TWI465021B - A boost converter with high voltage gain - Google Patents

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TWI465021B TW102110071A TW102110071A TWI465021B TW I465021 B TWI465021 B TW I465021B TW 102110071 A TW102110071 A TW 102110071A TW 102110071 A TW102110071 A TW 102110071A TW I465021 B TWI465021 B TW I465021B
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Description

具有高電壓增益之升壓型轉換器
本發明是有關於一種升壓型轉換器，特別是指一種具有耦合電感並將漏電感能量輸出以增加轉換效率的具有高電壓增益之升壓型轉換器。
在許多的應用場合中常常需要將現有的低電壓升壓至較高電壓以提供設備之需求，如汽車用之電力電子的使用的直流/交流轉換器的前級電路(pre-stage of the DC-AC converter)，其中以升壓型轉換器(Boost Converter)及升降壓型轉換器(Buck-Boost Converter)較為普遍。然而，類似的轉換器不易達成高升壓比。
為了使單級的升壓型轉換器能達到更高的升壓比，目前常用的是邱克轉換器(Cuk Converter)，主要是以電容作為能量轉移中繼站，但是電容對其壽命之影響很大，不適合用於大電流大功率場合。然而，若是使用耦合電感會產生漏電感的現象，無法有效利用漏電感能量。
因此，本發明之目的，即在提供一種結合耦合電感及兩個靴帶電容加上箝制電路將漏電感能量輸出以增加轉換效率的具有高電壓增益之升壓型轉換器。
本發明具有高電壓增益之升壓型轉換器包括一輸入端及一輸出端，並包含一升壓電路及一箝制電路。該升壓電路電性連接該輸入端及該輸出端之間，將一輸入電壓升壓為一輸出電壓，具有：一耦合電感，由一初級繞組及一次級繞組所組成，該初級繞組具有一連接於該輸入端之第一端及一第二端，該次級繞組具有一第三端及一第四端；一第一二極體，其陽極端連接於該耦合電感的第一端，及陰極端連接於該耦合電感的該第三端；一第一開關，具有一第一場效電晶體、一接受一脈波驅動訊號之第一閘極端、一電性連接於該耦合電感的第二端的第一汲極端及一第一源極端，該第一場效電晶體受該脈波驅動訊號控制在導通/不導通狀態；及一輸出二極體，其陰極端連接於該輸出端。該箝制電路包括一第二開關及一箝制電容，該第二開關，具有一第二場效電晶體、一接受該脈波驅動訊號之第二閘極端、一電性連接於該耦合電感的第二端的第二源極端，及一電性連接於該箝制電容的第二汲極端。
該第二開關配合該箝制電容補償該升壓電路的耦合電感所產生之漏電感，且該升壓電路還包括：一第一靴帶電容，兩端分別跨接於該耦合電感的第二端及該第四端；一第二靴帶電容，耦接在該第一二極體的陰極端及該輸出二極體的陽極端之間；及一第二二極體，其陽極端耦接在該次級繞組的第四端及其陰極端耦接於該輸出二極體的陽極端。
較佳的，在該脈波控制訊號的其中一工作週期 的一第一狀態時，該第一場效電晶體導通及該第二場效電晶體不導通；該初級繞組的電流為反向且返回該輸入端且令該初級繞組充電，使得該耦合電感的次級繞組的電壓加上該第一靴帶電容及該第二靴帶電容的電壓使得該輸出二極體前向偏壓而供電。
較佳的，該工作週期還包括接續該第一狀態後的一第二狀態，在該第二狀態時，該第一場效電晶體為導通及第二場效電晶體為不導通，該第一二極體前向偏壓而使該第一靴帶電容被充電，且該初級繞組被磁化而使電流增加而供電給該輸出端。
較佳的，該工作週期還包括接續該第二狀態後的一第三狀態，在該第三狀態時，該第一場效電晶體為導通及第二場效電晶體為不導通，該第一靴帶電容被充電且緩慢增加，使得該第二二極體前向偏壓而導通，造成該第二靴帶電容被該次級繞組充電。
較佳的，該工作週期還包括接續該第三狀態後的一第四狀態，在該第四狀態時，該第一場效電晶體為不導通及第二場效電晶體為導通，原本儲存在該初級繞組的洩漏能量被釋放至箝制電容，導致該次級繞組的電流在相反方向被降低。
較佳的，該工作週期還包括接續該第四狀態後的一第五狀態，在該第五狀態時，該第一場效電晶體不導通及該第二場效電晶體導通，原本儲存在該初級繞組的洩漏能量完全被釋放，使得儲存在該耦合電感的磁能隨同儲 存在該第一靴帶電容的能量釋放至該輸出端，且該耦合電感的磁能也會釋放給該箝制電容。
較佳的，該工作週期還包括接續該第五狀態後的一第六狀態，在該第六狀態時，該第一場效電晶體不導通及該第二場效電晶體導通，且該初級繞組的圈數少於該次級繞組的圈數，令該初級繞組的電流小於該次級繞組的電流，使得該箝制電容被放電。
較佳的，該工作週期還包括接續該第六狀態後的一第七狀態，在該第七狀態時，該第一場效電晶體不導通及該第二場效電晶體導通，原本儲存該耦合電感的能量完全被釋放，令該初級繞組在此狀態被反磁化。
本發明的主動箝制之升壓型轉換器之功效在於：配合耦合電感的漏電感特性，藉由第一靴帶電容、第二靴帶電容以及箝制電路，可將耦合電感的漏電感能量回收，藉此提昇升壓型轉換器之轉換效率。
100‧‧‧升壓型轉換器
101‧‧‧輸入端
102‧‧‧輸出端
11‧‧‧升壓電路
111‧‧‧耦合電感
12‧‧‧箝制電路
21‧‧‧第一端
22‧‧‧第二端
23‧‧‧第三端
24‧‧‧第四端
31‧‧‧初級繞組
32‧‧‧次級繞組
41‧‧‧第一開關
411‧‧‧第一閘極端
412‧‧‧第一汲極端
413‧‧‧第一源極端
42‧‧‧第二開關
421‧‧‧第二閘極端
422‧‧‧第二汲極端
423‧‧‧第二源極端
C0 ‧‧‧輸出電容
Cb ‧‧‧箝制電容
C2 ‧‧‧第一靴帶電容
D1 ‧‧‧第一二極體
D0 ‧‧‧輸出二極體
Q1 ‧‧‧第一場效電晶體
Q2 ‧‧‧第二場效電晶體
DQ1 、DQ2 ‧‧‧本體二極體
本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明本發明的具有高電壓增益之升壓型轉換器之較佳實施例；圖2是一電路圖，說明該較佳實施例標示出各元件的電流/電壓；圖3是一波形圖，說明本發明的具有高電壓增益之升壓型轉換器之各元件的電流/電壓； 圖4至圖10是一電路圖，說明各元件分別在第一狀態至第七狀態的電流方向及產生的電流/電壓；圖11至圖16是一波形圖，說明本發明的具有高電壓增益之升壓型轉換器之各種元件的電壓/電流的詳細波形；及圖17是一曲線圖，說明本發明的具有高電壓增益之升壓型轉換器於不同負載電流之轉換效率。
在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。
參閱圖1及圖2，本發明之較佳實施例中，具有高電壓增益之升壓型轉換器100包含一輸入端101、一輸出端102、一電性連接於輸入端101及輸出端102之間的升壓電路11及一箝制電路12，在輸出端102並電性連接有一輸出二極體D0 及一輸出電容C0 ，輸入端101加載一輸入電壓Vin，輸出端102有一輸入電壓V0 ，分別介紹升壓電路11及箝制電路12的元件如下。
升壓電路11的元件包括一耦合電感111、一第一靴帶電容C1 、一第二靴帶電容C2 、一第一二極體D1 、一第二二極體D2 及一第一開關41，分別介紹如下。
耦合電感111由一初級繞組31及一次級繞組32所組成，初級繞組31具有一連接於輸入端101之第一端21及一第二端22，次級繞組32具有一第三端23及一第四端24，耦合電感111的匝數比為次級繞組32的圈數NS /初級繞組31的圈數NP 。
第一二極體D1 的兩端分別跨接於耦合電感111的第一端21及第三端23；第一靴帶電容C1 的兩端分別跨接於耦合電感111的第二端22及第四端24。
第一開關41具有一第一場效電晶體Q1 、一本體二極體DQ1 、一接受一脈波驅動訊號之第一閘極端411、一電性連接於耦合電感111的第二端22的第一汲極端412及一第一源極端413；其中，第一汲極端412及第一源極端413之間連接有本體二極體DQ1 ，第一場效電晶體Q1 受脈波驅動訊號控制在導通/不導通狀態。
輸出二極體D0 具有一電性連接於耦合電感111的第三端23的陽極端及一連接於輸出端102的陰極端，且輸出二極體D0 與輸出電容C0 並聯地連接該輸出端102。
第二靴帶電容C2 耦接在第一二極體D1 的陰極端及輸出二極體D0 的陽極端之間；第二二極體D2 的陽極端耦接在次級繞組32的第四端24及其陰極端耦接於輸出二極體D0 的陽極端。
箝制電路12包括一第二開關42及一箝制電容Cb ；第二開關42具有一第二場效電晶體Q2 、一本體二極體DQ2 、一接受一脈波驅動訊號之第一閘極端421、一電性連接於耦合電感111的第二端22的第二汲極端422及一第二源極端423，第二汲極端422及第二源極端423之間連接有本體二極體DQ2 。
本發明升壓型轉換器100操作於連續導通模式(CCM)，以下配合圖1並參閱圖3的波形圖分別介紹如圖4 至圖10在工作週期中的七種狀態。
參閱圖4，第一狀態(T0 ~T1 )下，第一場效電晶體Q1 以零電壓交換(Zero Voltage Switching；簡稱ZVS)導通，但第二場效電晶體Q2 不導通；在此狀態下，初級繞組31的電流IP 為反向且返回輸入端101，電流以此方向使初級繞組31充電，使得耦合電感111以變壓器方式操作，同時，次級繞組32的電壓VS 加上第一靴帶電容C1 及第二靴帶電容C2 的電壓使得輸出二極體D0 前向偏壓而供電給輸出端102的負載。
參閱圖5，第二狀態(T1 ~T2 )下，第一場效電晶體Q1 仍然維持導通且第二場效電晶體Q2 仍然維持不導通，在此狀態下，第一二極體D1 前向偏壓而使第一靴帶電容C1 被充電。同時，初級繞組31被磁化而使電流IP 增加，且輸出端102的負載所需能量由輸出電容C0 供應，當第一靴帶電容C1 的電壓V C 1 如公式1，即進入第三狀態。
V C 1 =V in +V in ×(N S /N P ) 公式1
參閱圖6，第三狀態(T2 ~T3 )下，第一場效電晶體Q1 仍然維持導通且第二場效電晶體Q2 仍然維持不導通，在此狀態下，第一靴帶電容C1 被充電且緩慢增加，使得第二二極體D2 前向偏壓而導通，造成第二靴帶電容C2 被次級繞組32充電，當第一場效電晶體Q1 不導通，即進入第四狀態；因此，第二靴帶電容C2 的電壓V C 2 如公式2。
V C 2 =V in ×(N S /N P ) 公式2
參閱圖7，第四狀態(T3 ~T4 )下，第一場效電晶 體Q1 為不導通及第二場效電晶體Q2 為導通，此時，原本儲存在初級繞組31的洩漏能量被釋放至箝制電容Cb ，導致次級繞組32的電流I S 在相反方向被降低，第一靴帶電容C1 的電流為0，當第二二極體D2 不導通時，即進入第五狀態。
參閱圖8，第五狀態(T4 ~T5 )下，第一場效電晶體Q1 不導通及第二場效電晶體Q2 導通，在此狀態下，原本儲存在初級繞組31的洩漏能量完全被釋放，使得儲存在耦合電感111的磁能隨同儲存在第一靴帶電容C1 的能量釋放到輸出端102的負載，且耦合電感111的磁能也會釋放給箝制電容Cb ，當箝制電容Cb 轉為放電，即進入第六狀態；因此，輸出電壓V o 如公式3。
V o =V Cb +(V Cb -V in )×(N S /N P )+V C 1 +V C 2 公式3
參閱圖9，第六狀態(T5 ~T6 )下，第一場效電晶體Q1 仍不導通及第二場效電晶體Q2 仍導通，其動作類似第五狀態，除了箝制電容Cb 的電流不同，因為初級圈數NP 少於次級圈數NS ，初級繞組31的電流IP 的斜率大於次級繞組32的電流IS 的斜率，在此狀態下，電流IP 小於電流IS ，箝制電容Cb 被放電，當耦合電感111的能量為0，即進入第七狀態。
參閱圖10，第七狀態(T6 ~T0 )下，第一場效電晶體Q1 仍不導通及第二場效電晶體Q2 仍導通，在此狀態下，其動作類似第六狀態，除了初級繞組31的電流不同，因為原本儲存耦合電感111的能量完全被釋放，初級繞組31在此狀態被反磁化(reverse magnetized)，當第一場效電晶體 Q1 導通，操作返回第一狀態，如此反覆進行。
忽略第二狀態的時間區間，箝制電容Cb 的電壓可表示為公式4。
代換公式1、公式2及公式4至公式3，可以得到本較佳實施例的電壓轉換效率為：
本較佳實施例中，升壓型轉換器100的元件規格為：(i)輸入電壓20伏特；(ii)輸出電壓200伏特；(iii)輸出電流0.8安培；(iv)最小輸出電流0.16安培；(v)開關頻率為100kHz；(vi)第一靴帶電容C1 及第二靴帶電容C2 選用4.7μF/100伏特(TDK MLLC)電容；(vii)輸出電容C0 採用100μF/250伏特(Chemicon electrolytic)電容；(viii)箝制電容Cb 採用330μF/63伏特(Rubycon electrolytic)電容；(ix)第一二極體D1 及第二二極體D2 選用DSEP8-02A；(x)第一場效電晶體Q1 選用IRF3710ZS及第二場效電晶體Q2 選用IRF540；(xi)產生脈波驅動訊號的閘極驅動器(圖未示)是選用HIP2101；(xii)鐵芯元件為選用T106-M125超環面核心(Micrometals Ltd.)且初級繞組31的自感為21.8μH及次級繞組32的自感為143μH；及(xiii)FPGA控制晶片是選用EP1C3T100。
參閱圖11，依據前述規格所量測負載電流為20%，各波形分別表示第一場效電晶體Q1 的脈波驅動訊號 之電壓Vgs1 (縱軸單位為5伏特及橫軸單位為5微秒)、初級繞組31的電流IP (縱軸單位為5安培及橫軸單位為5微秒)及次級繞組32的電流IS (縱軸單位為5安培及橫軸單位為5微秒)的波形。
參閱圖12，依據前述規格所量測負載電流為100%，各波形分別表示第一場效電晶體Q1 的脈波驅動訊號之電壓Vgs1 (縱軸單位為5伏特及橫軸單位為5微秒)、初級繞組31的電流IP (縱軸單位為5安培及橫軸單位為5微秒)及次級繞組32的電流IS (縱軸單位為5安培及橫軸單位為5微秒)的波形。
參閱圖13，依據前述規格所量測負載電流為20%，各波形分別表示第一場效電晶體Q1 的脈波驅動訊號之電壓Vgs1 (縱軸單位為5伏特及橫軸單位為5微秒)、初級繞組31的電壓VP (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)及次級繞組32的電壓VS (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)的波形。
參閱圖14，依據前述規格所量測負載電流為100%，各波形分別表示第一場效電晶體Q1 的脈波驅動訊號之電壓Vgs1 (縱軸單位為5伏特及橫軸單位為5微秒)、初級繞組31的電壓VP (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)及次級繞組32的電壓VS (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)的波形。
參閱圖15，為依據前述規格所量測負載電流為20%，各波形分別表示第一場效電晶體Q1 的脈波驅動訊號 之電壓Vgs1 (縱軸單位為5伏特及橫軸單位為5微秒)、第一靴帶電容C1 的電壓VC2 (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)、第二靴帶電容C2 的電壓VC2 (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)及箝制電容Cb 的電壓VCb (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)的波形。
參閱圖16，為依據前述規格所量測負載電流為100%，各波形分別表示第一場效電晶體Q1 的脈波驅動訊號之電壓Vgs1 (縱軸單位為5伏特及橫軸單位為5微秒)、第一靴帶電容C1 的電壓VC2 (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)、第二靴帶電容C2 的電壓VC2 (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)及箝制電容Cb 的電壓VCb (縱軸單位為50伏特及橫軸單位為5微秒)的波形。
參閱圖17，額定負載電流的轉換效率為93%，在20%負載電流達到轉換效率為92.9%，並且在中負載電流更達到轉換效率為95.3%，由上述結果可知，即使在任何負載電流的情況下都能達到高轉換效率。
綜上所述，本發明具主動箝制之升壓型轉換器100包括第一靴帶電容C1 、第二靴帶電容C2 、第二二極體D2 及箝制電路12，藉由前述元件彼此配合，可將耦合電感111的漏電感能量輸出，藉此增加升壓型轉換器100之轉換效率，且相較於以往電路在不同的負載電流的轉換效率，本發明在不同的負載電流的情況均能達到高轉換效率，故確實能達成本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而 已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
100‧‧‧升壓型轉換器
101‧‧‧輸入端
102‧‧‧輸出端
11‧‧‧升壓電路
111‧‧‧耦合電感
12‧‧‧箝制電路
21‧‧‧第一端
22‧‧‧第二端
23‧‧‧第三端
24‧‧‧第四端
31‧‧‧初級繞組
32‧‧‧次級繞組
41‧‧‧第一開關
411‧‧‧第一閘極端
412‧‧‧第一汲極端
413‧‧‧第一源極端
42‧‧‧第二開關
421‧‧‧第二閘極端
422‧‧‧第二汲極端
423‧‧‧第二源極端
C0 ‧‧‧輸出電容
Cb ‧‧‧箝制電容
C1 ‧‧‧第一靴帶電容
C2 ‧‧‧第二靴帶電容
D1 ‧‧‧第一二極體
D2 ‧‧‧第二二極體
D0 ‧‧‧輸出二極體
Q1 ‧‧‧第一場效電晶體
Q2 ‧‧‧第二場效電晶體
DQ1 、DQ2 ‧‧‧本體二極體

Claims (8)

  1. 一種具有高電壓增益之升壓型轉換器，包含一輸入端及一輸出端，並包含：一升壓電路，電性連接該輸入端及該輸出端之間，將一輸入電壓升壓為一輸出電壓，具有：一耦合電感，由一初級繞組及一次級繞組所組成，該初級繞組具有一連接於該輸入端之第一端及一第二端，該次級繞組具有一第三端及一第四端，一第一二極體，其陽極端連接於該耦合電感的第一端，及陰極端連接於該耦合電感的該第三端，一第一開關，具有一第一場效電晶體、一接受一脈波驅動訊號之第一閘極端、一電性連接於該耦合電感的第二端的第一汲極端及一第一源極端，該第一場效電晶體受該脈波驅動訊號控制在導通/不導通狀態，一輸出二極體，其陰極端連接於該輸出端，及一第一靴帶電容，兩端分別跨接於該耦合電感的第二端及該第四端，一第二靴帶電容，耦接在該第一二極體的陰極端及該輸出二極體的陽極端之間，及一第二二極體，其陽極端耦接在該次級繞組的第四端及其陰極端耦接於該輸出二極體的陽極端；及一箝制電路，包括一第二開關及一箝制電容，該第 二開關，具有一第二場效電晶體、一接受該脈波驅動訊號之第二閘極端、一電性連接於該耦合電感的第二端的第二源極端，及一電性連接於該箝制電容的第二汲極端，該箝制電路的第二開關配合該箝制電容補償該升壓電路的耦合電感所產生之漏電感。
  2. 如請求項1所述的具有高電壓增益之升壓型轉換器，其中，該升壓型轉換器在該脈波控制訊號的其中一工作週期的一第一狀態時，該第一場效電晶體導通及該第二場效電晶體不導通；該初級繞組的電流為反向且返回該輸入端且令該初級繞組充電，使得該耦合電感的次級繞組的電壓加上該第一靴帶電容及該第二靴帶電容的電壓使得該輸出二極體前向偏壓而供電。
  3. 如請求項2所述的具有高電壓增益之升壓型轉換器，其中，該升壓型轉換器在該脈波控制訊號的工作週期的狀態還包括接續該第一狀態後的一第二狀態，在該第二狀態時，該第一場效電晶體為導通及第二場效電晶體為不導通，該第一二極體前向偏壓而使該第一靴帶電容被充電，且該初級繞組被磁化而使電流增加而供電給該輸出端。
  4. 如請求項3所述的具有高電壓增益之升壓型轉換器，其中，該升壓型轉換器在該脈波控制訊號的工作週期的狀態還包括接續該第二狀態後的一第三狀態，在該第三狀態時，該第一場效電晶體為導通及第二場效電晶體為不導通，該第一靴帶電容被充電且緩慢增加，使得該第二 二極體前向偏壓而導通，造成該第二靴帶電容被該次級繞組充電。
  5. 如請求項4所述的具有高電壓增益之升壓型轉換器，其中，該升壓型轉換器在該脈波控制訊號的工作週期的狀態還包括接續該第三狀態後的一第四狀態，在該第四狀態時，該第一場效電晶體為不導通及第二場效電晶體為導通，原本儲存在該初級繞組的洩漏能量被釋放至箝制電容，導致該次級繞組的電流在相反方向被降低。
  6. 如請求項5所述的具有高電壓增益之升壓型轉換器，其中，該升壓型轉換器在該脈波控制訊號的工作週期的狀態還包括接續該第四狀態後的一第五狀態，在該第五狀態時，該第一場效電晶體不導通及該第二場效電晶體導通，原本儲存在該初級繞組的洩漏能量完全被釋放，使得儲存在該耦合電感的磁能隨同儲存在該第一靴帶電容的能量釋放至該輸出端，且該耦合電感的磁能也會釋放給該箝制電容。
  7. 如請求項6所述的具有高電壓增益之升壓型轉換器，其中，該升壓型轉換器在該脈波控制訊號的工作週期的狀態還包括接續該第五狀態後的一第六狀態，在該第六狀態時，該第一場效電晶體不導通及該第二場效電晶體導通，且該初級繞組的圈數少於該次級繞組的圈數，令該初級繞組的電流小於該次級繞組的電流，使得該箝制電容被放電。
  8. 如請求項7所述的具有高電壓增益之升壓型轉換器，其 中，該升壓型轉換器在該脈波控制訊號的工作週期的狀態還包括接續該第六狀態後的一第七狀態，在該第七狀態時，該第一場效電晶體不導通及該第二場效電晶體導通，原本儲存該耦合電感的能量完全被釋放，令該初級繞組在此狀態被反磁化。
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TW102110071A TWI465021B (zh) 2013-03-21 2013-03-21 A boost converter with high voltage gain

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Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5122728A (en) * 1990-12-26 1992-06-16 Hughes Aircraft Company Coupled inductor type dc to dc converter with single magnetic component
TW201025808A (en) * 2008-12-17 2010-07-01 Univ Nat Taipei Technology High boost converter

Patent Citations (2)

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Non-Patent Citations (1)

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Title
K. I. Hwu, Y. T. yau, and Jenn-Jong Shieh,"High Step-Up Converter Based on Coupling Inductor and Charge Pump with Active Voltage Clamping," IEEE ICEICE, pp. 2241-2244, 2011. K. I. Hwu, Y. T. yau, and Jenn-Jong Shieh,"High Step-Up Converter Based on Coupling Inductor and Bootstrap Capacitors with Active Clamping," IEEE ICSET 2012, pp. 364-368, 24-27 September 2012. *

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