Q2接通时的时间(例如时刻t12～时刻t13)，并且通过第2输出电压Vo2控制开关元件Q2接通的时间(例如时刻t13～时刻t15)。
然后，参照图9说明实施例2的多输出开关电源装置的重负载时的动作。
首先，在时刻t11，当通过来自控制电路12-1的信号开关元件Q1接通时，在变压器T1a的一次线圈P1施加输入电压Vin，在开关元件Q1中作为漏极电源Id(Q1)流过一次线圈P1的励磁电流。
然后，在时刻t12，当通过来自控制电路13a的信号开关元件Q1关断时，在变压器T1a中积蓄的励磁能作为二极管D1的正向电流If(D1)从变压器T1a的第1二次线圈S1释放，通过电容器C1进行滤波然后输出给第1输出端子。
与此同时，在变压器T1a的第2二次线圈S2中产生在第1二次线圈S1中产生的电压，即大约第1输出电压Vo1的匝数比倍的电压，通过设定为第2二次线圈S2中产生的电压低于第3输出电压Vo3那样的匝数比，在该期间在电抗器L3中不流过电流。
然后，在时刻t13，当根据控制电路13a的信号开关元件Q2接通时，在电抗器L2上施加第1输出电压Vo1和第2输出电压Vo2的差电压，在电抗器L2中流过的电流I(L2)增加。
与此同时，经由二极管D4在电抗器L3上施加第1输出电压Vo1加上第2二次线圈S2的电压后的电压与第3输出电压Vo3的差电压，在电抗器L2中流过的电流I(L3)增加。
然后，在时刻t14，当开关元件Q1再次接通时，在变压器T1a的第2二次线圈S2中产生的电压反相，在电抗器L3上施加的电压V(L3)变为第1输出电压Vo1减去第2二次电压S2的电压后的电压与第3输出电压Vo3的差电压，电抗器L3的电流I(L3)的斜率变得平缓。
然后，在时刻t15中，当开关元件Q2关断时，在电抗器L2上施加的电压V(L2)消失，在电抗器L2中积蓄的能量经由再生用二极管D2释放到第2输出端子。此外，在电抗器L3上施加的电压V(L3)也消失，在电抗器L3中积蓄的能量经由再生二极管D3释放到第3输出端子。通过重复以上的动作，对第2输出端子、第3输出端子供给电力。
因为输出第2输出电压Vo2的变换器是与现有的降压斩波器相同的结构，所以通过输入电压，即通过第1输出电压Vo1和开关元件Q2的接通/关断的占空比决定第2输出电压Vo2。即，通过控制电路13a控制时刻t13～t15的时间，来控制第2输出电压Vo2。输出第3输出电压Vo3的变换器与实施例1的输出第3输出电压的变换器相同，所以通过电抗器L3和电容器C3对在时刻t13～时刻t15期间施加的电压进行平均化，然后进行输出。因此，与实施例1相同如果延长时刻t13～时刻t14则可以输出较大的电压，如果缩短时刻t13～时刻t14则可以降低电压。即，通过控制电路13a控制从开关元件Q1关断时到开关元件Q2接通时的时间(时刻t12～时刻t13)，就可以控制第3输出电压Vo3。
如此，通过实施例2的多输出开关电源装置，可以得到与实施例1的多输出开关电源装置相同的效果。
本发明并不限于实施例1、实施例2的多输出开关电源装置。在实施例1、实施例2的多输出开关电源装置中，取出第1输出电压Vo1的变换器由回扫变换器构成，但也可以由正激变换器或半桥结构的变换器构成，可以得到相同的效果。
在实施例1、实施例2中，变压器T1a的一次侧做成了一次线圈P1和开关元件Q1的串联电路，但变压器T1a的一次侧例如还可以使用由一次线圈P1、电抗器、电流共振电容器、以及开关元件Q1的串联电路形成的电流共振型。
根据本发明，因此从相关联的三变换器方式的多输出开关电源装置中可以去除开关元件、控制电路，所以可以使用简单的电路结构构成能够使各个输出稳定的多输出开关电源装置。
(美国指定)
本国际专利申请涉及美国指定，关于在2007年8月27日已申请的日本国专利申请2007-220068号(2007年8月27日申请)援用基于美国专利法119条(a)的优先权的利益，引用该公开内容。

Claims (5)

1.一种多输出开关电源装置，其特征在于，
具备：
具有一次线圈和第1二次线圈以及第2二次线圈的变压器；
通过接通/关断第1开关元件，调整对所述变压器的一次线圈施加直流电压的时间的第1控制电路；
对所述变压器的第1二次线圈中产生的电压进行整流滤波来取出第1输出电压的第1整流滤波电路；
一端被连接到所述第1整流滤波电路的输出端子的第2开关元件；
被连接到所述第2开关元件的另一端，对在所述第2开关元件的另一端产生的电压进行整流滤波来取出第2输出电压的第2整流滤波电路；
所述变压器的第2二次线圈的一端被连接到所述第2开关元件的另一端，对在所述变压器的第2二次线圈的另一端产生的电压进行整流滤波来取出第3输出电压的第3整流滤波电路；以及
根据所述第2输出电压和所述第3输出电压，调整所述第2开关元件的接通/关断的时间的第2控制电路。
2.根据权利要求1所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
所述第2控制电路，根据所述第3输出电压调整从所述第1开关元件接通后到所述第2开关元件接通的时间，并且根据所述第2输出电压调整所述第2开关元件接通的期间。
3.根据权利要求1所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
所述第2控制电路，根据所述第3输出电压调整从所述第1开关元件关断后到所述第2开关元件接通的时间，并且根据所述第2输出电压调整所述第2开关元件接通的期间。
4.根据权利要求1所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
所述第2控制电路，根据所述第3输出电压调整从所述变压器的第1二次线圈的电压上升后到所述第2开关元件接通的时间，并根据所述第2输出电压调整所述第2开关元件接通的期间。
5.根据权利要求1所述的多输出开关电源装置，其特征在于，
所述第2控制电路，根据所述第3输出电压调整从所述变压器的第1二次线圈的电压下降后到所述第2开关元件接通的时间，并根据所述第2输出电压调整所述第2开关元件接通的期间。
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