JP3690049B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3690049B2 JP3690049B2 JP06764897A JP6764897A JP3690049B2 JP 3690049 B2 JP3690049 B2 JP 3690049B2 JP 06764897 A JP06764897 A JP 06764897A JP 6764897 A JP6764897 A JP 6764897A JP 3690049 B2 JP3690049 B2 JP 3690049B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- winding
- choke coil
- smoothing capacitor
- rectifying means
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は民生用あるいは産業用電子機器に利用されるスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の多出力のスイッチング電源装置を図９、図１０により説明する。
【０００３】
図９は２出力のスイッチング電源装置の回路構成図、図１０は同動作波形図である。同図によると、１は制御された第１出力を得るためのチョッパー方式降圧型コンバータで第１出力が一定電圧になるように制御されたパルス入力電源２にチョークコイルとして働くトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の直列回路と、第１巻線３ａに蓄積したエネルギーを制御された第１出力へ放電するための第１の整流手段としてのダイオード５とを並列接続した構成からなり、第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、トランス３の第２巻線３ｂと、第２の整流手段としてのダイオード６と、第２の平滑コンデンサ７の直列接続回路からなるコンデンサインプット型整流平滑回路８を並列接続し、ダイオード６と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成となっている。
【０００４】
上記構成における動作を図１０を用いて説明する。図１０は図９の回路構成における各部の動作波形を示し、図１０（ａ）はパルス入力電源２の電圧波形を、図１０（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を、図１０（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を、図１０（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を示し、図１０（ｅ）はトランス３の第２巻線３ｂを流れる電流波形を示す。
【０００５】
パルス入力電源２のパルス電圧の周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される期間をＴＯＮ、δ＝ＴＯＮ／Ｔ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂ、リーケージインダクタンス値をＬｒ、ダイオード５及びダイオード６には順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとし制御された第１出力電圧をＶ１、非制御第２出力電圧をＶ２とすると、ＴＯＮ期間には第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生するがダイオード６は逆バイアスとなるため電流は流れず非制御第２出力にはエネルギーは供給されない。この時、第１巻線３ａには第１巻線３ａの励磁電流と第１出力の出力電流との和の電流が流れる。
【０００６】
次にＴ−ＴＯＮ期間では、第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され、第１巻線３ａの励磁エネルギーがダイオード５を介して制御された第１出力へ放電されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧すなわちダイオード６の順バイアス電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が発生し、リーケージインダクタンスＬｒを介して非制御第２出力には図中（ｃ）及び（ｅ）の斜線部の電流が流れエネルギーが供給される。
【０００７】
この時、制御された第１出力および非制御第２出力の出力電圧Ｖ１，Ｖ２はそれぞれ、
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ
Ｖ２＝ｎｂ／ｎａＶ１−２・Ｌｒ／｛Ｔ・（１−δ）＾２｝・Ｉ２……（１）となる。
但し、Ｉ２は非制御第２出力の出力電流値である。
【０００８】
式（１）から非制御第２出力の出力電圧Ｖ２は出力電流Ｉ２の増加により低下する。
【０００９】
又、非制御第２出力はＴＯＮ期間に第１巻線３ａに蓄積した励磁エネルギーをＴ−ＴＯＮ期間に第１出力に放電するエネルギーの一部を取り出すことになるため取り出すことが可能な限界電力Ｐ２ｍａｘが存在し、この限界電力Ｐ２ｍａｘは計算を容易にするためにＬ３ａ＝∞とすると、
Ｐ２ｍａｘ＝Ｖ２・Ｉ２＝｛（１−δ）／（１＋δ）｝・Ｖ１・Ｉ１＝｛（１−Ｖ１／ＶＩＮ）／（１＋Ｖ１／ＶＩＮ）｝・Ｖ１・Ｉ１……（２）
となる。実際はＬ３ａは有限であるためＰ２ｍａｘは上記式（２）よりは少ない。
【００１０】
さらに上記（２）式で決定される非制御第２出力の出力電流よりさらに出力電流Ｉ２を増やすと、第１巻線を流れる電流が不連続となる期間ｔが発生し、これにより図１０（ｄ）のｎｂ／ｎａ・Ｖ１・（Ｔ−ＴＯＮ）の電圧時間積及び（ｂ）のＶ１・（Ｔ−ＴＯＮ）の電圧時間積が減少（黒色部分）するため第１出力を一定電圧に制御するためにパルス入力電圧のＴＯＮ時間が短くなりＴＯｎａとなる（図１０中の点線動作波形となる。）。
【００１１】
このため非制御第２出力の出力電圧はさらに低下が助長される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来のスイッチング電源装置のように一定電圧に制御された第１出力を得る降圧型コンバータのトランス３にコンデンサインプット型整流平滑回路８を接続した第２巻線３ｂを設けトランスの第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーの制御された第１出力への放電期間に第２巻線３ｂから第２巻線３ｂに接続されたコンデンサインプット型整流平滑回路８へエネルギーを供給し非制御第２出力を得る構成では、
(1)トランス３の第１巻線３ａに流れる電流が連続動作状態では非制御第２出力に安定電力を供給できるが非制御第２出力への電力供給はトランス３の第１巻線３ａと第２巻線３ｂのリーケージインダクタンスＬｒを介して行うため前述の式（１）より非制御第２出力の出力電流Ｉ２に比例した電圧降下がリーケージインダクタンスＬｒで発生するため非制御第２出力の電圧安定度が悪い（負荷変動が大きい。）。
【００１３】
(2)非制御第２出力への電力供給はトランス３の第１巻線３ａに流れる電流が不連続状態となると安定出力を得ることができず、非制御第２出力への安定な電力供給は前述の式（２）で表され制限が存在する（第１出力の電力で制限される。）。
【００１４】
(3)非制御第２出力はＴＯＮ期間に第１巻線３ａに蓄積した励磁エネルギーをＴ−ＴＯＮ期間に第１出力へ放電するエネルギーの一部を取り出すことで得ているため、第１巻線３ａを流れる電流の不連続状態への動作を助長することになり非制御第２出力の安定化を行うためには第１出力の最小出力電流で決定されるトランス３の第１巻線のインダクタンス値よりさらに大きなインダクタンス値が必要となるためトランス３が大きくなる。また、トランス３の大きさのわりには非制御第２出力は小電力しか扱えない。さらに、第１巻線３ａを流れる電流のリップル電流が大きくなり第１出力を得るコンバータの第１の平滑コンデンサ４のリップル電流が大きくなり第１の平滑コンデンサ４の小型化ができない。
【００１５】
(4)非制御第２出力への電力供給はコンデンサインプット型整流平滑回路８を介して行うため第２の平滑コンデンサ７のリップル電流が大きくなり第２の平滑コンデンサ７の小型化ができないといった多くの課題があった。
【００１６】
本発明は上記従来の課題を解決するものであり、トランスの第２巻線に接続された非制御出力の安定化、大電力化、トランスの小型化及び平滑コンデンサの小型化が可能なスイッチング電源装置を提供するものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明のスイッチング電源装置は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路に並列接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記 他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力としたものであり、前記第２出力への電力供給は制御された第１出力の電力供給動作に関係なく行うことができ、さらに非制御第２出力の出力電流による出力電圧の安定化が行え、制御された第１出力を得るためのチョークコイルとして働くトランスに設けた第２巻線から構成される非制御第２出力の安定化、大電力化やスイッチング電源装置の小型化が行えるものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路に並列接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするものであり、非制御第２出力への電力供給は制御された第１出力の電力供給動作に関係なく行うことができ、さらに非制御第２出力の出力電流による出力電圧の安定化が行え、制御された第１出力を得るためのチョークコイルとして働くトランスに設けた第２巻線から構成される非制御第２出力の安定化、大電力化、トランス３の小型化及び平滑コンデンサ４の小型化と第１出力の平滑コンデンサ７の小型化が行えるものである。
【００１９】
本発明の請求項２に記載の発明は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路と前記第２の整流手段との接続点に接続すると共に前記第１の平滑コンデンサと接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするものであり、請求項１の第３の整流手段を第２の整流手段とチョークコイルとの接続点と第１出力間に接続したものであり、請求項１記載の発明の効果に加えトランスの第２巻線の巻線数の低減によるトランスの小型化と損失低減、非制御第２出力を構成するチョークコイルの動作印加電圧の低減によるチョークコイルの小型化と損失低減、第２の整流手段及び第３の整流手段の動作印加電圧の低減による損失低減、非制御第２出力の出力電圧のさらなる安定化及びトランスの小型化を可能とするものである。
【００２０】
本発明の請求項３に記載の発明は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記第１の平滑コンデンサに接続した前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路と前記第２の整流手段との接続点に接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするものであり、請求項１記載のものの第１の平滑コンデンサにチョークコイルと第２の平滑コンデンサの直列回路が並列接続された第３の整流手段と第２の整流手段とトランスの第２巻線の第３の直列回路を並列接続した構成としたもので、請求項１記載の発明の効果に加えてトランスの第２巻線の巻線数の低減によるトランスの小型化と損失低減、非制御第２出力を構成するチョークコイルの動作印加電圧の低減によるチョークコイルの小型化と損失低減、第２の整流手段及び第３の整流手段の動作印加電圧の低減による損失低減、非制御第２出力の出力電圧のさらなる安定化を可能とするものである。
【００２１】
本発明の請求項４記載の発明は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記第１の平滑コンデンサに接続した前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路と前記第２の整流手段との接続点に接続すると共に前記第１の平滑コンデンサと前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線との接続点に接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするものであり、請求項１に記載の構成の第１の平滑コンデンサにトランスの第２巻線と第２の整流手段からなる第３の直列回路が並列接続された第３の整流手段とチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路を並列接続したものであり前述の請求項１、請求項２及び請求項３に記載の発明の効果を併せて得ることができるものである。
【００２２】
請求項５記載の発明は、請求項１または請求項２または請求項３または請求項４に記載の第１の整流手段、第２の整流手段及び第３の整流手段を電界効果トランジスタとし、パルス入力電源のハイレベルと同期させ第２の整流手段である電界効果トランジスタをオンとし、第１の整流手段及び第３の整流手段である電界効果トランジスタをオフとし、パルス入力電源のロウレベルと同期させて第１の整流手段及び第３の整流手段である電界効果トランジスタをオンとし、第２の整流手段である電界効果トランジスタをオフとするスイッチング手段を設けたものであり、整流手段として電界効果トランジスタを用いることによって整流手段が自己消費する電力の低減を図りスイッチング電源の高効率化を可能とするものである。
【００２３】
以下本発明の一実施の形態について図１から図７により説明する。なお、従来技術と同一部分は同一番号を付与して説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は本発明のスイッチング電源装置の一実施の形態の回路構成図であり、図２は同動作波形図である。同図によると、１は制御された第１出力を得るためのチョッパー方式降圧型コンバータで、第１出力が一定電圧となるように制御されたパルス入力電源２にチョークコイルとして働くトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の第１の直列回路と、第１巻線３ａに蓄積したエネルギーを第１出力へ放電するための第１の整流手段としてのダイオード５とを並列接続した構成からなり、第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、トランス３の第２巻線３ｂにチョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の第２の直列回路が並列接続された第３の整流手段としてのダイオード１１に、第２の整流手段としてのダイオード９とトランス３の第２巻線３ｂとの第３の直列回路を並列接続し、チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成としたものである。
【００２５】
上記構成における動作を図２を用いて説明する。図２は図１の回路構成における各部の動作波形を示し、図２（ａ）はパルス入力電源２の電圧波形を、図２（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を、図２（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を、図２（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を、図２（ｅ）はチョークコイル１０の印加電圧波形を、図２（ｆ）はチョークコイル１０を流れる電流波形を示している。
【００２６】
パルス入力電源２のパルス周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される周期をＴＯＮ、ＴＯＮ／Ｔ＝δ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂとし、チョークコイル１０のインダクタンス値Ｌ１０、ダイオード５、ダイオード９及びダイオード１１は順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとし第１出力電圧をＶ１、第２出力電圧をＶ２と導くと、ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されるとともにトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生し、ダイオード９を介してチョークコイル１０にはｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）−Ｖ２の電圧が印加され、チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流が流れる。又、第１巻線３ａには、第１巻線３ａの励磁電流と制御された第１出力の出力電流と第２巻線３ｂを介して流れる前記チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流の和の電流が流れる。
【００２７】
次にＴ−ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され第１巻線３ａの励磁エネルギーがダイオード５を介して制御された第１出力へ供給されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が印加されるためダイオード９が逆バイアスとなりオフし、チョークコイル１０にはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ２が印加されチョークコイル１０の励磁エネルギーがダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給される。
【００２８】
この時、制御された第１出力の電圧Ｖ１及び非制御第２出力の電圧Ｖ２はそれぞれ、
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ……（３）
Ｖ２＝ｎｂ／ｎａ・（１−δ）・Ｖ１……（４）
となる。
【００２９】
又、非制御第２出力が安定化可能な条件は、トランス３の第１巻線３ａを流れる電流が連続状態の時であり制御された第１出力の出力電流をＩ１とすると、
Ｉ１≧（ＶＩＮ−Ｖ１）／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ Ｖ１／（２・Ｌ３ａ）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（５）
であり、上記条件において第２出力が安定な出力電流Ｉ２の範囲は、
Ｉ２≧｛ｎｂ／ｎａ・（１−δ）・Ｖ１−Ｖ２｝／（２・Ｌ１０）・ＴＯＮ Ｖ２／（２・Ｌ１０）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（６）
となる。
【００３０】
上述のように非制御第２出力への電力供給は制御された第１出力への電力供給のためのトランス３の第１巻線３ａにエネルギーを蓄積期間（ＴＯＮ期間）中にトランス３の第２巻線３ｂ、ダイオード９を介してチョークコイル１０にエネルギーを蓄積し、トランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーを制御された第１出力へ放電している期間（Ｔ−ＴＯＮ期間）中はエネルギーが蓄積されたチョークコイル１０から非制御第２出力へエネルギーが供給されるため、第２出力は第１出力の電力制限を受けない。また、第２出力はリーケージインダクタンスＬｒを介した電力供給でないためリーケージインダクタンスＬｒでの電圧降下がなく電圧安定度がよい。さらにトランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーの制御された第１出力への放電動作においては放電エネルギーの一部を非制御第２出力に取り出さないため第１巻線３ａを流れる電流のリップル電流を小さくでき平滑コンデンサ４の小型化が図れるとともにトランス３の小型化も可能である。また、非制御第２出力がチョークインプット型整流平滑回路１２の構成となるため電圧安定度がよくさらに第２の平滑コンデンサ７のリップル電流も小さくなり第２の平滑コンデンサ７の小型化が可能であることから、非制御第２出力の安定化、大電力化、トランス３の小型化及び平滑コンデンサ４及び平滑コンデンサ７の小型化が可能となるものである。
【００３１】
なお、この実施の形態では制御された第１出力と非制御第２出力の２出力構成としたが、さらにトランス３に第３、第４巻線等を設けて、３出力以上のチョークインプット型整流平滑回路からなる非制御の多出力の構成としてもよいものである。
【００３２】
又、パルス入力電源２の周期Ｔを固定し、ＴＯＮ幅制御としたが周期Ｔ制御、ＴＯＮ幅固定の制御方法等を用いても良いものである。
【００３３】
（実施の形態２）
次に、本発明のスイッチング電源装置の他の実施の形態について説明する。なお、以下の各実施の形態の説明にあたっては主として実施の形態１との相違点を中心に説明する。
【００３４】
図３は回路構成図であり、図４は同動作波形図である。１はチョッパー方式降圧型コンバータで、パルス入力電源２とトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４からなる第１の直列回路と、ダイオード５の構成からなり、第１の直流回路の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、トランス３の第２巻線３ｂとダイオード９からなる第３の直流回路とチョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７からなる第２の直列回路を直列接続し、ダイオード９とチョークコイル１０の接続点と前記第１出力間にダイオード１１を接続し、チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成からなっている。
【００３５】
上記構成における動作を図４を用いて説明すると、図４（ａ）はパルス入力電源２の電圧波形を示し、図４（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を示し、図４（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を示し、図４（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を示し、図４（ｅ）はチョークコイル１０の印加電圧波形を示し、図４（ｆ）はチョークコイル１０を流れる電流波形を示している。
【００３６】
今、パルス入力電源２のパルス周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される期間をＴＯＮ、δ＝ＴＯＮ／Ｔ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂとし、チョークコイル１０のインダクタンス値Ｌ１０、ダイオード５、ダイオード９及びダイオード１１には順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとして第１出力電圧をＶ１、第２出力電圧をＶ２とすると、ＴＯＮでは第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されるとともにトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生し、ダイオード９を介してチョークコイル１０にはｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）−Ｖ２の電圧が印加され、チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流が流れる。又、第１巻線３ａには、第１巻線３ａの励磁電流と制御された第１出力の出力電流と第２巻線３ｂを介して流れる前記チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流の和の電流が流れる。
【００３７】
次にＴ−ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され第１巻線３ａの励磁エネルギーがダイオード５を介して制御された第１出力へ供給されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が印加されるためダイオード９が逆バイアスとなりオフし、チョークコイル１０にはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ２−Ｖ１が印加されチョークコイル１０の励磁エネルギーがダイオード５、ダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給される。
【００３８】
この時、制御された第１出力の電圧Ｖ１及び非制御第２出力の電圧Ｖ２はそれぞれ
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ……（７）
Ｖ２＝（ｎｂ／ｎａ＋１）・（１−δ）・Ｖ１……（８）
となる。
【００３９】
又、非制御第２出力が安定化可能な条件は、トランス３の第１巻線３ａを流れる電流が連続状態の時であり第１出力の出力電流をＩ１とすると、
Ｉ１≧（ＶＩＮ−Ｖ１）／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ−Ｉ２ Ｖ１／（２・Ｌ３ａ）・（Ｔ−ＴＯＮ）−Ｉ２……（９）
であり、上記条件において非制御第２出力が安定な出力電流Ｉ２の範囲は、
Ｉ２≧｛ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）−Ｖ２｝／（２・Ｌ１０）・ＴＯＮ （Ｖ２−Ｖ１）／（２・Ｌ１０）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１０）
となる。
【００４０】
上述のように非制御第２出力への電力供給は、制御された第１出力への電力供給のためのトランス３の第１巻線３ａにエネルギーを蓄積期間（ＴＯＮ期間）中にトランス３の第２巻線３ｂ、ダイオード９を介してチョークコイル１０にエネルギーを蓄積し、トランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーを制御された第１出力へ放電している期間（Ｔ−ＴＯＮ期間）中はエネルギーが蓄積されたチョークコイル１０からダイオード５、第１巻線３ａ、ダイオード１１を介して非制御第２出力へエネルギーが供給されるため、実施の形態１の効果に加えてさらに、式（３）、（４）、（７）、（８）から明らかなようにトランス３の第２巻線数ｎｂを少なくすることができトランス３の小型化、損失低減ができるとともに第２の整流手段であるダイオード９及び第３の整流手段であるダイオード１１の逆印加電圧を低減できるため電圧定格の小さい素子が使え高効率化及び低コストが可能となる。
【００４１】
また、式（６）、式（１０）から明らかなように非制御第２出力の出力電流Ｉ２の範囲を拡大することが可能となる（Ｉ２の最小電流値をさらに小さくできる。）。言い換えると非制御第２出力の最小出力電流を実施の形態１と同じとすればチョークコイル１０のインダクタンス値Ｌ１０を小さくできるためチョークコイル１０の小型化、損失低減が可能となる。
【００４２】
また、Ｔ−ＴＯＮ期間にチョークコイル１０の放電電流がダイオード５、第１巻線３ａにも流れることが制御された第１出力の出力電流の減少に伴う第１巻線３ａを流れる電流の不連続動作への移行を抑制するため制御された第１出力の出力電流Ｉ１の範囲を拡大することが可能となる（Ｉ１の最小電流値をさらに小さくできる。）。言い換えると制御された第１出力の最小出力電流を実施の形態１と同じとすれば第１巻線３ａのインダクタンス値を小さくできるためトランス３の小型化、損失低減が可能となる。
【００４３】
さらに、Ｔ−ＴＯＮ期間にチョークコイル１０の放電電流がダイオード５、第１巻線３ａにも流れその電流による電圧降下が発生するため制御された第１出力の電圧も低下するが出力電圧を一定となるようにＴＯＮ期間が変化しこの変化が非制御第２出力のラインインピーダンスによる電圧降下分の一部を補うように働くため非制御第２出力は実施の形態１よりもさらに安定化が可能にできるといった効果が得られ、さらなる第２出力の安定化、チョークコイル１０の小型化、トランス３の小型化と高効率化ができる。
【００４４】
なお、本実施の形態においてもトランス３に第３、第４巻線等を設けて、３出力以上のチョークインプット型整流平滑回路からなる非制御の多出力の構成としてもよいものである。
【００４５】
又、パルス入力電源２の周期Ｔを固定し、ＴＯＮ幅制御としたが周期Ｔ制御、ＴＯＮ幅固定の制御方法等としてもよいものである。
【００４６】
（実施の形態３）
図５は本発明の他の実施の形態の多出力のスイッチング電源装置の回路構成図であり、図６は同動作波形図である。同図によると、１はチョッパー方式降圧型コンバータで、パルス入力電源２とトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４からなる第１の直列回路とダイオード５の構成からなり、第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、第１の平滑コンデンサ４にチョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７からなる第２の直列回路を第３の整流手段であるダイオード１１に並列接続するとともに、このダイオード１１と第２の整流手段であるダイオード９とトランスの第２巻線３ｂからなる第３の直列回路を直列接続したものを第１の平滑コンデンサ４に並列接続し、チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成としたものである。
【００４７】
次に動作について説明すると、図６（ａ）は、パルス入力電源２の電圧波形を、図６（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を、図６（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を、図６（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を、図６（ｅ）はチョークコイル１０の印加電圧波形を、図６（ｆ）はチョークコイル１０を流れる電流波形を示している。
【００４８】
今、パルス入力電源２のパルス周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される期間をＴＯＮ、δ＝ＴＯＮ／Ｔ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂとし、ダイオード５、ダイオード９及びダイオード１１には順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとして第１出力電圧をＶ１、第２出力電圧をＶ２とすると、ＴＯＮには第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されるとともにトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生し、ダイオード９を介してチョークコイル１０にｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）＋Ｖ１−Ｖ２の電圧が印加され、チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流が流れる。
【００４９】
又、第１巻線３ａには、第１巻線３ａの励磁電流と制御された第１出力の出力電流と第２巻線３ｂを介して流れる前記チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流の和の電流が流れる。
【００５０】
次にＴ−ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され第１巻線３ａの励磁エネルギーがダイオード５を介して制御された第１出力へ供給されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が印加されるためダイオード９が逆バイアスとなりオフし、チョークコイル１０にはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ２が印加されチョークコイル１０の励磁エネルギーがダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給される。
【００５１】
この時、制御された第１出力の電圧Ｖ１及び非制御第２出力の電圧Ｖ２はそれぞれ
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ……（１１）
Ｖ２＝｛δ＋ｎｂ／ｎａ・（１−δ）｝・Ｖ１……（１２）
となる。
【００５２】
又、非制御第２出力が安定化可能な条件は、トランス３の第１巻線３ａを流れる電流が連続状態の時であり第１出力の出力電流をＩ１とすると、
Ｉ１≧（ＶＩＮ−Ｖ１）／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ Ｖ１／（２・Ｌ３ａ）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１３）
であり、上記条件において第２出力が安定な出力電流Ｉ２の範囲は、
Ｉ２≧｛ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）＋Ｖ１−Ｖ２｝／（２・Ｌ１０）・ＴＯＮ Ｖ２／（２・Ｌ１０）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１４）
となる。
【００５３】
上述のように非制御第２出力への電力供給は、制御された第１出力への電力供給のためのトランス３の第１巻線３ａにエネルギーを蓄積期間（ＴＯＮ期間）中にトランス３の第２巻線３ｂ、ダイオード９を介してチョークコイル１０にエネルギーを蓄積し、トランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーを制御された第１出力へ放電している期間（Ｔ−ＴＯＮ期間）中はエネルギーが蓄積されたチョークコイル１０からダイオード１１を介して非制御第２出力へエネルギーが供給されるため、実施の形態１の効果に加えてさらに、式（３）、（４）、（１１）、（１２）から明らかなようにトランス３の第２巻線数ｎｂを少なくすることができ、パルス入力電圧２の出力電圧値ＶＩＮの変動に対しても第２出力の変動を小さくでき非制御第２出力のさらなる安定化とさらにトランス３の小型化、損失低減ができるとともに第２の整流手段であるダイオード９及び第３の整流手段であるダイオード１１の逆印加電圧を低減できるため電圧定格の小さい素子が使え高効率化及び低コストが可能となる。
【００５４】
また、式（６）、式（１４）から明らかなように非制御第２出力の出力電流Ｉ２の範囲を拡大することが可能となる（Ｉ２の最小電流値をさらに小さくできる。）。言い換えると非制御第２出力の最小出力電流を実施の形態１と同じとすればチョークコイル１０のインダクタンス値Ｌ１０を小さくできるためチョークコイル１０の小型化、損失低減が可能となるといった効果が得られ、さらなる非制御第２出力の安定化、チョークコイル１０の小型化、トランス３の小型化、高効率化ができる。
【００５５】
なお、この実施の形態でも制御された第１出力と非制御第２出力の２出力構成としたが、前記実施形態同様に３出力以上の出力構成としてもよいものである。
【００５６】
又、パルス入力電源２の周期Ｔを固定し、ＴＯＮ幅制御としたが周期Ｔ制御、ＴＯＮ幅固定の制御方法等としても良いものである。
【００５７】
（実施の形態４）
図７は本発明のスイッチング電源の他の実施の形態の回路構成図であり、図８は同動作波形図である。同図によると、１はチョッパー方式降圧型コンバータで、パルス入力電源２とトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４からなる第１の直列回路とダイオード５の構成からなり、この第１の直列回路の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、トランス３の第２巻線３ｂと第２の整流手段であるダイオード９からなる第３の直列回路に並列に第３の整流手段であるダイオード１１を接続すると共に第１の平滑コンデンサ４に接続し、チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７からなる第２の直列回路を前記ダイオード１１と第１の平滑コンデンサ４間に並列接続し、前記チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成にしたものであり、前述の実施の形態２と実施の形態３を組み合わせた構成としたものである。
【００５８】
上記構成における動作を図８により説明する。図８（ａ）は、パルス入力電源２の電圧波形を、図８（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を、図８（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を、図８（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を、図８（ｅ）はチョークコイル１０の印加電圧波形を、図８（ｆ）はチョークコイル１０を流れる電流波形を示している。
【００５９】
今、パルス入力電源２のパルス周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される期間をＴＯＮ、δ＝ＴＯＮ／Ｔ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂとし、ダイオード５、ダイオード９及びダイオード１１には順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとして第１出力電圧をＶ１、第２出力電圧をＶ２とすると、ＴＯＮでは第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されるとともにトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生し、ダイオード９を介してチョークコイル１０にｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）＋Ｖ１−Ｖ２の電圧が印加され、チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流が流れる。
【００６０】
又、第１巻線３ａには、第１巻線３ａの励磁電流と制御された第１出力の出力電流と第２巻線３ｂ、ダイオード９を介して流れる前記チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流の和の電流が流れる。
【００６１】
次にＴ−ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され第１巻線３ａの励磁エネルギーが第１出力、ダイオード５を介して放電されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が印加されるためダイオード９が逆バイアスとなりオフし、チョークコイル１０にはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ２−Ｖ１が印加されチョークコイル１０の励磁エネルギーがダイオード５とトランス３の第１巻線３ａとダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給される。
【００６２】
この時、第１出力の電圧Ｖ１及び第２出力の電圧Ｖ２はそれぞれ
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ……（１５）
Ｖ２＝｛１＋ｎｂ／ｎａ・（１−δ）｝・Ｖ１……（１６）
となる。
【００６３】
又、非制御第２出力が安定化可能な条件は、トランス３の第１巻線３ａを流れる電流が連続状態の時であり制御された第１出力の出力電流をＩ１とすると、
Ｉ１≧（ＶＩＮ−Ｖ１）／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ Ｖ１／（２・Ｌ３ａ）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１７）
であり、上記条件において第２出力が安定な出力電流Ｉ２の範囲は、
Ｉ２≧｛ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）＋Ｖ１−Ｖ２｝／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ （Ｖ２−Ｖ１）／（２・Ｌ１０）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１８）
となる。
【００６４】
上述のように非制御第２出力への電力供給は、制御された第１出力への電力供給のためのトランス３の第１巻線３ａにエネルギーを蓄積期間（ＴＯＮ期間）中にトランス３の第２巻線３ｂ、ダイオード９を介してチョークコイル１０にエネルギーを蓄積し、トランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーを制御された第１出力へ放電している期間（Ｔ−ＴＯＮ期間）中はエネルギーが蓄積されたチョークコイル１０からダイオード５とトランス３の第１巻線３ａとダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給されるため実施の形態１に加えさらに実施の形態２と実施の形態３の効果も併せて得ることが可能となる。
【００６５】
なお、本実施の形態でも制御された第１出力と非制御第２出力の２出力構成としたがさらにトランス３に第３、第４巻線を設け、非制御第３、非制御第４等の多出力の非制御出力構成としても良いものである。
【００６６】
又、パルス入力電源２の周期Ｔを固定し、ＴＯＮ幅制御としたが周期Ｔ制御、ＴＯＮ幅固定の制御方法等でもよいものである。
【００６７】
（実施の形態５）
本他の実施の形態は特に図示しないが実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３または実施の形態４のそれぞれに記載の第１の整流手段であるダイオード５、第２の整流手段であるダイオード９及び第３の整流手段であるダイオード１１を電界効果トランジスタとし、パルス入力電源２のハイレベルと同期して第２の整流手段である電界効果トランジスタ９をオン、第１の整流手段及び第３の整流手段である電界効果トランジスタ５及び１１をオフし、パルス入力電源２のロウレベルと同期して第１の整流手段及び第３の整流手段である電界効果トランジスタ５及び１１をオン、第２の整流手段である電界効果トランジスタ９をオフする既知のスイッチング手段（図示せず）を設けたものである。
【００６８】
動作は各実施の形態と同様であるため説明は省略するが、本実施の形態では、各整流手段を電界効果トランジスタとすることによりダイオードに比べて整流損失の低減ができ高効率化が可能となるものである。
【００６９】
以上、それぞれの実施の形態について説明したが、各実施の形態を組み合わせた複数の安定した出力を有する多出力スイッチング電源装置としても良いものである。
【００７０】
又、パルス入力電源２を直流電源と第１出力を安定に制御するためにオン・オフ時間を制御されたスイッチング素子の直列接続構成としてもよく、さらには第１の出力を安定に制御する絶縁型スイッチング電源のトランスの２次巻線と整流素子の直列接続構成としてもよい。
【００７１】
さらには、本発明の実施の形態の説明では１をチョッパー方式降圧型コンバータとしたが昇圧型コンバータでも極性反転型コンバータでも同じ効果が得られるものである。
【００７２】
【発明の効果】
以上のように本発明のスイッチング電源装置は構成されるため、大電力化が可能で安定した非制御第２出力を得ることができさらにトランスの第３、第４、……巻線を設けることにより非制御第３、非制御第４、……出力の安定した複数の出力を得ることができるなどの効果が得られ又、第２の整流手段及び第３の整流手段の逆印加電圧の低減による高効率化、チョークコイルの小型化、トランスの小型化などを行うことが可能な効果も得られ高効率で小型化できる多出力スイッチング電源装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明のスイッチング電源装置の一実施の形態の回路構成図
【図２】 同動作波形図
【図３】 同他の実施の形態の回路構成図
【図４】 同動作波形図
【図５】 同他の実施の形態の回路構成図
【図６】 同動作波形図
【図７】 同他の実施の形態の回路構成図
【図８】 同動作波形図
【図９】 従来のスイッチング電源装置の回路構成図
【図１０】 同動作波形図
【符号の説明】
１ チョッパー方式降圧型コンバータ
２ パルス入力電源
３ トランス
３ａ 第１巻線
３ｂ 第２巻線
４ 第１の平滑コンデンサ
５ ダイオード
６ ダイオード
７ 第２の平滑コンデンサ
８ コンデンサインプット型整流平滑回路
９ ダイオード
１０ チョークコイル
１１ ダイオード
１２ チョークインプット型整流平滑回路
【発明の属する技術分野】
本発明は民生用あるいは産業用電子機器に利用されるスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の多出力のスイッチング電源装置を図９、図１０により説明する。
【０００３】
図９は２出力のスイッチング電源装置の回路構成図、図１０は同動作波形図である。同図によると、１は制御された第１出力を得るためのチョッパー方式降圧型コンバータで第１出力が一定電圧になるように制御されたパルス入力電源２にチョークコイルとして働くトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の直列回路と、第１巻線３ａに蓄積したエネルギーを制御された第１出力へ放電するための第１の整流手段としてのダイオード５とを並列接続した構成からなり、第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、トランス３の第２巻線３ｂと、第２の整流手段としてのダイオード６と、第２の平滑コンデンサ７の直列接続回路からなるコンデンサインプット型整流平滑回路８を並列接続し、ダイオード６と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成となっている。
【０００４】
上記構成における動作を図１０を用いて説明する。図１０は図９の回路構成における各部の動作波形を示し、図１０（ａ）はパルス入力電源２の電圧波形を、図１０（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を、図１０（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を、図１０（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を示し、図１０（ｅ）はトランス３の第２巻線３ｂを流れる電流波形を示す。
【０００５】
パルス入力電源２のパルス電圧の周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される期間をＴＯＮ、δ＝ＴＯＮ／Ｔ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂ、リーケージインダクタンス値をＬｒ、ダイオード５及びダイオード６には順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとし制御された第１出力電圧をＶ１、非制御第２出力電圧をＶ２とすると、ＴＯＮ期間には第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生するがダイオード６は逆バイアスとなるため電流は流れず非制御第２出力にはエネルギーは供給されない。この時、第１巻線３ａには第１巻線３ａの励磁電流と第１出力の出力電流との和の電流が流れる。
【０００６】
次にＴ−ＴＯＮ期間では、第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され、第１巻線３ａの励磁エネルギーがダイオード５を介して制御された第１出力へ放電されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧すなわちダイオード６の順バイアス電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が発生し、リーケージインダクタンスＬｒを介して非制御第２出力には図中（ｃ）及び（ｅ）の斜線部の電流が流れエネルギーが供給される。
【０００７】
この時、制御された第１出力および非制御第２出力の出力電圧Ｖ１，Ｖ２はそれぞれ、
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ
Ｖ２＝ｎｂ／ｎａＶ１−２・Ｌｒ／｛Ｔ・（１−δ）＾２｝・Ｉ２……（１）となる。
但し、Ｉ２は非制御第２出力の出力電流値である。
【０００８】
式（１）から非制御第２出力の出力電圧Ｖ２は出力電流Ｉ２の増加により低下する。
【０００９】
又、非制御第２出力はＴＯＮ期間に第１巻線３ａに蓄積した励磁エネルギーをＴ−ＴＯＮ期間に第１出力に放電するエネルギーの一部を取り出すことになるため取り出すことが可能な限界電力Ｐ２ｍａｘが存在し、この限界電力Ｐ２ｍａｘは計算を容易にするためにＬ３ａ＝∞とすると、
Ｐ２ｍａｘ＝Ｖ２・Ｉ２＝｛（１−δ）／（１＋δ）｝・Ｖ１・Ｉ１＝｛（１−Ｖ１／ＶＩＮ）／（１＋Ｖ１／ＶＩＮ）｝・Ｖ１・Ｉ１……（２）
となる。実際はＬ３ａは有限であるためＰ２ｍａｘは上記式（２）よりは少ない。
【００１０】
さらに上記（２）式で決定される非制御第２出力の出力電流よりさらに出力電流Ｉ２を増やすと、第１巻線を流れる電流が不連続となる期間ｔが発生し、これにより図１０（ｄ）のｎｂ／ｎａ・Ｖ１・（Ｔ−ＴＯＮ）の電圧時間積及び（ｂ）のＶ１・（Ｔ−ＴＯＮ）の電圧時間積が減少（黒色部分）するため第１出力を一定電圧に制御するためにパルス入力電圧のＴＯＮ時間が短くなりＴＯｎａとなる（図１０中の点線動作波形となる。）。
【００１１】
このため非制御第２出力の出力電圧はさらに低下が助長される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来のスイッチング電源装置のように一定電圧に制御された第１出力を得る降圧型コンバータのトランス３にコンデンサインプット型整流平滑回路８を接続した第２巻線３ｂを設けトランスの第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーの制御された第１出力への放電期間に第２巻線３ｂから第２巻線３ｂに接続されたコンデンサインプット型整流平滑回路８へエネルギーを供給し非制御第２出力を得る構成では、
(1)トランス３の第１巻線３ａに流れる電流が連続動作状態では非制御第２出力に安定電力を供給できるが非制御第２出力への電力供給はトランス３の第１巻線３ａと第２巻線３ｂのリーケージインダクタンスＬｒを介して行うため前述の式（１）より非制御第２出力の出力電流Ｉ２に比例した電圧降下がリーケージインダクタンスＬｒで発生するため非制御第２出力の電圧安定度が悪い（負荷変動が大きい。）。
【００１３】
(2)非制御第２出力への電力供給はトランス３の第１巻線３ａに流れる電流が不連続状態となると安定出力を得ることができず、非制御第２出力への安定な電力供給は前述の式（２）で表され制限が存在する（第１出力の電力で制限される。）。
【００１４】
(3)非制御第２出力はＴＯＮ期間に第１巻線３ａに蓄積した励磁エネルギーをＴ−ＴＯＮ期間に第１出力へ放電するエネルギーの一部を取り出すことで得ているため、第１巻線３ａを流れる電流の不連続状態への動作を助長することになり非制御第２出力の安定化を行うためには第１出力の最小出力電流で決定されるトランス３の第１巻線のインダクタンス値よりさらに大きなインダクタンス値が必要となるためトランス３が大きくなる。また、トランス３の大きさのわりには非制御第２出力は小電力しか扱えない。さらに、第１巻線３ａを流れる電流のリップル電流が大きくなり第１出力を得るコンバータの第１の平滑コンデンサ４のリップル電流が大きくなり第１の平滑コンデンサ４の小型化ができない。
【００１５】
(4)非制御第２出力への電力供給はコンデンサインプット型整流平滑回路８を介して行うため第２の平滑コンデンサ７のリップル電流が大きくなり第２の平滑コンデンサ７の小型化ができないといった多くの課題があった。
【００１６】
本発明は上記従来の課題を解決するものであり、トランスの第２巻線に接続された非制御出力の安定化、大電力化、トランスの小型化及び平滑コンデンサの小型化が可能なスイッチング電源装置を提供するものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明のスイッチング電源装置は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路に並列接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記 他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力としたものであり、前記第２出力への電力供給は制御された第１出力の電力供給動作に関係なく行うことができ、さらに非制御第２出力の出力電流による出力電圧の安定化が行え、制御された第１出力を得るためのチョークコイルとして働くトランスに設けた第２巻線から構成される非制御第２出力の安定化、大電力化やスイッチング電源装置の小型化が行えるものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路に並列接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするものであり、非制御第２出力への電力供給は制御された第１出力の電力供給動作に関係なく行うことができ、さらに非制御第２出力の出力電流による出力電圧の安定化が行え、制御された第１出力を得るためのチョークコイルとして働くトランスに設けた第２巻線から構成される非制御第２出力の安定化、大電力化、トランス３の小型化及び平滑コンデンサ４の小型化と第１出力の平滑コンデンサ７の小型化が行えるものである。
【００１９】
本発明の請求項２に記載の発明は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路と前記第２の整流手段との接続点に接続すると共に前記第１の平滑コンデンサと接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするものであり、請求項１の第３の整流手段を第２の整流手段とチョークコイルとの接続点と第１出力間に接続したものであり、請求項１記載の発明の効果に加えトランスの第２巻線の巻線数の低減によるトランスの小型化と損失低減、非制御第２出力を構成するチョークコイルの動作印加電圧の低減によるチョークコイルの小型化と損失低減、第２の整流手段及び第３の整流手段の動作印加電圧の低減による損失低減、非制御第２出力の出力電圧のさらなる安定化及びトランスの小型化を可能とするものである。
【００２０】
本発明の請求項３に記載の発明は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記第１の平滑コンデンサに接続した前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路と前記第２の整流手段との接続点に接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするものであり、請求項１記載のものの第１の平滑コンデンサにチョークコイルと第２の平滑コンデンサの直列回路が並列接続された第３の整流手段と第２の整流手段とトランスの第２巻線の第３の直列回路を並列接続した構成としたもので、請求項１記載の発明の効果に加えてトランスの第２巻線の巻線数の低減によるトランスの小型化と損失低減、非制御第２出力を構成するチョークコイルの動作印加電圧の低減によるチョークコイルの小型化と損失低減、第２の整流手段及び第３の整流手段の動作印加電圧の低減による損失低減、非制御第２出力の出力電圧のさらなる安定化を可能とするものである。
【００２１】
本発明の請求項４記載の発明は、パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記第１の平滑コンデンサに接続した前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路と前記第２の整流手段との接続点に接続すると共に前記第１の平滑コンデンサと前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線との接続点に接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするものであり、請求項１に記載の構成の第１の平滑コンデンサにトランスの第２巻線と第２の整流手段からなる第３の直列回路が並列接続された第３の整流手段とチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路を並列接続したものであり前述の請求項１、請求項２及び請求項３に記載の発明の効果を併せて得ることができるものである。
【００２２】
請求項５記載の発明は、請求項１または請求項２または請求項３または請求項４に記載の第１の整流手段、第２の整流手段及び第３の整流手段を電界効果トランジスタとし、パルス入力電源のハイレベルと同期させ第２の整流手段である電界効果トランジスタをオンとし、第１の整流手段及び第３の整流手段である電界効果トランジスタをオフとし、パルス入力電源のロウレベルと同期させて第１の整流手段及び第３の整流手段である電界効果トランジスタをオンとし、第２の整流手段である電界効果トランジスタをオフとするスイッチング手段を設けたものであり、整流手段として電界効果トランジスタを用いることによって整流手段が自己消費する電力の低減を図りスイッチング電源の高効率化を可能とするものである。
【００２３】
以下本発明の一実施の形態について図１から図７により説明する。なお、従来技術と同一部分は同一番号を付与して説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は本発明のスイッチング電源装置の一実施の形態の回路構成図であり、図２は同動作波形図である。同図によると、１は制御された第１出力を得るためのチョッパー方式降圧型コンバータで、第１出力が一定電圧となるように制御されたパルス入力電源２にチョークコイルとして働くトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の第１の直列回路と、第１巻線３ａに蓄積したエネルギーを第１出力へ放電するための第１の整流手段としてのダイオード５とを並列接続した構成からなり、第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、トランス３の第２巻線３ｂにチョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の第２の直列回路が並列接続された第３の整流手段としてのダイオード１１に、第２の整流手段としてのダイオード９とトランス３の第２巻線３ｂとの第３の直列回路を並列接続し、チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成としたものである。
【００２５】
上記構成における動作を図２を用いて説明する。図２は図１の回路構成における各部の動作波形を示し、図２（ａ）はパルス入力電源２の電圧波形を、図２（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を、図２（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を、図２（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を、図２（ｅ）はチョークコイル１０の印加電圧波形を、図２（ｆ）はチョークコイル１０を流れる電流波形を示している。
【００２６】
パルス入力電源２のパルス周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される周期をＴＯＮ、ＴＯＮ／Ｔ＝δ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂとし、チョークコイル１０のインダクタンス値Ｌ１０、ダイオード５、ダイオード９及びダイオード１１は順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとし第１出力電圧をＶ１、第２出力電圧をＶ２と導くと、ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されるとともにトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生し、ダイオード９を介してチョークコイル１０にはｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）−Ｖ２の電圧が印加され、チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流が流れる。又、第１巻線３ａには、第１巻線３ａの励磁電流と制御された第１出力の出力電流と第２巻線３ｂを介して流れる前記チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流の和の電流が流れる。
【００２７】
次にＴ−ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され第１巻線３ａの励磁エネルギーがダイオード５を介して制御された第１出力へ供給されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が印加されるためダイオード９が逆バイアスとなりオフし、チョークコイル１０にはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ２が印加されチョークコイル１０の励磁エネルギーがダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給される。
【００２８】
この時、制御された第１出力の電圧Ｖ１及び非制御第２出力の電圧Ｖ２はそれぞれ、
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ……（３）
Ｖ２＝ｎｂ／ｎａ・（１−δ）・Ｖ１……（４）
となる。
【００２９】
又、非制御第２出力が安定化可能な条件は、トランス３の第１巻線３ａを流れる電流が連続状態の時であり制御された第１出力の出力電流をＩ１とすると、
Ｉ１≧（ＶＩＮ−Ｖ１）／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ Ｖ１／（２・Ｌ３ａ）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（５）
であり、上記条件において第２出力が安定な出力電流Ｉ２の範囲は、
Ｉ２≧｛ｎｂ／ｎａ・（１−δ）・Ｖ１−Ｖ２｝／（２・Ｌ１０）・ＴＯＮ Ｖ２／（２・Ｌ１０）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（６）
となる。
【００３０】
上述のように非制御第２出力への電力供給は制御された第１出力への電力供給のためのトランス３の第１巻線３ａにエネルギーを蓄積期間（ＴＯＮ期間）中にトランス３の第２巻線３ｂ、ダイオード９を介してチョークコイル１０にエネルギーを蓄積し、トランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーを制御された第１出力へ放電している期間（Ｔ−ＴＯＮ期間）中はエネルギーが蓄積されたチョークコイル１０から非制御第２出力へエネルギーが供給されるため、第２出力は第１出力の電力制限を受けない。また、第２出力はリーケージインダクタンスＬｒを介した電力供給でないためリーケージインダクタンスＬｒでの電圧降下がなく電圧安定度がよい。さらにトランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーの制御された第１出力への放電動作においては放電エネルギーの一部を非制御第２出力に取り出さないため第１巻線３ａを流れる電流のリップル電流を小さくでき平滑コンデンサ４の小型化が図れるとともにトランス３の小型化も可能である。また、非制御第２出力がチョークインプット型整流平滑回路１２の構成となるため電圧安定度がよくさらに第２の平滑コンデンサ７のリップル電流も小さくなり第２の平滑コンデンサ７の小型化が可能であることから、非制御第２出力の安定化、大電力化、トランス３の小型化及び平滑コンデンサ４及び平滑コンデンサ７の小型化が可能となるものである。
【００３１】
なお、この実施の形態では制御された第１出力と非制御第２出力の２出力構成としたが、さらにトランス３に第３、第４巻線等を設けて、３出力以上のチョークインプット型整流平滑回路からなる非制御の多出力の構成としてもよいものである。
【００３２】
又、パルス入力電源２の周期Ｔを固定し、ＴＯＮ幅制御としたが周期Ｔ制御、ＴＯＮ幅固定の制御方法等を用いても良いものである。
【００３３】
（実施の形態２）
次に、本発明のスイッチング電源装置の他の実施の形態について説明する。なお、以下の各実施の形態の説明にあたっては主として実施の形態１との相違点を中心に説明する。
【００３４】
図３は回路構成図であり、図４は同動作波形図である。１はチョッパー方式降圧型コンバータで、パルス入力電源２とトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４からなる第１の直列回路と、ダイオード５の構成からなり、第１の直流回路の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、トランス３の第２巻線３ｂとダイオード９からなる第３の直流回路とチョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７からなる第２の直列回路を直列接続し、ダイオード９とチョークコイル１０の接続点と前記第１出力間にダイオード１１を接続し、チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成からなっている。
【００３５】
上記構成における動作を図４を用いて説明すると、図４（ａ）はパルス入力電源２の電圧波形を示し、図４（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を示し、図４（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を示し、図４（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を示し、図４（ｅ）はチョークコイル１０の印加電圧波形を示し、図４（ｆ）はチョークコイル１０を流れる電流波形を示している。
【００３６】
今、パルス入力電源２のパルス周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される期間をＴＯＮ、δ＝ＴＯＮ／Ｔ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂとし、チョークコイル１０のインダクタンス値Ｌ１０、ダイオード５、ダイオード９及びダイオード１１には順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとして第１出力電圧をＶ１、第２出力電圧をＶ２とすると、ＴＯＮでは第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されるとともにトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生し、ダイオード９を介してチョークコイル１０にはｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）−Ｖ２の電圧が印加され、チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流が流れる。又、第１巻線３ａには、第１巻線３ａの励磁電流と制御された第１出力の出力電流と第２巻線３ｂを介して流れる前記チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流の和の電流が流れる。
【００３７】
次にＴ−ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され第１巻線３ａの励磁エネルギーがダイオード５を介して制御された第１出力へ供給されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が印加されるためダイオード９が逆バイアスとなりオフし、チョークコイル１０にはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ２−Ｖ１が印加されチョークコイル１０の励磁エネルギーがダイオード５、ダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給される。
【００３８】
この時、制御された第１出力の電圧Ｖ１及び非制御第２出力の電圧Ｖ２はそれぞれ
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ……（７）
Ｖ２＝（ｎｂ／ｎａ＋１）・（１−δ）・Ｖ１……（８）
となる。
【００３９】
又、非制御第２出力が安定化可能な条件は、トランス３の第１巻線３ａを流れる電流が連続状態の時であり第１出力の出力電流をＩ１とすると、
Ｉ１≧（ＶＩＮ−Ｖ１）／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ−Ｉ２ Ｖ１／（２・Ｌ３ａ）・（Ｔ−ＴＯＮ）−Ｉ２……（９）
であり、上記条件において非制御第２出力が安定な出力電流Ｉ２の範囲は、
Ｉ２≧｛ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）−Ｖ２｝／（２・Ｌ１０）・ＴＯＮ （Ｖ２−Ｖ１）／（２・Ｌ１０）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１０）
となる。
【００４０】
上述のように非制御第２出力への電力供給は、制御された第１出力への電力供給のためのトランス３の第１巻線３ａにエネルギーを蓄積期間（ＴＯＮ期間）中にトランス３の第２巻線３ｂ、ダイオード９を介してチョークコイル１０にエネルギーを蓄積し、トランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーを制御された第１出力へ放電している期間（Ｔ−ＴＯＮ期間）中はエネルギーが蓄積されたチョークコイル１０からダイオード５、第１巻線３ａ、ダイオード１１を介して非制御第２出力へエネルギーが供給されるため、実施の形態１の効果に加えてさらに、式（３）、（４）、（７）、（８）から明らかなようにトランス３の第２巻線数ｎｂを少なくすることができトランス３の小型化、損失低減ができるとともに第２の整流手段であるダイオード９及び第３の整流手段であるダイオード１１の逆印加電圧を低減できるため電圧定格の小さい素子が使え高効率化及び低コストが可能となる。
【００４１】
また、式（６）、式（１０）から明らかなように非制御第２出力の出力電流Ｉ２の範囲を拡大することが可能となる（Ｉ２の最小電流値をさらに小さくできる。）。言い換えると非制御第２出力の最小出力電流を実施の形態１と同じとすればチョークコイル１０のインダクタンス値Ｌ１０を小さくできるためチョークコイル１０の小型化、損失低減が可能となる。
【００４２】
また、Ｔ−ＴＯＮ期間にチョークコイル１０の放電電流がダイオード５、第１巻線３ａにも流れることが制御された第１出力の出力電流の減少に伴う第１巻線３ａを流れる電流の不連続動作への移行を抑制するため制御された第１出力の出力電流Ｉ１の範囲を拡大することが可能となる（Ｉ１の最小電流値をさらに小さくできる。）。言い換えると制御された第１出力の最小出力電流を実施の形態１と同じとすれば第１巻線３ａのインダクタンス値を小さくできるためトランス３の小型化、損失低減が可能となる。
【００４３】
さらに、Ｔ−ＴＯＮ期間にチョークコイル１０の放電電流がダイオード５、第１巻線３ａにも流れその電流による電圧降下が発生するため制御された第１出力の電圧も低下するが出力電圧を一定となるようにＴＯＮ期間が変化しこの変化が非制御第２出力のラインインピーダンスによる電圧降下分の一部を補うように働くため非制御第２出力は実施の形態１よりもさらに安定化が可能にできるといった効果が得られ、さらなる第２出力の安定化、チョークコイル１０の小型化、トランス３の小型化と高効率化ができる。
【００４４】
なお、本実施の形態においてもトランス３に第３、第４巻線等を設けて、３出力以上のチョークインプット型整流平滑回路からなる非制御の多出力の構成としてもよいものである。
【００４５】
又、パルス入力電源２の周期Ｔを固定し、ＴＯＮ幅制御としたが周期Ｔ制御、ＴＯＮ幅固定の制御方法等としてもよいものである。
【００４６】
（実施の形態３）
図５は本発明の他の実施の形態の多出力のスイッチング電源装置の回路構成図であり、図６は同動作波形図である。同図によると、１はチョッパー方式降圧型コンバータで、パルス入力電源２とトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４からなる第１の直列回路とダイオード５の構成からなり、第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、第１の平滑コンデンサ４にチョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７からなる第２の直列回路を第３の整流手段であるダイオード１１に並列接続するとともに、このダイオード１１と第２の整流手段であるダイオード９とトランスの第２巻線３ｂからなる第３の直列回路を直列接続したものを第１の平滑コンデンサ４に並列接続し、チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成としたものである。
【００４７】
次に動作について説明すると、図６（ａ）は、パルス入力電源２の電圧波形を、図６（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を、図６（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を、図６（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を、図６（ｅ）はチョークコイル１０の印加電圧波形を、図６（ｆ）はチョークコイル１０を流れる電流波形を示している。
【００４８】
今、パルス入力電源２のパルス周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される期間をＴＯＮ、δ＝ＴＯＮ／Ｔ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂとし、ダイオード５、ダイオード９及びダイオード１１には順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとして第１出力電圧をＶ１、第２出力電圧をＶ２とすると、ＴＯＮには第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されるとともにトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生し、ダイオード９を介してチョークコイル１０にｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）＋Ｖ１−Ｖ２の電圧が印加され、チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流が流れる。
【００４９】
又、第１巻線３ａには、第１巻線３ａの励磁電流と制御された第１出力の出力電流と第２巻線３ｂを介して流れる前記チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流の和の電流が流れる。
【００５０】
次にＴ−ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され第１巻線３ａの励磁エネルギーがダイオード５を介して制御された第１出力へ供給されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が印加されるためダイオード９が逆バイアスとなりオフし、チョークコイル１０にはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ２が印加されチョークコイル１０の励磁エネルギーがダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給される。
【００５１】
この時、制御された第１出力の電圧Ｖ１及び非制御第２出力の電圧Ｖ２はそれぞれ
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ……（１１）
Ｖ２＝｛δ＋ｎｂ／ｎａ・（１−δ）｝・Ｖ１……（１２）
となる。
【００５２】
又、非制御第２出力が安定化可能な条件は、トランス３の第１巻線３ａを流れる電流が連続状態の時であり第１出力の出力電流をＩ１とすると、
Ｉ１≧（ＶＩＮ−Ｖ１）／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ Ｖ１／（２・Ｌ３ａ）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１３）
であり、上記条件において第２出力が安定な出力電流Ｉ２の範囲は、
Ｉ２≧｛ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）＋Ｖ１−Ｖ２｝／（２・Ｌ１０）・ＴＯＮ Ｖ２／（２・Ｌ１０）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１４）
となる。
【００５３】
上述のように非制御第２出力への電力供給は、制御された第１出力への電力供給のためのトランス３の第１巻線３ａにエネルギーを蓄積期間（ＴＯＮ期間）中にトランス３の第２巻線３ｂ、ダイオード９を介してチョークコイル１０にエネルギーを蓄積し、トランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーを制御された第１出力へ放電している期間（Ｔ−ＴＯＮ期間）中はエネルギーが蓄積されたチョークコイル１０からダイオード１１を介して非制御第２出力へエネルギーが供給されるため、実施の形態１の効果に加えてさらに、式（３）、（４）、（１１）、（１２）から明らかなようにトランス３の第２巻線数ｎｂを少なくすることができ、パルス入力電圧２の出力電圧値ＶＩＮの変動に対しても第２出力の変動を小さくでき非制御第２出力のさらなる安定化とさらにトランス３の小型化、損失低減ができるとともに第２の整流手段であるダイオード９及び第３の整流手段であるダイオード１１の逆印加電圧を低減できるため電圧定格の小さい素子が使え高効率化及び低コストが可能となる。
【００５４】
また、式（６）、式（１４）から明らかなように非制御第２出力の出力電流Ｉ２の範囲を拡大することが可能となる（Ｉ２の最小電流値をさらに小さくできる。）。言い換えると非制御第２出力の最小出力電流を実施の形態１と同じとすればチョークコイル１０のインダクタンス値Ｌ１０を小さくできるためチョークコイル１０の小型化、損失低減が可能となるといった効果が得られ、さらなる非制御第２出力の安定化、チョークコイル１０の小型化、トランス３の小型化、高効率化ができる。
【００５５】
なお、この実施の形態でも制御された第１出力と非制御第２出力の２出力構成としたが、前記実施形態同様に３出力以上の出力構成としてもよいものである。
【００５６】
又、パルス入力電源２の周期Ｔを固定し、ＴＯＮ幅制御としたが周期Ｔ制御、ＴＯＮ幅固定の制御方法等としても良いものである。
【００５７】
（実施の形態４）
図７は本発明のスイッチング電源の他の実施の形態の回路構成図であり、図８は同動作波形図である。同図によると、１はチョッパー方式降圧型コンバータで、パルス入力電源２とトランス３の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４からなる第１の直列回路とダイオード５の構成からなり、この第１の直列回路の第１巻線３ａと第１の平滑コンデンサ４の接続点を制御された第１出力とし、トランス３の第２巻線３ｂと第２の整流手段であるダイオード９からなる第３の直列回路に並列に第３の整流手段であるダイオード１１を接続すると共に第１の平滑コンデンサ４に接続し、チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７からなる第２の直列回路を前記ダイオード１１と第１の平滑コンデンサ４間に並列接続し、前記チョークコイル１０と第２の平滑コンデンサ７の接続点を非制御第２出力とする構成にしたものであり、前述の実施の形態２と実施の形態３を組み合わせた構成としたものである。
【００５８】
上記構成における動作を図８により説明する。図８（ａ）は、パルス入力電源２の電圧波形を、図８（ｂ）はトランス３の第１巻線３ａの印加電圧波形を、図８（ｃ）はトランス３の第１巻線３ａを流れる電流波形を、図８（ｄ）はトランス３の第２巻線３ｂの両端電圧波形を、図８（ｅ）はチョークコイル１０の印加電圧波形を、図８（ｆ）はチョークコイル１０を流れる電流波形を示している。
【００５９】
今、パルス入力電源２のパルス周期をＴ、電圧ＶＩＮが出力される期間をＴＯＮ、δ＝ＴＯＮ／Ｔ、トランス３の第１巻線３ａの巻線数をｎａ、インダクタンス値をＬ３ａ、２次巻線数をｎｂとし、ダイオード５、ダイオード９及びダイオード１１には順方向電圧が存在するが説明をわかりやすくするためゼロとして第１出力電圧をＶ１、第２出力電圧をＶ２とすると、ＴＯＮでは第１巻線３ａにはＶＩＮ−Ｖ１の電圧が印加されるとともにトランス３の第２巻線３ｂには、ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）の電圧が発生し、ダイオード９を介してチョークコイル１０にｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）＋Ｖ１−Ｖ２の電圧が印加され、チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流が流れる。
【００６０】
又、第１巻線３ａには、第１巻線３ａの励磁電流と制御された第１出力の出力電流と第２巻線３ｂ、ダイオード９を介して流れる前記チョークコイル１０の励磁電流と非制御第２出力の出力電流の和の電流が流れる。
【００６１】
次にＴ−ＴＯＮ期間では第１巻線３ａにはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ１が印加され第１巻線３ａの励磁エネルギーが第１出力、ダイオード５を介して放電されると同時に第２巻線３ｂにもＴＯＮ期間とは逆向きの電圧ｎｂ／ｎａ・Ｖ１が印加されるためダイオード９が逆バイアスとなりオフし、チョークコイル１０にはＴＯＮ期間とは逆向きの電圧Ｖ２−Ｖ１が印加されチョークコイル１０の励磁エネルギーがダイオード５とトランス３の第１巻線３ａとダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給される。
【００６２】
この時、第１出力の電圧Ｖ１及び第２出力の電圧Ｖ２はそれぞれ
Ｖ１＝δ・ＶＩＮ……（１５）
Ｖ２＝｛１＋ｎｂ／ｎａ・（１−δ）｝・Ｖ１……（１６）
となる。
【００６３】
又、非制御第２出力が安定化可能な条件は、トランス３の第１巻線３ａを流れる電流が連続状態の時であり制御された第１出力の出力電流をＩ１とすると、
Ｉ１≧（ＶＩＮ−Ｖ１）／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ Ｖ１／（２・Ｌ３ａ）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１７）
であり、上記条件において第２出力が安定な出力電流Ｉ２の範囲は、
Ｉ２≧｛ｎｂ／ｎａ・（ＶＩＮ−Ｖ１）＋Ｖ１−Ｖ２｝／（２・Ｌ３ａ）・ＴＯＮ （Ｖ２−Ｖ１）／（２・Ｌ１０）・（Ｔ−ＴＯＮ）……（１８）
となる。
【００６４】
上述のように非制御第２出力への電力供給は、制御された第１出力への電力供給のためのトランス３の第１巻線３ａにエネルギーを蓄積期間（ＴＯＮ期間）中にトランス３の第２巻線３ｂ、ダイオード９を介してチョークコイル１０にエネルギーを蓄積し、トランス３の第１巻線３ａに蓄積されたエネルギーを制御された第１出力へ放電している期間（Ｔ−ＴＯＮ期間）中はエネルギーが蓄積されたチョークコイル１０からダイオード５とトランス３の第１巻線３ａとダイオード１１を介して非制御第２出力へ供給されるため実施の形態１に加えさらに実施の形態２と実施の形態３の効果も併せて得ることが可能となる。
【００６５】
なお、本実施の形態でも制御された第１出力と非制御第２出力の２出力構成としたがさらにトランス３に第３、第４巻線を設け、非制御第３、非制御第４等の多出力の非制御出力構成としても良いものである。
【００６６】
又、パルス入力電源２の周期Ｔを固定し、ＴＯＮ幅制御としたが周期Ｔ制御、ＴＯＮ幅固定の制御方法等でもよいものである。
【００６７】
（実施の形態５）
本他の実施の形態は特に図示しないが実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３または実施の形態４のそれぞれに記載の第１の整流手段であるダイオード５、第２の整流手段であるダイオード９及び第３の整流手段であるダイオード１１を電界効果トランジスタとし、パルス入力電源２のハイレベルと同期して第２の整流手段である電界効果トランジスタ９をオン、第１の整流手段及び第３の整流手段である電界効果トランジスタ５及び１１をオフし、パルス入力電源２のロウレベルと同期して第１の整流手段及び第３の整流手段である電界効果トランジスタ５及び１１をオン、第２の整流手段である電界効果トランジスタ９をオフする既知のスイッチング手段（図示せず）を設けたものである。
【００６８】
動作は各実施の形態と同様であるため説明は省略するが、本実施の形態では、各整流手段を電界効果トランジスタとすることによりダイオードに比べて整流損失の低減ができ高効率化が可能となるものである。
【００６９】
以上、それぞれの実施の形態について説明したが、各実施の形態を組み合わせた複数の安定した出力を有する多出力スイッチング電源装置としても良いものである。
【００７０】
又、パルス入力電源２を直流電源と第１出力を安定に制御するためにオン・オフ時間を制御されたスイッチング素子の直列接続構成としてもよく、さらには第１の出力を安定に制御する絶縁型スイッチング電源のトランスの２次巻線と整流素子の直列接続構成としてもよい。
【００７１】
さらには、本発明の実施の形態の説明では１をチョッパー方式降圧型コンバータとしたが昇圧型コンバータでも極性反転型コンバータでも同じ効果が得られるものである。
【００７２】
【発明の効果】
以上のように本発明のスイッチング電源装置は構成されるため、大電力化が可能で安定した非制御第２出力を得ることができさらにトランスの第３、第４、……巻線を設けることにより非制御第３、非制御第４、……出力の安定した複数の出力を得ることができるなどの効果が得られ又、第２の整流手段及び第３の整流手段の逆印加電圧の低減による高効率化、チョークコイルの小型化、トランスの小型化などを行うことが可能な効果も得られ高効率で小型化できる多出力スイッチング電源装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明のスイッチング電源装置の一実施の形態の回路構成図
【図２】 同動作波形図
【図３】 同他の実施の形態の回路構成図
【図４】 同動作波形図
【図５】 同他の実施の形態の回路構成図
【図６】 同動作波形図
【図７】 同他の実施の形態の回路構成図
【図８】 同動作波形図
【図９】 従来のスイッチング電源装置の回路構成図
【図１０】 同動作波形図
【符号の説明】
１ チョッパー方式降圧型コンバータ
２ パルス入力電源
３ トランス
３ａ 第１巻線
３ｂ 第２巻線
４ 第１の平滑コンデンサ
５ ダイオード
６ ダイオード
７ 第２の平滑コンデンサ
８ コンデンサインプット型整流平滑回路
９ ダイオード
１０ チョークコイル
１１ ダイオード
１２ チョークインプット型整流平滑回路
Claims (5)
- パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路に並列接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするスイッチング電源装置。
- パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路と前記第２の整流手段との接続点に接続すると共に前記第１の平滑コンデンサと接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするスイッチング電源装置。
- パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記第１の平滑コンデンサに接続した前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路と前記第２の整流手段との接続点に接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするスイッチング電源装置。
- パルス入力電源と、このパルス入力電源に接続したチョークコイルとして働くトランスの第１巻線と第１の平滑コンデンサからなる第１の直列回路と、この第１の直列回路に並列接続した第１の整流手段と、前記第１の平滑コンデンサに接続した前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線と、この第２巻線に接続した第２の整流手段と、この第２の整流手段に接続した他のチョークコイルと第２の平滑コンデンサからなる第２の直列回路と、この第２の直列回路と前記第２の整流手段との接続点に接続すると共に前記第１の平滑コンデンサと前記チョークコイルとして働くトランスの第２巻線との接続点に接続した第３の整流手段とを備え、前記第１巻線と前記第１の平滑コンデンサの接続点を第１出力にするとともに、前記他のチョークコイルと前記第２の平滑コンデンサの接続点を非制御第２出力とするスイッチング電源装置。
- 第１の整流手段、第２の整流手段及び第３の整流手段を電界効果トランジスタとし、パルス入力電源のハイレベルと同期させ第２の整流手段をオンし、第１の整流手段及び第３の整流手段をオフし、パルス入力電源のロウレベルと同期させて第１の整流手段及び第３の整流手段をオンし、第２の整流手段をオフするスイッチング手段を設けた請求項１〜請求項４のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06764897A JP3690049B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06764897A JP3690049B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271814A JPH10271814A (ja) | 1998-10-09 |
| JP3690049B2 true JP3690049B2 (ja) | 2005-08-31 |
Family
ID=13351064
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06764897A Expired - Fee Related JP3690049B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3690049B2 (ja) |
-
1997
- 1997-03-21 JP JP06764897A patent/JP3690049B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10271814A (ja) | 1998-10-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6942852B2 (ja) | 広出力電圧範囲用の絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法 | |
| JP3682773B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US6483731B1 (en) | Alexander topology resonance energy conversion and inversion circuit utilizing a series capacitance multi-voltage resonance section | |
| JP3201324B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US7272020B2 (en) | Isolated, current-fed, pulse width modulation, DC-DC converter | |
| JPS63257459A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| JPH05316721A (ja) | 並列制御型ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JPH04351465A (ja) | Ｄｃ・ｄｃコンバータ | |
| JPH11150875A (ja) | 二次電池ユニット | |
| US20060133119A1 (en) | Electric power unit | |
| JP4252269B2 (ja) | 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0345984B2 (ja) | ||
| JP2009219333A (ja) | 降圧型スイッチングｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP2006187159A (ja) | 共振型スイッチング電源装置 | |
| JP3690049B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH09201043A (ja) | 電源装置 | |
| JP2001309646A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| KR100387381B1 (ko) | 고효율의 스위칭모드 전원공급장치 | |
| JP4422504B2 (ja) | スイッチング電源装置及びその制御方法 | |
| JP4093116B2 (ja) | 力率改善コンバータ | |
| JP2561201B2 (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2003299359A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3143847B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2002159176A (ja) | 電源装置及び放電灯点灯装置 | |
| JPH0340757A (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20031209 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20040114 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041008 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041019 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041220 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050215 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050418 |
|
| A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20050421 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050524 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050606 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080624 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090624 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100624 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100624 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110624 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |