JPH04351465A - Dc・dcコンバータ - Google Patents
Dc・dcコンバータInfo
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- JPH04351465A JPH04351465A JP3343477A JP34347791A JPH04351465A JP H04351465 A JPH04351465 A JP H04351465A JP 3343477 A JP3343477 A JP 3343477A JP 34347791 A JP34347791 A JP 34347791A JP H04351465 A JPH04351465 A JP H04351465A
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- JP
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- switch
- voltage
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- terminal
- input
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- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims abstract description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 16
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 5
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 5
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/005—Conversion of dc power input into dc power output using Cuk converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は電力変換回路および装置
に関する。特に、本発明はDC・DCコンバータに関す
る。
に関する。特に、本発明はDC・DCコンバータに関す
る。
【0002】本発明は特定の応用のための実施例を明ら
かにすることに関して開示されているが、本発明はそれ
によって限定されないことが理解されなければならない
。本発明の技術的範囲内における修正、応用および実施
例、ならびに本発明が有効に適用できるその他の応用分
野が当業者に見出だされるであろう。
かにすることに関して開示されているが、本発明はそれ
によって限定されないことが理解されなければならない
。本発明の技術的範囲内における修正、応用および実施
例、ならびに本発明が有効に適用できるその他の応用分
野が当業者に見出だされるであろう。
【0003】
【従来の技術】DC・DCコンバータは技術において既
知である。DC・DCコンバータは、あるレベルから他
のレベルにDC電圧を有効に変換する機能を行う。この
変換は、通常のスイッチング方法の電力トランジスタに
よって達成され、このトランジスタは入力DC電圧をA
C方形波に変換しその後電力変成器の巻線比の変換を経
てAC方形波をより高いまたはより低い電圧振幅に変換
する。変圧器の出力方形波はその整流正され、入力DC
電圧電力レベルと異なった接地基準に関してより高いま
たはより低い新しいDC電圧レベルを発生するために瀘
波される。DC・DCコンバータは、調整されない電力
源から電子および電気装置用の調整された電力を与える
ためにしばしば使用される。種々のDC・DCコンバー
タが技術において知られており、それらにはバック(b
uck)、ブースト、およびバック・ブーストコンバー
タが含まれている。IEEE 18回Annual
Power Electronics Special
ists会議1987年6月21乃至26日においてJ
.L.White およびW.J.Muldoon に
より発表された“2個のインダクタを備えたブーストお
よびバックコンバータ”を参照されたい。
知である。DC・DCコンバータは、あるレベルから他
のレベルにDC電圧を有効に変換する機能を行う。この
変換は、通常のスイッチング方法の電力トランジスタに
よって達成され、このトランジスタは入力DC電圧をA
C方形波に変換しその後電力変成器の巻線比の変換を経
てAC方形波をより高いまたはより低い電圧振幅に変換
する。変圧器の出力方形波はその整流正され、入力DC
電圧電力レベルと異なった接地基準に関してより高いま
たはより低い新しいDC電圧レベルを発生するために瀘
波される。DC・DCコンバータは、調整されない電力
源から電子および電気装置用の調整された電力を与える
ためにしばしば使用される。種々のDC・DCコンバー
タが技術において知られており、それらにはバック(b
uck)、ブースト、およびバック・ブーストコンバー
タが含まれている。IEEE 18回Annual
Power Electronics Special
ists会議1987年6月21乃至26日においてJ
.L.White およびW.J.Muldoon に
より発表された“2個のインダクタを備えたブーストお
よびバックコンバータ”を参照されたい。
【0004】ブースト型DC・DCコンバータは特に有
用である。ブースト型DC・DCコンバータは、第1の
より低い電圧の入力の直流(DC)信号を第2のより高
い電圧レベルの出力の直流(DC)電圧に変換する。
用である。ブースト型DC・DCコンバータは、第1の
より低い電圧の入力の直流(DC)信号を第2のより高
い電圧レベルの出力の直流(DC)電圧に変換する。
【0005】インダクタ結合型のブーストDC・DCコ
ンバータは、DCレベル移動を行うためにインダクタを
利用する。インダクタ結合型のブーストDC・DCコン
バータは、誘電部品の固有のリップル電流の減少の機能
のために広く使用される。
ンバータは、DCレベル移動を行うためにインダクタを
利用する。インダクタ結合型のブーストDC・DCコン
バータは、誘電部品の固有のリップル電流の減少の機能
のために広く使用される。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、通常の
インダクタ結合型のブーストDC・DCコンバータは、
エネルギ貯蔵、電力スイッチ駆動、入力電流リップル消
去、および調整された低電圧供給発生装置の機能を行う
ために通常少なくとも3つの分離した磁気部品を利用す
る。多数の磁気部品に関する重さ、寸法、および価格は
、ある応用例えば宇宙船の電力装置用に通常のインダク
タ結合型のブーストDC・DCコンバータの利用を制限
する傾向があった。
インダクタ結合型のブーストDC・DCコンバータは、
エネルギ貯蔵、電力スイッチ駆動、入力電流リップル消
去、および調整された低電圧供給発生装置の機能を行う
ために通常少なくとも3つの分離した磁気部品を利用す
る。多数の磁気部品に関する重さ、寸法、および価格は
、ある応用例えば宇宙船の電力装置用に通常のインダク
タ結合型のブーストDC・DCコンバータの利用を制限
する傾向があった。
【0007】したがってこれらは、エネルギ貯蔵、電力
スイッチ駆動、入力電流リップル消去、および調整され
た低電圧供給発生機の機能を実行することができる小型
で軽く低価格の改良されたインダクタ結合型のブースト
DC・DCコンバータ設計技術が必要とされている。
スイッチ駆動、入力電流リップル消去、および調整され
た低電圧供給発生機の機能を実行することができる小型
で軽く低価格の改良されたインダクタ結合型のブースト
DC・DCコンバータ設計技術が必要とされている。
【0008】
【課題を解決するための手段】この必要性は、本発明に
よる単一の多目的磁気部品を具備するインダクタ結合型
のブーストDC・DCコンバータによって達成される。 本発明は、入力DC電圧を時間的に変化する波形を有す
る信号に変換するための通常のスイッチを含む。スイッ
チQ1は、入力電圧源に接続される極端子と、制御端子
と第1および第2の接続端子とを有する。単一の号イン
ダクチブ素子は、スイッチの出力端子とコンバータの入
力端子の間に接続される第1の巻線LN1 と、スイッ
チの第2の接続端子とコンバータの出力端子の間に接続
される第2の巻線LN2 とを含む。
よる単一の多目的磁気部品を具備するインダクタ結合型
のブーストDC・DCコンバータによって達成される。 本発明は、入力DC電圧を時間的に変化する波形を有す
る信号に変換するための通常のスイッチを含む。スイッ
チQ1は、入力電圧源に接続される極端子と、制御端子
と第1および第2の接続端子とを有する。単一の号イン
ダクチブ素子は、スイッチの出力端子とコンバータの入
力端子の間に接続される第1の巻線LN1 と、スイッ
チの第2の接続端子とコンバータの出力端子の間に接続
される第2の巻線LN2 とを含む。
【0009】第1の実施例において本発明はさらに、ス
イッチの制御端子に供給される駆動信号のレベルをシフ
トするためのレベルシフト回路を設けるスイッチの制御
端子に第1の端部で接続されるインダクチブ素子の巻線
LN3 を含む。
イッチの制御端子に供給される駆動信号のレベルをシフ
トするためのレベルシフト回路を設けるスイッチの制御
端子に第1の端部で接続されるインダクチブ素子の巻線
LN3 を含む。
【0010】第2の実施例において、本発明は、スイッ
チQ1の第1の接続端子に第1の端部で接続され、基準
電位の電源に第2の端部で接続される第1のインダクチ
ブ素子の巻線LN4 を含み、それによって入力電流リ
ップル消去回路を提供する。
チQ1の第1の接続端子に第1の端部で接続され、基準
電位の電源に第2の端部で接続される第1のインダクチ
ブ素子の巻線LN4 を含み、それによって入力電流リ
ップル消去回路を提供する。
【0011】第3の実施例において、本発明は、1つの
端部で基準電位源に接続される第1のインダクチブ素子
の巻線LN5 と、第1の端部で巻線LN5 の第2の
端部に接続される第1のダイオードCR2と、第1の端
部で第1のダイオードの第2の端部に接続される第1の
インダクチブ素子の巻線LN6 と、第1のダイオード
の第2の端部に接続されるキャパシタC4と、第1の端
部で第1のインダクチブ素子の巻線LN6 の第2の端
部に接続され第2の端部で調整された補助電力供給回路
の出力端子に接続される第2のダイオードCR3とを含
む補助調整電力供給回路を含む。
端部で基準電位源に接続される第1のインダクチブ素子
の巻線LN5 と、第1の端部で巻線LN5 の第2の
端部に接続される第1のダイオードCR2と、第1の端
部で第1のダイオードの第2の端部に接続される第1の
インダクチブ素子の巻線LN6 と、第1のダイオード
の第2の端部に接続されるキャパシタC4と、第1の端
部で第1のインダクチブ素子の巻線LN6 の第2の端
部に接続され第2の端部で調整された補助電力供給回路
の出力端子に接続される第2のダイオードCR3とを含
む補助調整電力供給回路を含む。
【0012】このため、本発明のインダクタ結合DC・
DCコンバータは、通常のエネルギ貯蔵、電力スイッチ
駆動レベルシフト、入力電流リップル消去、および単一
の磁気部品を具備する調整された低電圧の補助電力発生
装置を提供する。本発明は、従来の設計と比較して部品
の数、装置の寸法、および価格において著しく減少させ
る。
DCコンバータは、通常のエネルギ貯蔵、電力スイッチ
駆動レベルシフト、入力電流リップル消去、および単一
の磁気部品を具備する調整された低電圧の補助電力発生
装置を提供する。本発明は、従来の設計と比較して部品
の数、装置の寸法、および価格において著しく減少させ
る。
【0013】
【実施例】本発明の有益な教えを開示するために添付し
た図面を参照にして実施例および典型的な応用について
ば説明する。
た図面を参照にして実施例および典型的な応用について
ば説明する。
【0014】本発明のインダクタ結合DC・DCコンバ
ータの形態は、それらのファミリーの原型の概観によっ
て非常によく示されている。その最も基本的な形状にお
ける形態は、図1の(a)に示されるような単極双投ス
イッチS1を具備する2個の(チョーク)インダクタヲ
有するブーストコンバータ10である。スイッチS1の
極は、入力電源Vinの端子に接続される。スイッチS
1の第1の接続端子は、第1のインダクタL1の一端部
に接続される。一方第2の接続端子は、第2のインダク
タL2の一端部に接続される。第1のキャパシタC1は
、スイッチS1の第1と第2の接続端子間に接続される
。 出力キャパシタC2は、第1と第2のインダクタL1,
L2の第2の端子の間に接続される。スイッチS1は、
入力DC電圧をAC準方形波に変換する。出力電圧VO
は、抵抗RL によって表された負荷の両端で生成に
される。
ータの形態は、それらのファミリーの原型の概観によっ
て非常によく示されている。その最も基本的な形状にお
ける形態は、図1の(a)に示されるような単極双投ス
イッチS1を具備する2個の(チョーク)インダクタヲ
有するブーストコンバータ10である。スイッチS1の
極は、入力電源Vinの端子に接続される。スイッチS
1の第1の接続端子は、第1のインダクタL1の一端部
に接続される。一方第2の接続端子は、第2のインダク
タL2の一端部に接続される。第1のキャパシタC1は
、スイッチS1の第1と第2の接続端子間に接続される
。 出力キャパシタC2は、第1と第2のインダクタL1,
L2の第2の端子の間に接続される。スイッチS1は、
入力DC電圧をAC準方形波に変換する。出力電圧VO
は、抵抗RL によって表された負荷の両端で生成に
される。
【0015】図1の(b)において示されるように、こ
の形態の装置の端子が一位置だけ時計回りに回転される
とき、連続の入力および出力電流を有するインダクタ結
合バックコンバータ20は得られる。図1の(c)に示
されるように、基本の電力ステージ端子が一位置だけ反
時計回りに回転されるとき“Cuk”コンバータ30は
得られる。
の形態の装置の端子が一位置だけ時計回りに回転される
とき、連続の入力および出力電流を有するインダクタ結
合バックコンバータ20は得られる。図1の(c)に示
されるように、基本の電力ステージ端子が一位置だけ反
時計回りに回転されるとき“Cuk”コンバータ30は
得られる。
【0016】“Cuk”コンバータのように、両方の形
態の入力および出力電流は脈動していない。L1および
L2は本質的に同じAC電圧を有しているので、単一の
結合されたインダクタは2個の個々のインダクタに置換
されることができる。出力リップル電流は、結合された
インダクタの出力脚部と直列に小さいインダクタンスの
導入によって劇的に減少される。
態の入力および出力電流は脈動していない。L1および
L2は本質的に同じAC電圧を有しているので、単一の
結合されたインダクタは2個の個々のインダクタに置換
されることができる。出力リップル電流は、結合された
インダクタの出力脚部と直列に小さいインダクタンスの
導入によって劇的に減少される。
【0017】図2は、本発明のインダクタ結合ブースト
コンバータ40の簡易化した概要図である。電力MOS
FET Q1およびダイオードCR1は、単極双投ス
イッチを形成する。主なチョークL1は3つの巻線を具
備する。L1AおよびL1Bは主なインダクタを結合さ
れた電力巻線であり、L1Cは入力リップル電流を相殺
するために使用される補助巻線である。C3は、形態の
内部に埋設されたエネルギ転送キャパシタである。C2
は、入力リップル消去回路用のDC阻止キャパシタであ
る。C1およびC4は、入力および出力キャパシタであ
る。L3は出力リップル減少チョークである。
コンバータ40の簡易化した概要図である。電力MOS
FET Q1およびダイオードCR1は、単極双投ス
イッチを形成する。主なチョークL1は3つの巻線を具
備する。L1AおよびL1Bは主なインダクタを結合さ
れた電力巻線であり、L1Cは入力リップル電流を相殺
するために使用される補助巻線である。C3は、形態の
内部に埋設されたエネルギ転送キャパシタである。C2
は、入力リップル消去回路用のDC阻止キャパシタであ
る。C1およびC4は、入力および出力キャパシタであ
る。L3は出力リップル減少チョークである。
【0018】この装置は、ブーストコンバータのDC特
性を有する。出力キャパシタの両端の電圧がVO であ
ると定義するとき、エネルギ転送キャパシタC3の両端
の電圧は安定状態においてVO と等しくなければなら
ない。“オン”状態中、L1Aの両端の電圧(およびし
たがってL1B)は入力電圧Vinと等しい。“オフ”
状態中、L1Aの両端の電圧はVinマイナスVO で
ある。インダクタL1Aの両端の電圧の平均はゼロでな
ければならないので、 DVin+(1−D)(Vin−VO )=0
(1)ここでDは、トランジ
スタQ1がベース駆動によって制御されるとき0から1
まで変化するスイッチ(図示せず)のデューティサイク
ルである。VO について解くと、典型的なDCブース
トコンバータ伝達関数は、 VO =Vin/(
1−D)
(2)低出力電流リップルは、リップル
減少チョークL3の導入によって達成される。L3はL
1の磁化電流の全てを巻線L1B内に強制的に流れさせ
る。エネルギ転送キャパシタC3が非常に大きい(つま
り、著しいリップル電圧がない)とき、C3の両端の電
圧は、出力キャパシタC4の両端の電圧と大きさが等し
く極性が反対である。 L1Aの両端の電圧もまた、L1Bの両端の電圧と等し
くおよび反対である。結果として、L3の両端の電圧お
よびL3のリップル電流はゼロに近づき、出力リップル
電圧はゼロに近づく。入力リップル消去電流は、L1に
流れるリップル電流と大きさが等しく180度位相が異
なるAC電流が導入される電流消去技術を使用する。2
つの電流が互いに加えられるとき、正味のAC電流はゼ
ロに近づく。ゼロリップルのための条件は、以下のよう
に“オン”状態中のインダクタを結合された電力ステー
ジのための微分方程式から導かれる(阻止キャパシタC
2は大きいと仮定する)。
性を有する。出力キャパシタの両端の電圧がVO であ
ると定義するとき、エネルギ転送キャパシタC3の両端
の電圧は安定状態においてVO と等しくなければなら
ない。“オン”状態中、L1Aの両端の電圧(およびし
たがってL1B)は入力電圧Vinと等しい。“オフ”
状態中、L1Aの両端の電圧はVinマイナスVO で
ある。インダクタL1Aの両端の電圧の平均はゼロでな
ければならないので、 DVin+(1−D)(Vin−VO )=0
(1)ここでDは、トランジ
スタQ1がベース駆動によって制御されるとき0から1
まで変化するスイッチ(図示せず)のデューティサイク
ルである。VO について解くと、典型的なDCブース
トコンバータ伝達関数は、 VO =Vin/(
1−D)
(2)低出力電流リップルは、リップル
減少チョークL3の導入によって達成される。L3はL
1の磁化電流の全てを巻線L1B内に強制的に流れさせ
る。エネルギ転送キャパシタC3が非常に大きい(つま
り、著しいリップル電圧がない)とき、C3の両端の電
圧は、出力キャパシタC4の両端の電圧と大きさが等し
く極性が反対である。 L1Aの両端の電圧もまた、L1Bの両端の電圧と等し
くおよび反対である。結果として、L3の両端の電圧お
よびL3のリップル電流はゼロに近づき、出力リップル
電圧はゼロに近づく。入力リップル消去電流は、L1に
流れるリップル電流と大きさが等しく180度位相が異
なるAC電流が導入される電流消去技術を使用する。2
つの電流が互いに加えられるとき、正味のAC電流はゼ
ロに近づく。ゼロリップルのための条件は、以下のよう
に“オン”状態中のインダクタを結合された電力ステー
ジのための微分方程式から導かれる(阻止キャパシタC
2は大きいと仮定する)。
【0019】
dL1/dt=(Vin/L1)+(N2 /
N1 )dL2/dt (3)および、 dL2/dt=(N2 /N1 )Vin/L
2 (4
)ここで、L1=L1A=L1Bであり、N1 および
N2 はL1のそれぞれの巻線L1BおよびL1Cの巻
回の数である。ゼロリップルは、dL1/dt=dL2
/dtのとき生じる。したがって、n=N1 /N2
と定めると、 (Vin/L1)+(1/n)dL2/dt=
dL2/dt (5) Vin/
L1=((n−1)/n)dL2/dt
(6) Vin/L1=
((n−1)/n)(1/n)Vin/L2
(7)L2をL1およびnの関数として導く
と、 L2=L1(n−1)/n2
(8)通常の巻回比nは、L2が0.2222
×L1のみであるために3程度である。L2のインダク
タンスが非常に小さくACリップル電流を伝えるのみで
あるので、L2はコンバータの十分なDC入力電流を伝
えるために設計された通常のEMIフィルタチョークよ
り著しく小さい。
N1 )dL2/dt (3)および、 dL2/dt=(N2 /N1 )Vin/L
2 (4
)ここで、L1=L1A=L1Bであり、N1 および
N2 はL1のそれぞれの巻線L1BおよびL1Cの巻
回の数である。ゼロリップルは、dL1/dt=dL2
/dtのとき生じる。したがって、n=N1 /N2
と定めると、 (Vin/L1)+(1/n)dL2/dt=
dL2/dt (5) Vin/
L1=((n−1)/n)dL2/dt
(6) Vin/L1=
((n−1)/n)(1/n)Vin/L2
(7)L2をL1およびnの関数として導く
と、 L2=L1(n−1)/n2
(8)通常の巻回比nは、L2が0.2222
×L1のみであるために3程度である。L2のインダク
タンスが非常に小さくACリップル電流を伝えるのみで
あるので、L2はコンバータの十分なDC入力電流を伝
えるために設計された通常のEMIフィルタチョークよ
り著しく小さい。
【0020】図3は、本発明のインダクタ結合ブースト
コンバータ50の好ましい実施例の概要図である。図3
の実施例は、入力電圧および出力電流の比較的幅の広い
範囲にわたって一定値で出力電圧を調整するために、固
定された周波数パルス幅変調を使用するインダクタ結合
ブーストDC・DCコンバータ形態である。図3の実施
例は、単一のキャパシタC1がインダクタL1と直列に
なるように入力キャパシタC1がDC阻止キャパシタC
2と結合されることを除いて、図2の実施例と等しい。 インダクタL1AおよびL3は、単一の巻線LN2 と
して結合される。巻線LN1 およびLN2 はDCイ
ンダクタであり、コンバータ装置のためのエネルギ貯蔵
機能を実行する。巻線LN3 は、スイッチQ1の状態
をQ1−3から基準された端子Q1−2における電圧波
形が、接地に関してVd における電圧と同じであるよ
うに、制御するためにゼロボルトの基準駆動信号のレベ
ルシフトを与える。巻線LN4 は、L2の選択をさせ
る(以下の方程式(10)を使用する)減少された巻回
比(つまり、N4 /N1 <1)を有する。巻線LN
5 およびLN6 は、調整された補助的低電圧供給を
行うために含まれる。スイッチQ1は電力MOSFET
であり、オンにするためにピン3に関してピン2上に正
の電圧を必要とし、ほとんどゼロボルトの駆動電圧に対
してオフである。同じ形態は、バイポーラトランジスタ
のような電流駆動スイッチを駆動するために使用される
ことができる。
コンバータ50の好ましい実施例の概要図である。図3
の実施例は、入力電圧および出力電流の比較的幅の広い
範囲にわたって一定値で出力電圧を調整するために、固
定された周波数パルス幅変調を使用するインダクタ結合
ブーストDC・DCコンバータ形態である。図3の実施
例は、単一のキャパシタC1がインダクタL1と直列に
なるように入力キャパシタC1がDC阻止キャパシタC
2と結合されることを除いて、図2の実施例と等しい。 インダクタL1AおよびL3は、単一の巻線LN2 と
して結合される。巻線LN1 およびLN2 はDCイ
ンダクタであり、コンバータ装置のためのエネルギ貯蔵
機能を実行する。巻線LN3 は、スイッチQ1の状態
をQ1−3から基準された端子Q1−2における電圧波
形が、接地に関してVd における電圧と同じであるよ
うに、制御するためにゼロボルトの基準駆動信号のレベ
ルシフトを与える。巻線LN4 は、L2の選択をさせ
る(以下の方程式(10)を使用する)減少された巻回
比(つまり、N4 /N1 <1)を有する。巻線LN
5 およびLN6 は、調整された補助的低電圧供給を
行うために含まれる。スイッチQ1は電力MOSFET
であり、オンにするためにピン3に関してピン2上に正
の電圧を必要とし、ほとんどゼロボルトの駆動電圧に対
してオフである。同じ形態は、バイポーラトランジスタ
のような電流駆動スイッチを駆動するために使用される
ことができる。
【0021】定常状態の動作において、インダクタは短
絡であり、キャパシタは開路である(全体的に巻線の抵
抗は無視できる程度である)。したがって入力電圧Vi
n(通常は25乃至48ボルト)は、入力キャパシタC
1に加えられる。このブースト形態において、出力電圧
VO (通常は50ボルト)は入力電圧Vinより高い
ので、ダイオードCR1は逆バイアスされオフされる。 スイッチQ1がオフであることによって、C2の電圧は
C3の電圧と等しい。駆動電圧(例えば15ボルト)が
、パルス幅変調回路52によって駆動器54を介してピ
ン2でスイッチングトランジスタQ1のベースに加えら
れる。パルス幅変調回路52は、マサチューセッツ州レ
キシントンにあるUnitrobe会社製造のUC18
42によって構成されることができる。一方駆動器54
はTeledyne Semiconductor社に
よって製造されるTSC4424 により構成されるこ
とができる。スイッチQ1(電力MOSFETトランジ
スタ)がオンになるとき、ピン1および3の間が短絡さ
れる。したがって、ピン3の電圧はVinに増加する(
例えば40ボルト)。その点において入力電圧はピン1
およびLN3 の両端に加えられる。インダクタLN3
の底部で15ボルト、LN3 の両端で40ボルトと
すれば、正味55ボルトはトランジスタスイッチQ1の
ピン2に加えられ、そこに保たれる。エネルギ転送キャ
パシタC2の上部の電圧は、Vinからダイオード電圧
降下を引いた例えば39.3ボルトからVinプラスV
O 例えば90ボルトまで急上昇する。入力電圧と出力
電圧間の比は、式(2)から与えられる。
絡であり、キャパシタは開路である(全体的に巻線の抵
抗は無視できる程度である)。したがって入力電圧Vi
n(通常は25乃至48ボルト)は、入力キャパシタC
1に加えられる。このブースト形態において、出力電圧
VO (通常は50ボルト)は入力電圧Vinより高い
ので、ダイオードCR1は逆バイアスされオフされる。 スイッチQ1がオフであることによって、C2の電圧は
C3の電圧と等しい。駆動電圧(例えば15ボルト)が
、パルス幅変調回路52によって駆動器54を介してピ
ン2でスイッチングトランジスタQ1のベースに加えら
れる。パルス幅変調回路52は、マサチューセッツ州レ
キシントンにあるUnitrobe会社製造のUC18
42によって構成されることができる。一方駆動器54
はTeledyne Semiconductor社に
よって製造されるTSC4424 により構成されるこ
とができる。スイッチQ1(電力MOSFETトランジ
スタ)がオンになるとき、ピン1および3の間が短絡さ
れる。したがって、ピン3の電圧はVinに増加する(
例えば40ボルト)。その点において入力電圧はピン1
およびLN3 の両端に加えられる。インダクタLN3
の底部で15ボルト、LN3 の両端で40ボルトと
すれば、正味55ボルトはトランジスタスイッチQ1の
ピン2に加えられ、そこに保たれる。エネルギ転送キャ
パシタC2の上部の電圧は、Vinからダイオード電圧
降下を引いた例えば39.3ボルトからVinプラスV
O 例えば90ボルトまで急上昇する。入力電圧と出力
電圧間の比は、式(2)から与えられる。
【0022】
VO /Vin=1/(1−D)
(
9)電圧がLN1 の両端で上昇するので、LN1 内
の電流I1aは上昇する。これは反対方向においてLN
4 の電流を生じさせる。以下の式(10)にしたがっ
て巻回比を選ぶことによって、入力リップル電流の消去
ができる。 L2=LN1 ×(n−1)/n2
(
10)ここで、n=N1 /N4 、N1 はインダク
タLN1 の巻線の巻回の数であり、N4 はインダク
タLN4 の巻線の巻回の数である。
(
9)電圧がLN1 の両端で上昇するので、LN1 内
の電流I1aは上昇する。これは反対方向においてLN
4 の電流を生じさせる。以下の式(10)にしたがっ
て巻回比を選ぶことによって、入力リップル電流の消去
ができる。 L2=LN1 ×(n−1)/n2
(
10)ここで、n=N1 /N4 、N1 はインダク
タLN1 の巻線の巻回の数であり、N4 はインダク
タLN4 の巻線の巻回の数である。
【0023】スイッチQ1がオンのとき、LN1 の電
圧V1 は巻回比にしたがってLN5 の両端のV5
として現れる。この電圧は、第2のダイオードCR2を
経てキャパシタC4に加えられる。スイッチQ1がオフ
のとき、巻回比によって決定されるようなLN1 の両
端の負の電圧V1 、すなわちVin−VO 、はV6
としてLN6 に加えられる。この電圧はC4の両端
の電圧とC5の両端の電圧マイナスCR3の両端のダイ
オード電圧降下に加算され、Vo2として出力される。 したがって巻線LN5 およびLN6 は、(出力電圧
VO である)LN1 の両端のピークからピークの電
圧を検出する。Vout が調整されるのでこれらの巻
線は第2の調整された出力電圧Vo2を出力電圧Vou
tと共に局部電源のようなパルス幅変調回路に供給され
る。したがって整流器の電圧降下を無視すると、 Vo2=(N5 /N1 )Vin−N6 /
N1 (Vin−Vout ) (11)
Vo2=(N6 /N1 )Vout +Vin
(N5 −N6 )/N1 (12)N5
=N6 のとき、 Vo2=N6 Vout /N1 ここで、N5 およびN6 はそれぞれ巻線LN5 お
よびLN6 の巻回数である。このため、巻線LN5
およびLN6 は調整された補助的低電圧出力を与える
。
圧V1 は巻回比にしたがってLN5 の両端のV5
として現れる。この電圧は、第2のダイオードCR2を
経てキャパシタC4に加えられる。スイッチQ1がオフ
のとき、巻回比によって決定されるようなLN1 の両
端の負の電圧V1 、すなわちVin−VO 、はV6
としてLN6 に加えられる。この電圧はC4の両端
の電圧とC5の両端の電圧マイナスCR3の両端のダイ
オード電圧降下に加算され、Vo2として出力される。 したがって巻線LN5 およびLN6 は、(出力電圧
VO である)LN1 の両端のピークからピークの電
圧を検出する。Vout が調整されるのでこれらの巻
線は第2の調整された出力電圧Vo2を出力電圧Vou
tと共に局部電源のようなパルス幅変調回路に供給され
る。したがって整流器の電圧降下を無視すると、 Vo2=(N5 /N1 )Vin−N6 /
N1 (Vin−Vout ) (11)
Vo2=(N6 /N1 )Vout +Vin
(N5 −N6 )/N1 (12)N5
=N6 のとき、 Vo2=N6 Vout /N1 ここで、N5 およびN6 はそれぞれ巻線LN5 お
よびLN6 の巻回数である。このため、巻線LN5
およびLN6 は調整された補助的低電圧出力を与える
。
【0024】図4の(a)乃至(i)は、図3のインダ
クタ結合回路50における定常状態の電圧および電流の
波形を示す。N1 =N2 =N3 によって、電圧の
波形はすべて等しく図示されるような同位相である。
クタ結合回路50における定常状態の電圧および電流の
波形を示す。N1 =N2 =N3 によって、電圧の
波形はすべて等しく図示されるような同位相である。
【0025】したがって本発明のインダクタ結合DC・
DCコンバータは、通常のエネルギ貯蔵、電力スイッチ
駆動レベルシフト、入力電流リップル消去、および単一
の磁気部品を有する調整された低電圧補助電力発生装置
を提供する。本発明は、部品の数、装置の寸法、および
価格が従来の設計に比べて著しく減少することを可能に
する。
DCコンバータは、通常のエネルギ貯蔵、電力スイッチ
駆動レベルシフト、入力電流リップル消去、および単一
の磁気部品を有する調整された低電圧補助電力発生装置
を提供する。本発明は、部品の数、装置の寸法、および
価格が従来の設計に比べて著しく減少することを可能に
する。
【0026】以上、本発明は特定の応用のための特定の
実施例に関してここに開示された。本発明の技術的範囲
を逸脱することなく修正、応用および実施例が当業者に
見出だされるであろう。
実施例に関してここに開示された。本発明の技術的範囲
を逸脱することなく修正、応用および実施例が当業者に
見出だされるであろう。
【0027】したがって、そのような応用、修正、およ
び実施例の任意および全ては添付された特許請求の範囲
によって本発明の技術的範囲内に包含される。
び実施例の任意および全ては添付された特許請求の範囲
によって本発明の技術的範囲内に包含される。
【図1】インダクタ結合コンバータの概要図。
【図2】本発明のインダクタ結合ブーストコンバータの
概要図。
概要図。
【図3】本発明のインダクタ結合ブーストコンバータの
好ましい実施例の概要図。
好ましい実施例の概要図。
【図4】図3のインダクタ結合回路における電圧および
電流波形図。
電流波形図。
Q1…トランジスタスイッチ、52…パルス幅変調回路
、54…駆動器。
、54…駆動器。
Claims (2)
- 【請求項1】 制御端子と、第1および第2の接続端
子とを有し、入力DC電圧を時間的に変化する波形を有
する信号に変換するスイッチ装置と、第1のインダクチ
ブ素子とを具備し、この第1のインダクチブ素子が、前
記スイッチの出力端子と前記コンバータの入力端子の間
に接続される第1の巻線と、前記スイッチの前記第2の
接続端子と前記コンバータの出力端子の間に接続される
第2の巻線と、前記スイッチの前記制御端子に与えられ
る駆動信号のレベルをシフトするレベルシフト手段を構
成するために前記スイッチの前記制御端子に第1の端部
が接続された第3の巻線とを具備していることを特徴と
するインダクタ結合型式のブーストDC・DCコンバー
タ。 - 【請求項2】 制御端子と、第1および第2の接続端
子とを有し、入力DC電圧を時間的に変化する波形を有
する信号に変換するスイッチ装置と、第1のインダクチ
ブ素子とを具備し、この第1のインダクチブ素子が、前
記スイッチの出力端子と前記コンバータの入力端子の間
に接続される第1の巻線と、前記スイッチの前記第2の
接続端子と前記コンバータの出力端子の間に接続される
第2の巻線と、第1の端部が前記スイッチの前記第1の
接続端子に接続され、第2の端部が基準電位源に接続さ
れている前記第1のインダクチブ素子の第3の巻線を含
むリップル取消し回路とを具備していることを特徴とす
るインダクタ結合型式のブーストDC・DCコンバータ
。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/633,835 US5122728A (en) | 1990-12-26 | 1990-12-26 | Coupled inductor type dc to dc converter with single magnetic component |
US633835 | 1990-12-26 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04351465A true JPH04351465A (ja) | 1992-12-07 |
JPH07101986B2 JPH07101986B2 (ja) | 1995-11-01 |
Family
ID=24541315
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3343477A Expired - Fee Related JPH07101986B2 (ja) | 1990-12-26 | 1991-12-25 | Dc・dcコンバータ |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5122728A (ja) |
EP (1) | EP0492820A3 (ja) |
JP (1) | JPH07101986B2 (ja) |
AU (1) | AU636522B2 (ja) |
CA (1) | CA2047775A1 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0559928B1 (de) * | 1992-03-09 | 1996-10-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltender Gleichspannungswandler |
US5353212A (en) * | 1992-04-20 | 1994-10-04 | At&T Bell Laboratories | Zero-voltage switching power converter with ripple current cancellation |
JP3151932B2 (ja) * | 1992-04-27 | 2001-04-03 | ヤマハ株式会社 | 電源回路 |
US5396412A (en) * | 1992-08-27 | 1995-03-07 | Alliedsignal Inc. | Synchronous rectification and adjustment of regulator output voltage |
US5479087A (en) * | 1992-10-02 | 1995-12-26 | Compaq Computer Corp. | Synchronized switch tapped coupled inductor regulation circuit |
US5336985A (en) * | 1992-11-09 | 1994-08-09 | Compaq Computer Corp. | Tapped inductor slave regulating circuit |
US5479090A (en) * | 1993-11-24 | 1995-12-26 | Raytheon Company | Power converter having optimal dynamic operation |
US5504418A (en) * | 1993-11-26 | 1996-04-02 | Hughes Aircraft Company | Full shunt boost switching voltage limiter for solar panel array |
US5646837A (en) * | 1995-12-19 | 1997-07-08 | Performance Controls, Inc. | Pulse-width modulated circuit with improved linearity |
US5754384A (en) * | 1996-09-09 | 1998-05-19 | Hughes Electronics Corporation | Overcurrent protection circuitry for non-isolated battery discharge controller |
US5929614A (en) * | 1997-06-13 | 1999-07-27 | Northrop Grumman Corporation | High efficiency DC step-up voltage converter |
US5886508A (en) * | 1997-08-29 | 1999-03-23 | Computer Products, Inc. | Multiple output voltages from a cascaded buck converter topology |
SE520906C2 (sv) * | 1997-10-28 | 2003-09-09 | Ericsson Telefon Ab L M | Spänningsregulator med ett mycket lågt 'drop-out voltage' |
US6078167A (en) * | 1998-03-24 | 2000-06-20 | Conexant System, Inc. | Voltage upconverter for portable time divisional multiple access radio |
JP4105314B2 (ja) * | 1998-12-24 | 2008-06-25 | 富士通株式会社 | Dc−dcコンバータ回路および電池駆動型装置 |
US6465991B1 (en) | 2001-07-30 | 2002-10-15 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Switchable power converter with coupled inductor boost and coupled inductor SEPIC for multiple level input line power factor correction |
US7372709B2 (en) * | 2003-09-11 | 2008-05-13 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Power conditioning system for energy sources |
US20050141248A1 (en) * | 2003-09-11 | 2005-06-30 | Mazumder Sudip K. | Novel efficient and reliable DC/AC converter for fuel cell power conditioning |
US7023186B2 (en) | 2004-08-05 | 2006-04-04 | Astec International Limited | Two stage boost converter topology |
US7792166B2 (en) * | 2005-06-24 | 2010-09-07 | Lockheed Martin Corporation | Apparatus and method for driving laser diodes |
US7808129B2 (en) * | 2005-10-24 | 2010-10-05 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Fuel-cell based power generating system having power conditioning apparatus |
US7893669B2 (en) * | 2007-09-10 | 2011-02-22 | Analog Devices, Inc. | Efficient voltage converter methods and structures |
US7768800B2 (en) * | 2007-12-12 | 2010-08-03 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Multiphase converter apparatus and method |
US8908391B2 (en) * | 2009-07-24 | 2014-12-09 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for regulating an additional output of a power converter |
US8559193B2 (en) | 2010-01-22 | 2013-10-15 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Zero-voltage-switching scheme for high-frequency converter |
US8723492B2 (en) | 2011-03-22 | 2014-05-13 | Integrated Device Technology, Inc. | Autonomous controlled headroom low dropout regulator for single inductor multiple output power supply |
KR101210424B1 (ko) | 2011-11-14 | 2012-12-11 | 한밭대학교 산학협력단 | 전기자동차의 인버터 구동용 스텝-업 컨버터 장치 |
US9281748B2 (en) | 2012-03-02 | 2016-03-08 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Operating a DC-DC converter |
US8901897B2 (en) | 2012-03-02 | 2014-12-02 | International Business Machines Corporation | Operating a DC-DC converter |
TWI465021B (zh) * | 2013-03-21 | 2014-12-11 | Univ Nat Taipei Technology | A boost converter with high voltage gain |
US9236347B2 (en) | 2013-10-09 | 2016-01-12 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Operating and manufacturing a DC-DC converter |
TWI495239B (zh) * | 2013-11-01 | 2015-08-01 | Univ Nat Taipei Technology | 具靴帶電容及耦合電感之升壓轉換裝置 |
US9219422B1 (en) | 2014-08-21 | 2015-12-22 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Operating a DC-DC converter including a coupled inductor formed of a magnetic core and a conductive sheet |
US9379619B2 (en) | 2014-10-21 | 2016-06-28 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Dividing a single phase pulse-width modulation signal into a plurality of phases |
US9570992B2 (en) * | 2015-05-05 | 2017-02-14 | Texas Instruments Incorporated | Regulated multiple output isolated DC to DC converter |
US9618539B2 (en) | 2015-05-28 | 2017-04-11 | Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. | Sensing current of a DC-DC converter |
CN109347465B (zh) * | 2018-10-29 | 2022-09-16 | 阳光电源(上海)有限公司 | 开关管驱动电路、关断器和分布式发电系统 |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3093790A (en) * | 1959-03-18 | 1963-06-11 | Ampex | Voltage regulator |
US3569818A (en) * | 1969-07-22 | 1971-03-09 | Hughes Aircraft Co | Multiple output dc voltage regulator |
US4187458A (en) * | 1978-08-07 | 1980-02-05 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Constant power regenerative magnetic switching regulator |
US4257087A (en) * | 1979-04-02 | 1981-03-17 | California Institute Of Technology | DC-to-DC switching converter with zero input and output current ripple and integrated magnetics circuits |
US4355352A (en) * | 1979-08-03 | 1982-10-19 | Bloom Gordon E | DC to DC Converter |
US4262328A (en) * | 1979-08-03 | 1981-04-14 | Litton Systems, Inc. | DC-to-DC converter |
US4300191A (en) * | 1980-01-31 | 1981-11-10 | Powercube Corporation | Pulse width modulated current fed inverter power supply |
US4674019A (en) * | 1986-04-16 | 1987-06-16 | Keller-Mullett Technology | Transformer-coupled two-inductor buck converter |
US4999568A (en) * | 1989-08-14 | 1991-03-12 | Zdzislaw Gulczynski | Switching power supply comprising pair of converters for obtaining constant or sinusoidal input current and fixed or variable output voltage |
-
1990
- 1990-12-26 US US07/633,835 patent/US5122728A/en not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-07-24 CA CA002047775A patent/CA2047775A1/en not_active Abandoned
- 1991-12-02 EP EP19910311180 patent/EP0492820A3/en not_active Withdrawn
- 1991-12-20 AU AU89959/91A patent/AU636522B2/en not_active Ceased
- 1991-12-25 JP JP3343477A patent/JPH07101986B2/ja not_active Expired - Fee Related
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AU8995991A (en) | 1992-07-02 |
AU636522B2 (en) | 1993-04-29 |
JPH07101986B2 (ja) | 1995-11-01 |
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