JP4422504B2

JP4422504B2 - スイッチング電源装置及びその制御方法

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Publication number: JP4422504B2
Application number: JP2004029580A
Authority: JP
Inventors: 幸司吉田
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
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Filing date: 2004-02-05
Publication date: 2010-02-24
Anticipated expiration: 2024-02-05
Also published as: JP2004260992A

Description

本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置及びその制御方法に関する。特に、本発明は複数のスイッチング電源回路により構成されたスイッチング電源装置の安定性の改善に関する。

近年、電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、このような電子機器に用いられる電源装置としても、低価格で小型で出力が安定した、高効率なスイッチング電源装置が強く求められている。特に、半導体装置に給電する電源では、半導体の高集積化に伴い、より低電圧で安定度が高く大電流が供給できる電源装置の要求が高まっている。スイッチング電源装置におけるスイッチング電源回路では、オンオフ動作を繰り返すスイッチング素子により矩形波状の交流電圧を形成し、高周波のトランスを用いて所望の交流電圧に変更した後に、整流回路と平滑回路により直流電圧に変換している。このスイッチング電源装置において用いられるトランスは、磁性体にトランスの１次巻線と２次巻線を複数回巻装した構成であり、巻線に印加する電圧や誘起される電圧がその巻数を調整することにより変更される構成である。一般的に、スイッチング電源回路においては、トランスにより大まかな電圧の変更を行い、電圧の微調整はスイッチング素子のオンオフ比のＰＷＭ制御により行っている。トランスの１次巻線や２次巻線の巻数は、主に印加される電圧によって決定され、電圧が高いほど必要な巻数は多くなる。トランスの巻数が多くなると、巻線間を絶縁するために必要な部分の体積が増加し、その結果トランスの外形が大きくなるという問題があった。

スイッチング電源回路におけるスイッチング素子には、入力電圧にほぼ比例した電圧が印加され、入力電圧が高い場合には高い電圧が印加される。スイッチング素子としては主に半導体素子が用いられており、オフ時に印加される電圧が高い半導体素子の場合には、オン時の抵抗や電圧降下が大きくなるのが一般的である。この結果、半導体素子における損失が大きくなり、この損失に伴う熱を放散させるための放熱手段が大きくなり、装置の小型化の達成が困難であった。この問題を解決するために、複数のスイッチング電源回路の各入力側を直列に接続して、各スイッチング素子に印加される電圧を低くする構成が考えられる。

従来スイッチング電源装置における複数のスイッチング電源回路の入力側直列接続方式は特許文献１（特開昭６２−１３８０６１号公報）に記載されたものが知られている。
図４は複数のスイッチング電源回路が入力側直列接続された従来のスイッチング電源回装置の構成例を示す回路図である。図４において、入力直流電源２０１からの入力直流電圧は、入力端子２０２ａ，２０２ｂに供給されており、入力端子２０２ａ，２０２ｂには複数のコンデンサ２０３，２０４，２０５，２０６の直列回路が接続されており、各コンデンサ２０３，２０４，２０５，２０６により入力端子２０２ａ，２０２ｂに印加された入力直流電圧を分割している。以下の説明において、入力端子２０２ａ，２０２ｂに接続された複数のコンデンサ２０３，２０４，２０５，２０６のそれぞれを第１のコンデンサ２０３、第２のコンデンサ２０４、第３のコンデンサ２０５、第４のコンデンサ２０６と称す。第１のコンデンサ２０３と第２のコンデンサ２０４の直列回路の両端には第１のスイッチング素子２０７と第２のスイッチング素子２０８の直列回路が接続され、第３のコンデンサ２０５と第４のコンデンサ２０６の直列回路の両端には第３のスイッチング素子２０９と第４のスイッチング素子２１０の直列回路が接続されている。

第１のトランス２１１は、１次巻線２１１ａと第１の２次巻線２１１ｂと第２の２次巻線２１１ｃとを有している。１次巻線２１１ａの一端は第１のコンデンサ２０３と第２のコンデンサ２０４の接続点に接続されており、１次巻線２１１ａの他端は第１のスイッチング素子２０７と第２のスイッチング素子２０８の接続点に接続されている。第１の２次巻線２１１ｂと第２の２次巻線２１１ｃは直列接続である。
第２のトランス２１２は、１次巻線２１２ａと第１の２次巻線２１２ｂと第２の２次巻線２１２ｃとを有している。１次巻線２１２ａの一端は第３のコンデンサ２０５と第４のコンデンサ２０６の接続点に接続されており、１次巻線２１２ａの他端は第３のスイッチング素子２０９と第４のスイッチング素子２１０の接続点に接続されている。第１の２次巻線２１２ｂと第２の２次巻線２１２ｃは直列接続である。

第１のトランス２１１の第１の２次巻線２１１ｂには第１の整流ダイオード２１３のアノードが接続されており、第２の２次巻線２１１ｃには第２の整流ダイオード２１４のアノードが接続されている。第１の整流ダイオード２１３と第２の整流ダイオード２１４のそれぞれのカソードは互いに接続されている。このように、第１の整流ダイオード２１３と第２の整流ダイオード２１４が第１のトランス２１１に接続されており、第１の２次巻線２１１ｂと第２の２次巻線２１１ｃに発生する電圧を整流している。
図４に示すように、第１のチョークコイル２１５と平滑コンデンサ２１６の直列回路の一端は、第１の２次巻線２１１ｂと第２の２次巻線２１１ｃとの接続点に接続されており、この直列回路の他端は第１の整流ダイオード２１３と第２の整流ダイオード２１４の接続点（カソード）に接続されている。

第２のトランス２１２の第１の２次巻線２１２ｂには第３の整流ダイオード２１７のアノードが接続されており、第２の２次巻線２１２ｃには第４の整流ダイオード２１８のアノードが接続されている。第３の整流ダイオード２１７と第４の整流ダイオード２１８のそれぞれのカソードは互いに接続されている。このように、第３の整流ダイオード２１７と第４の整流ダイオード２１８が第２のトランス２１２に接続されており、第１の２次巻線２１２ｂと第２の２次巻線２１２ｃに発生する電圧を整流している。
第２のチョークコイル２１９の一端は第３の整流ダイオード２１７と第４の整流ダイオード２１８の接続点（カソード）に接続されており、他端は平滑コンデンサ２１６の一端に接続されている。平滑コンデンサ２１６の両端は出力端子２２０ａ，２２０ｂに接続されており、出力端子２２０ａ，２２０ｂに接続された負荷２２１により電力が消費される。

図４に示すように、正極側の出力端子２２０ａに生じた電圧は誤差増幅器２２３の一方に入力され、誤差増幅器２２３の他方には基準電源２２２からの基準電圧が入力される。誤差増幅器２２３は、出力端子２２０ａ，２００ｂの出力電圧と基準電源２２２の基準電圧とを比較し、その誤差を増幅する。
三角波発生回路２２４は、第１のスイッチング素子２０７から第４のスイッチング素子２１０のそれぞれに供給するＰＷＭ信号を形成するための基準となる基準三角波を形成する。形成された基準三角波はコンパレータ２２５の一方に入力される。コンパレータ２２５では基準三角波と誤差増幅器２２３の出力とを比較し、ＰＷＭ信号を形成する。コンパレータ２２５において形成されたＰＷＭ信号は分配器２２６において、２つの出力端子に交互に分配されて、第１のスイッチング素子２０７から第４のスイッチング素子２１０のそれぞれを駆動する。

以上のように構成された従来のスイッチング電源装置について図５の動作波形図を参照してその動作を説明する。
図５において、（ａ）における波形Ａは誤差増幅器２２３からの出力信号波形であり、（ａ）における波形Ｂは三角波発生回路２２４からの出力信号波形である。図５の（ｂ）はコンパレータ２２５の出力信号波形である。図５の（ｃ）は、第１のスイッチング素子２０７と第３のスイッチング素子２０９の駆動波形を示しており、（ｄ）は第２のスイッチング素子２０９と第４のスイッチング素子２１０の駆動波形を示している。図５の（ｅ）は第１のスイッチング素子２０７の印加電圧波形を示しており、（ｆ）は第２のスイッチング素子２０８の印加電圧波形を示している。図５の（ｇ）は第１のトランス２１１の１次巻線２１１ａ及び第２のトランス２１２の１次巻線２１２ａの印加電圧波形を示しており、（ｈ）は第１のチョークコイル２１５及び第２のチョークコイル２１９の電流波形を示している。

図５の（ｃ）及び（ｄ）に示すように、第１のスイッチング素子２０７と第２のスイッチング素子２０８は、分配器２２６からの駆動信号により互いに１８０度の位相差で動作し、ほぼ同じデューティ比で同時にオン状態とならないようオンオフ動作する。
第１のスイッチング素子２０７がオン状態の時、第１のコンデンサ２０３の電圧が第１のトランス２１１の１次巻線２１１ａに印加され、第２のスイッチング素子２０８がオン状態の時、第２のコンデンサ２０４の電圧が第１のトランス２１１の１次巻線２１１ａに印加される。また、第１のスイッチング素子２０７がオン状態の時、第２のスイッチング素子２０８には第１のコンデンサ２０３の電圧と第２のコンデンサ２０４の電圧とを加算した電圧が印加され（図５の（ｆ）参照）、第２のスイッチング素子２０８がオン状態の時、第１のスイッチング素子２０７には第１のコンデンサ２０３の電圧と第２のコンデンサ２０４の電圧とを加算した電圧が印加される（図５の（ｅ）参照）。

第１のスイッチング素子２０７と第２のスイッチング素子２０８が共にオフの時はそれぞれに第１のコンデンサ２０３の電圧及び第２のコンデンサ２０４の電圧が印加される。
第３のスイッチング素子２０９と第４のスイッチング素子２１０のオンオフ動作における印加電圧の推移に関しては、上記の第１のスイッチング素子２０７と第２のスイッチング素子２０８のオンオフ動作における印加電圧の推移と同様である。

第１のスイッチング素子２０７から第４のスイッチング素子２１０のデューティ比を略同じとすると、第１のコンデンサ２０３から第４のコンデンサ２０６のそれぞれの印加電圧は略同じになり、それぞれが入力直流電圧の１／４になる。したがって、各スイッチング素子２０７，２０８，２０９，２１０に対しては、入力直流電圧の半分の電圧しか印加されない。また、各トランス２１１，２１２の１次巻線２１１ａ，２１２ａにも入力直流電圧の１／４の電圧しか印加されない。
第１のトランス２１１の２次巻線２１１ｂ，２１１ｃ及び第２のトランス２１２の２次巻線２１２ｂ，２１２ｃで発生した電圧は、第１から第４の整流ダイオード２１３，２１４，２１７，２１８により整流され、第１のチョークコイル２１５と第２のチョークコイル２１９、及び平滑コンデンサ２１６により平滑される。

第１から第４のスイッチング素子２０７，２０８，２０９，２１０のオン期間のみ第１のトランス２１１の２次巻線２１１ｂ，２１１ｃ及び第２のトランス２１２の２次巻線２１２ｂ，２１２ｃには、（１／４）・（Ｎｓ／Ｎｐ）・Ｖinで示される電圧が発生する。ここで、Ｎｐは第１のトランス２１１の１次巻線２１１ａと第２のトランス２１２の１次巻線２１２ａの巻数であり、Ｎｓは第１のトランス２１１の２次巻線２１１ｂ，２１１ｃと第２のトランス２１２の２次巻線２１２ｂ，２１２ｃの巻数である。また、Ｖinは入力直流電圧値を示す。したがって、第１から第４のスイッチング素子２０７，２０８，２０９，２１０のオン期間を調整して、第１のチョークコイル２１５と第２のチョークコイル２１９に印加される電圧と時間の積を変化させることにより、平滑後の出力電圧値を調整することが可能となる。

出力電圧は基準電源２２２の基準電圧と誤差増幅器２２３において比較され、その誤差は増幅されてコンパレータ２２５において基準三角波と比較されて、ＰＷＭ信号にフィードバックされる。このように、図４に示した従来のスイッチング電源装置においては、出力電圧がフィードバックされて出力の安定が図られている。
上記のように入力側直流接続方式を用いた従来のスイッチング電源装置では、スイッチング素子に印加される電圧が入力電圧の半分であり、かつトランスの１次巻線に印加される電圧が入力電圧の１／４であるため、ハーフブリッジコンバータにおけるスイッチング素子の印加電圧とトランスの１次巻線の印加電圧を約半分に低減できる。この結果、従来のスイッチング電源装置では、低耐圧のスイッチング素子の使用とトランスの巻線数の低減が可能であった。

次に、従来のスイッチング電源装置における制御方法として用いられているカレントモード制御について説明する。
図６はカレントモード制御を降圧コンバータのスイッチング電源装置に適用した場合を示す回路図である。図６において、入力直流電源２０１からの入力直流電圧が入力端子２０２ａ，２０２ｂに供給されており、入力端子２０２ａ，２０２ｂの間にはコンデンサ２２７が接続されている。コンデンサ２２７には第１のスイッチング素子２２８と第２のスイッチング素子２２９の直列体が接続されており、第１のスイッチング素子２２８と第２のスイッチング素子２２９は交互にオンオフ動作を繰り返すよう構成されている。
図６に示すように、第１のスイッチング素子２２８と第２のスイッチング素子２２９の接続点にはチョークコイル２３０の一端が接続されており、チョークコイル２３０の他端には平滑コンデンサ２３１が接続されている。チョークコイル２３０と平滑コンデンサ２３１は直列に接続されており、平滑コンデンサ２３１の両端が出力端子２３２ａ，２３２ｂに接続されている。出力端子２３２ａ，２３２ｂに接続された負荷２３３に電力が供給されている。

上記のように構成された従来のスイッチング電源装置において、第１のスイッチング素子２２８がオン状態の時、入力電圧はチョークコイル２３０と平滑コンデンサ２３１の直列回路に印加される。第２のスイッチング素子２２９がオン状態の時、チョークコイル２３０と平滑コンデンサ２３１の直列回路は短絡される。

図６に示すように、正極側の出力端子２３２ａに生じた電圧は第１の誤差増幅器２３５の一方に入力され、第１の誤差増幅器２３５の他方には基準電源２３４からの基準電圧が入力される。第１の誤差増幅器２３５は、出力端子２３２ａ，２３２ｂの出力電圧と基準電源２３４の基準電圧とを比較し、その誤差を増幅して第２の誤差増幅器２３７に出力する。電流検出器２３６は、チョークコイル２３０に流れる電流を検出して、第２の誤差増幅器２３７へ出力する。第２の誤差増幅器２３７では、第１の誤差増幅器２３５の出力と電流検出器２３６の出力とを比較し、その誤差を増幅してコンパレータ２３９へ出力する。コンパレータ２３９において、三角波発生器２３８からの基準三角波と第２の誤差増幅器２３７の出力とを比較し、ＰＷＭ信号を形成する。このＰＷＭ信号により第１のスイッチング素子２２８のオン期間が決定され、第１のスイッチング素子２２８が駆動される。インバータ２４０は、コンパレータ２３９からのＰＷＭ信号を反転し、第２のスイッチング素子２２９を駆動する。

次に、図６に示した構成の従来のスイッチング電源装置における動作について説明する。
状態平均化法を用いると第１のスイッチング素子２２８と第２のスイッチング素子２２９の直列回路により、入力電圧Ｖinがデューティ比Ｄの分だけチョークコイル２３０と平滑コンデンサ２３１の直列回路に印加されると考えられるので以下の式（１）から（３）で示す状態方程式が成立する。ここで、ｖ_outは出力電圧を示し、ｉ_Lは出力電流（チョークコイル電流）を示す。そして出力電流ｉ_Lと出力電圧ｖ_outのラプラス変換をＩとＶとする。

なお、Ｉは式（４）で示され、Ｖは式（５）で示される。

式（５）に示すように、出力電圧に対しては２次遅れとなり位相が最大１８０度遅れる。しかしながら、式（４）に示すように、出力電流であるチョークコイル電流に関しては、共振点で多少位相遅れが生じるが、分子が１次であるため、ほぼ９０度の位相遅れとなる。したがって、チョークコイル電流のＰＷＭ制御は出力電圧のＰＷＭ制御に比べて大幅に安定することが分かる。図６に示した従来のスイッチング電源装置におけるカレントモード制御は、チョークコイル２３０の電流制御をＰＷＭにより行い、その際用いる基準信号として、出力電圧と基準電圧との誤差信号を増幅して用いている。チョークコイル電流と出力電圧の関係は、次式（６）のように示される。

このように構成されたカレントモード制御における電流制御ループは、位相遅れが小さく安定であり、利得を大きく設定できるという特徴を有する。この電流制御ループは、基本的に１次遅れ系を構成しているので広帯域化しても位相遅れによる発振現象が生じないという特徴を持つ。このようにカレントモード制御で構成することにより、基準信号から出力電流であるチョークコイル電流までの伝達特性がほとんど遅れ無しとなる。このため、電圧制御系のループゲインは一般的なＰＩ制御により安定な制御系を構築できる。
特開昭６２−１３８０６１号公報（第２-３頁、第１図）

以上のように、従来のスイッチング電源装置においては、複数のスイッチング電源回路の入力側直列接続方式では低耐圧のスイッチング素子の使用とトランスの巻線数の低減が可能である。しかし、従来のスイッチング電源装置においては、出力電圧の安定性の点で問題を有していた。一方、カレントモード制御方式では出力は安定するが入力電圧に応じた耐圧を有するスイッチング素子を使用しなければならないという問題があった。
しかしながら、スイッチング電源装置の分野においては、出力電圧の高安定性の要求とともに、複数のスイッチング電源回路の入力側直列接続方式とカレントモード制御方式とを同時に実施する要求が高まってきている。複数のスイッチング電源回路の直列接続とカレントモード制御を同時に実施しようとすると、コンバータであるそれぞれのスイッチング電源回路の電流値を、出力電圧と基準電圧との誤差信号を用いて電流の基準値に対応するよう制御しなければならない。ここで、各コンバータのデューティ比に差が生じた場合の各コンバータ間の電流バランスの変化について考察する。即ち、入力側直列接続された２つのコンバータをそれぞれＡ、Ｂとして、各デューティ比をＤａ、Ｄｂとする。また、各コンバータＡ，Ｂのスイッチング素子がオン状態の時に流れる電流は、各コンバータＡ，Ｂのチョークコイルを流れる電流によって決定され、それぞれのスイッチング素子に流れる電流（１次電流）をＩｓａとＩｓｂとする。２つのコンバータＡ，Ｂが直列接続されているので、安定状態では次式（７）が成り立つ。

したがって、一方のコンバータのデューティ比が他方のコンバータのデューティ比に対して相対的に大きくなると、一方のコンバータの１次電流が小さくなることで、平衡が保たれる。即ち、デューティ比が大きくなると、そのコンバータの１次電流が小さくなるという動作になる。この動作はコンバータ全体から見ると、出力電流を増加させるためには、デューティ比を大きくしなければならず矛盾が生じる。結果的には、個別の電流制御が正帰還になるため、バランスが取れなくなる。そして、複数のコンバータを直列接続した時の電圧のバランスがくずれ、一方のコンバータにおいて過大な電圧が印加されるという重大な問題が生じる。

したがって、従来のスイッチング電源装置においては、複数のスイッチング電源回路の入力側直列接続方式に対して、カレントモード制御方式を適用しようとした場合、コンバータ間の電流電圧のバランスが取れなくなるという問題が有り、スイッチング電源回路の入力側直列接続方式とカレントモード制御方式とを一つの装置内で同時に実施するという課題は達成できなかった。
本発明は、スイッチング電源回路の入力側直列接続方式とカレントモード制御方式とを一つの装置内で同時に実施するという課題を達成し、複数のスイッチング電源回路を直列に接続しても、従来のカレントモード制御の特性を損なうことがなく、電流のバランスも良好に保つことのできる高安定で小型高効率なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源装置は、
入力側が直列に接続されて出力側が並列に接続され、複数のスイッチング手段と変圧手段と整流手段とによりそれぞれが構成されて単一出力直流電圧を出力する複数のコンバータ、
前記コンバータから出力された単一出力直流電圧と基準電圧とを比較して第１の誤差信号を形成し、当該第１の誤差信号を増幅した電流基準信号を出力する第１の誤差増幅器、
前記複数のコンバータにおける前記整流手段から出力される電流を加算して単一出力電流信号を形成する演算器、
前記演算器の単一出力電流信号と前記第１の誤差増幅器から出力された前記電流基準信号とを比較して第２の誤差信号を形成し、増幅する第２の誤差増幅器、及び
前記第２の誤差増幅器の出力信号を基にＰＷＭ信号を形成し、前記複数のコンバータを各整流手段から出力される電流を基に個別に制御しないように、前記複数のスイッチング手段のそれぞれを前記電流基準信号に対応する前記ＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御する複数のＰＷＭ信号発生器、を有する。このように構成された本発明のスイッチング電源装置は、複数のコンバータを入力側直列に接続しても、カレントモード制御の特性を損なうことがなく、電流のバランスを良好に保つことのできる高安定で小型高効率な電源装置を提供することができる。

本発明に係るスイッチング電源装置の制御方法は、
入力側が直列に接続されて出力側が並列に接続され、複数のスイッチング手段と変圧手段と整流手段とによりそれぞれが構成されて単一出力直流電圧を出力する複数のコンバータ、を有するスイッチング電源装置において、
前記単一出力直流電圧と基準電圧とを比較して第１の誤差信号を形成し、当該第１の誤差信号を増幅した電流基準信号を出力するステップと、
前記複数のコンバータにおける前記整流手段から出力される電流を加算して単一出力電流信号を形成するステップと、
前記単一出力電流信号と前記電流基準信号とを比較して第２の誤差信号を形成し、増幅するステップと、
増幅された第２の誤差信号を基にＰＷＭ信号を形成し、前記複数のコンバータを各整流手段から出力される電流を基に個別に制御しないように、前記複数のスイッチング手段のそれぞれを前記電流基準信号に対応する前記ＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御するステップと、を有する。このようなステップを有する本発明のスイッチング電源装置の制御方法は、複数のコンバータを入力側直列に接続しても、カレントモード制御の特性を損なうことがなく、高安定で電流のバランスを良好に保つことができる。
また、本発明に係る他の観点のスイッチング電源装置は、
入力側が直列に接続されて出力側が並列に接続され、複数のスイッチング手段と変圧手段と整流手段とによりそれぞれが構成されて単一出力直流電圧を出力する複数のコンバータ、
前記コンバータから出力された単一出力直流電圧と基準電圧とを比較して第１の誤差信号を形成し、当該第１の誤差信号を増幅した電流基準信号を出力する第１の誤差増幅器、
前記複数のコンバータのいずれか一つのコンバータにおける前記整流手段から出力される電流信号と前記第１の誤差増幅器から出力された前記電流基準信号とを比較して第２の誤差信号を形成し、増幅する第２の誤差増幅器、及び
前記第２の誤差増幅器の出力信号を基にＰＷＭ信号を形成し、前記複数のコンバータを各整流手段から出力される電流を基に個別に制御しないように、前記複数のスイッチング手段のそれぞれを前記電流基準信号に対応する前記ＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御する複数のＰＷＭ信号発生器、を有する。
発明の新規な特徴は添付の請求の範囲に特に記載したものに他ならないが、構成及び内容の双方に関して本発明は、他の目的や特徴と合わせて図面と共に以下の詳細な説明を読むことにより、より良く理解され評価されるであろう。

本発明においては、スイッチング電源回路の入力側直列接続方式とカレントモード制御方式とを一つの装置内で同時に実施するという課題を達成し、複数のスイッチング電源回路を直列に接続しても、従来のカレントモード制御の特性を損なうことがなく、電流のバランスも良好に保つことのできる高安定で小型高効率なスイッチング電源装置及びその制御方法を提供することができる。
本発明のスイッチング電源装置は、複数のスイッチング電源回路の入力側を直列に接続し、出力側を並列に接続して、制御部によりカレントモード制御を行っても、不安定な動作にならず安定な制御が可能であるという優れた効果を奏する。
本発明のスイッチング電源装置の制御方法は、複数のコンバータを直列に接続しても、カレントモード制御の特性を損なうことがなく、高安定で電流のバランスを良好に保つことができるという優れた効果を奏する。

以下、本発明に係るスイッチング電源装置及びその制御方法を示す好適な実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。

《実施の形態１》
図１は本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１において、入力直流電源１からの入力直流電圧は、入力端子２ａ，２ｂに供給されており、入力端子２ａ，２ｂには複数のコンデンサ３，４，５，６の直列回路が接続されており、各コンデンサ３，４，５，６により入力端子２ａ，２ｂに印加された入力直流電圧を分割している。以下の説明において、入力端子２ａ，２ｂに接続された複数のコンデンサ３，４，５，６のそれぞれを第１のコンデンサ３、第２のコンデンサ４、第３のコンデンサ５、及び第４のコンデンサ６と称す。第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ４の直列回路の両端には第１のスイッチング素子７と第２のスイッチング素子８の直列回路が接続され、第３のコンデンサ５と第４のコンデンサ６の直列回路の両端には第３のスイッチング素子９と第４のスイッチング素子１０の直列回路が接続されている。

第１のトランス１１は、１次巻線１１ａと第１の２次巻線１１ｂと第２の２次巻線１１ｃとを有している。１次巻線１１ａの一端は第１のコンデンサ３と第２のコンデンサ４の接続点に接続されており、１次巻線１１ａの他端は第１のスイッチング素子７と第２のスイッチング素子８の接続点に接続されている。第１の２次巻線１１ｂと第２の２次巻線１１ｃは直列接続である。
第２のトランス１２は、１次巻線１２ａと第１の２次巻線１２ｂと第２の２次巻線１２ｃとを有している。１次巻線１２ａの一端は第３のコンデンサ５と第４のコンデンサ６の接続点に接続されており、１次巻線１２ａの他端は第３のスイッチング素子９と第４のスイッチング素子１０の接続点に接続されている。第１の２次巻線１２ｂと第２の２次巻線１２ｃは直列接続である。

第１のトランス１１の第１の２次巻線１１ｂには第１の整流ダイオード１３のアノードが接続されており、第２の２次巻線１１ｃには第２の整流ダイオード１４のアノードが接続されている。第１の整流ダイオード１３と第２の整流ダイオード１４のそれぞれのカソードは互いに接続されている。このように、第１の整流ダイオード１３と第２の整流ダイオード１４が第１のトランス１１に接続されており、第１の２次巻線１１ｂと第２の２次巻線１１ｃに発生する交流電流を整流している。
図１に示すように、第１のチョークコイル１５と平滑コンデンサ１６の直列回路の一端は、第１の２次巻線１１ｂと第２の２次巻線１１ｃとの接続点に接続されており、この直列回路の他端は第１の整流ダイオード１３と第２の整流ダイオード１４の接続点（カソード）に接続されている。

第２のトランス１２の第１の２次巻線１２ｂには第３の整流ダイオード１７のアノードが接続されており、第２の２次巻線１２ｃには第４の整流ダイオード１８のアノードが接続されている。第３の整流ダイオード１７と第４の整流ダイオード１８のそれぞれのカソードは互いに接続されている。このように、第３の整流ダイオード１７と第４の整流ダイオード１８が第２のトランス１２に接続されており、第１の２次巻線１２ｂと第２の２次巻線１２ｃに発生する交流電流を整流している。
第２のチョークコイル１９の一端は第３の整流ダイオード１７と第４の整流ダイオード１８の接続点（カソード）に接続されており、他端は平滑コンデンサ１６の一端に接続されている。平滑コンデンサ１６の両端は出力端子２０ａ，２０ｂに接続されており、出力端子２０ａ，２０ｂに接続された負荷２１に電力が供給される。

図１に示すように、正極側の出力端子２０ａに生じた電圧は第１の誤差増幅器２３の一方に入力され、第１の誤差増幅器２３の他方には基準電源２２からの基準電圧が入力される。第１の誤差増幅器２３は、出力端子２０ａ，２０ｂの出力電圧と基準電源２２の基準電圧とを比較し、その誤差を増幅する。
第１の電流検出器２４は第１のチョークコイル１５に流れる電流を検出し、第２の電流検出器２５は第２のチョークコイル１９に流れる電流を検出する。演算器である加算器２６は、第１の電流検出器２４の出力と第２の電流検出器２５の出力とを加算して単一電流信号を形成し、第２の誤差増幅器２７へ出力する。第２の誤差増幅器２７では第１の誤差増幅器２３の出力と加算器２６の出力とを比較し、その誤差を増幅する。

第１の三角波発生器２８は、第１のスイッチング素子７と第２のスイッチング素子８のそれぞれに供給する第１のＰＷＭ信号を形成するための基準となる第１の基準三角波信号を生成する。第１の三角波発生器２８からの第１の基準三角波信号は第１のコンパレータ３０の一方の入力端子に供給される。第１のコンパレータ３０では第１の基準三角波信号と第２の誤差増幅器２７からの出力信号とを比較して第１のＰＷＭ信号を形成する。第１のコンパレータ３０において形成された第１のＰＷＭ信号は第１の分配器３１において、２つの出力端子に交互に分配されて、第１のスイッチング素子７と第２のスイッチング素子８のそれぞれを駆動する。

第２の三角波発生器２９は、第３のスイッチング素子９と第４のスイッチング素子１０のそれぞれに供給する第２のＰＷＭ信号を形成するための基準となる第２の基準三角波信号を生成する。第２の三角波発生器２９からの第２の基準三角波信号は第２のコンパレータ３２の一方の入力端子に供給される。第２のコンパレータ３２では第２の基準三角波信号と第２の誤差増幅器２７からの出力信号とを比較して第２のＰＷＭ信号を形成する。第２のコンパレータ３２において形成された第２のＰＷＭ信号は第２の分配器３３において、２つの出力端子に交互に分配されて、第３のスイッチング素子９と第４のスイッチング素子１０のそれぞれを駆動する。

実施の形態１のスイッチング電源装置において、第１のコンデンサ３、第２のコンデンサ４、第１のスイッチング素子７、第２のスイッチング素子８、第１のトランス１１、第１の整流ダイオード１３、第２の整流ダイオード１４、第１のチョークコイル１５、及び平滑コンデンサ１６により第１のハーフブリッジコンバータ１００が構成されている。
また、実施の形態１のスイッチング電源装置においては、第３のコンデンサ５、第４のコンデンサ６、第３のスイッチング素子９、第４のスイッチング素子１０、第２のトランス１２、第３の整流ダイオード１７、第４の整流ダイオード１８、第２のチョークコイル１９、及び平滑コンデンサ１６により第２のハーフブリッジコンバータ１０１が構成されている。図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置においては、平滑コンデンサ１６が第１のハーフブリッジコンバータ１００と第２のハーフブリッジコンバータ１０１に共有されている。

実施の形態１のスイッチング電源装置においては、第１のハーフブリッジコンバータ１００と第２のハーフブリッジコンバータ１０１は制御部により駆動制御されており、制御部は第１の誤差増幅器２３、第１の電流検出器２４、第２の電流検出器２５、加算器２６、第２の誤差増幅器２７、第１のＰＷＭ信号発生器１０３、及び第２のＰＷＭ信号発生器１０４により構成されている。ここで、第１のＰＷＭ信号発生器１０３は第１の三角波発生器２８、第１のコンパレータ３０、及び第１の分配器３１により構成されており、第２のＰＷＭ信号発生器１０４は第２の三角波発生器２９、第２のコンパレータ３２、及び第２の分配器３３により構成されている。

以上のように構成された実施の形態１のスイッチング電源装置における動作について図２を参照して説明する。図２は実施の形態１のスイッチング電源装置における各部の信号波形図である。
図２において、（ａ）における波形Ａは第２の誤差増幅器２７からの出力信号波形であり、（ａ）における波形Ｂは第２の三角波発振器２９からの出力信号波形である。図２の（ｂ）における波形Ｃは第２の誤差増幅器２７からの出力信号波形であり、（ｂ）における波形Ｄは第１の三角波発振器２８の出力信号波形である。図２の（ｃ）は第１のスイッチング素子７の駆動波形を示しており、（ｄ）は第２のスイッチング素子８の駆動波形を示している。図２の（ｅ）は第３のスイッチング素子９の駆動波形を示しており、（ｆ）は第４のスイッチング素子１０の駆動波形を示している。図２の（ｇ）は第１のトランス１１の１次巻線１１ａの印加電圧波形を示しており、（ｈ）は第２のトランス１２の１次巻線１２ａの印加電圧波形を示している。図２の（ｉ）は第１のチョークコイル１５の電流波形を示しており、（ｊ）は第２のチョークコイル１９の電流波形を示している。図２の（ｋ）は加算器２６から出力された電圧波形を示している。

図２において、時刻Ｔ０で第１のスイッチング素子７がオン状態になると、第１のコンデンサ３の保持している電圧が第１のトランス１１の１次巻線１１ａに印加される。この時、第１のトランス１１の第１の２次巻線１１ｂに巻数比に応じた電圧が発生し、第１の整流ダイオード１３をオン状態とする。このため、第１のチョークコイル１５に電圧が印加され、第１のチョークコイル１５の電流は増加していく。
時刻Ｔ３で第１のスイッチング素子７がオフ状態になると、第１のトランス１１の１次巻線１１ａは開放状態となり電流はゼロになる。これにより、第１のトランス１１の第１の２次巻線１１ｂと第２の２次巻線１１ｃには、第１のチョークコイル１５の電流が分割して流れるため、第１の整流ダイオード１３と第２の整流ダイオード１４はオン状態となり、第１のトランス１１の１次巻線１１ａと第１の２次巻線１１ｂと第２の２次巻線１１ｃに発生する電圧はゼロになる。したがって、第１のチョークコイル１５と平滑コンデンサ１６の直列回路の印加電圧は０Ｖになるため、第１のチョークコイル１５の電圧は減少する。

時刻Ｔ４で第２のスイッチング素子８がオン状態となると、第１のトランス１１の１次巻線１１ａには第２のコンデンサ４の電圧が印加される。この時の電圧は時刻Ｔ０からＴ３の時とは逆向きの電圧になる。したがって、トランス１１の第１の２次巻線１１ｂと第２の２次巻線１１ｃにも逆向きの電圧が発生し、第１の整流ダイオード１３をオフ状態にする。この時、第１のチョークコイル１５にはオン状態である第２の整流ダイオード１４を介して第１のトランス１１の巻数比に応じた電圧が誘起され、第１のチョークコイル１５を流れる電流は増加する。
時刻Ｔ７で第２のスイッチング素子８がオフ状態となると、第１のトランス１１の１次巻線１１ａは開放状態となり、電流はゼロになる。第１のチョークコイル１５の電流は第１のトランス１１の第１の２次巻線１１ｂと第２の２次巻線１１ｃを分割して流れるため、第１の整流ダイオード１３と第２の整流ダイオード１４をオン状態とする。この時、第１のトランス１１の全ての巻線に印加される電圧はゼロになる。この時、第１のチョークコイル１５と平滑コンデンサ１６の直列回路には０Ｖが印加されるので第１のチョークコイル１５の電流は減少する。

以上のように、実施の形態１のスイッチング電源装置の第１のハーフブリッジコンバータ１００は動作しており、同様な動作を、第３のコンデンサ５、第４のコンデンサ６、第３のスイッチング素子９、第４のスイッチング素子１０、第２のトランス１２、第３の整流ダイオード１７、第４の整流ダイオード１８、第２のチョークコイル１９、平滑コンデンサ１６で構成された第２のハーフブリッジコンバータ１０１において行われる。したがって、第２のハーフブリッジコンバータ１０１の詳細動作説明は省略する。但し、第１のハーフブリッジコンバータ１００と第２のハーフブリッジコンバータ１０１は同期して動作しており、さらに、それぞれにおける基準信号である第１の三角波発振器２８と第２の三角波発振器２９からの基準三角波信号は、互いに１８０度の位相差を有している。したがって、実施の形態１のスイッチング電源装置の第１のハーフブリッジコンバータ１００と第２のハーフブリッジコンバータ１０１の２次側においても、１８０度の位相差を有して動作し、第１のチョークコイル１５を流れる電流と第２のチョークコイル１９を流れる電流が加算されて出力される構成であるため、それぞれにおいて生じるリップルは相殺され小さくなる。

次に、実施の形態１のスイッチング電源装置の制御部について説明する。制御部は第１のハーフブリッジコンバータ１００と第２のハーフブリッジコンバータ１０１とを駆動制御する部分であり、第１の誤差増幅器２３、第１の電流検出器２４、第２の電流検出器２５、加算器２６、第２の誤差増幅器２７、第１のＰＷＭ信号発生器１０３、及び第２のＰＷＭ信号発生器１０４により構成されている。

実施の形態１のスイッチング電源装置においては、第１のチョークコイル１５に流れる電流と第２のチョークコイル１９に流れる電流は加算され、平滑コンデンサ１６により平滑されて単一の出力電流となる構成である。また、実施の形態１においては、加算器２６により第１の電流検出器２４により検出した電流と第２の電流検出器２５により検出した電流が加算されている。したがって、加算器２６の出力は平滑コンデンサ１６の充電電流を示している。第１の誤差増幅器２３においては、出力端子２０ａ，２０ｂの出力電圧と基準電源２２の基準電圧とを比較して、その誤差を増幅し、電流基準信号としている。この電流基準信号と加算器２６からの出力信号とを第２の誤差増幅器２７において比較して、その誤差を増幅し、その差が小さくなるようＰＷＭ制御を行っている。ＰＷＭ制御の基準となる基準三角波信号は、第１の三角波発生器３０及び第２の三角波発生器３２から互いに１８０度の位相差を有して出力され、各スイッチング素子のオンオフのタイミングを変化させ、出力端でリップル電流をキャンセルするよう設定されている。

第１の三角波発振器２８の出力と第２の誤差増幅器２７の出力とを比較して得られた第１のＰＷＭ信号は、第１の分配器３１によって２つに分配される。第１の分配器３１は分配された第１のＰＷＭ信号により第１のスイッチング素子７と第２のスイッチング素子８を駆動する。このように、第１のスイッチング素子７と第２のスイッチング素子８は、第１の分配器３１により第１のＰＷＭ信号を分配して駆動する構成であるため、第１のスイッチング素子７と第２のスイッチング素子８が同時にオン状態となることがない。
同様に、第２の三角波発振器２９の出力と第２の誤差増幅器２７の出力とを比較して得られた第２のＰＷＭ信号は、第２の分配器３３によって２つに分配される。第２の分配器３３は分配された第２のＰＷＭ信号により第３のスイッチング素子９と第４のスイッチング素子１０を駆動する。このように、第３のスイッチング素子９と第４のスイッチング素子１０は、第２の分配器３３により第２のＰＷＭ信号を分配して駆動する構成であるため、第３のスイッチング素子９と第４のスイッチング素子１０が同時にオン状態となることがない。

上記のように、実施の形態１のスイッチング電源装置においては、第１のハーフブリッジコンバータ１００と第２のハーフブリッジコンバータ１０１のそれぞれの出力電流の和が、電流基準信号に対応するよう制御される構成である。このため、実施の形態１のスイッチング電源装置は、第１のハーフブリッジコンバータ１００と第２のハーフブリッジコンバータ１０１のそれぞれを個別に電流基準信号に合わせて制御する構成とはなっていない。したがって、前述の従来技術の欄で説明した従来のスイッチング電源装置において、各コンバータのそれぞれを個別に制御した場合、デューティ比が変化した時に電流がそれに応じて変化する、例えばデューティ比が増加（減少）した時に電流が減少（増加）するという現象は、実施の形態１のスイッチング電源装置において発生しない。このため、実施の形態１のスイッチング電源装置は、常に安定した出力電流が形成され、出力電流の制御が可能となる。

なお、実施の形態１のスイッチング電源装置においては、第１の電流検出器２４と第２の電流検出器２５の各出力が加算器２６によって加算され、その加算結果が第２の誤差増幅器２７に入力される構成である。しかし、本発明において用いる加算器としては厳密な意味の加算回路である必要はなく、加算器２６や第２の誤差増幅器２７の動作点の確保に必要なオフセットを有しているものであっても良い。このようなものを用いてもスイッチング電源装置におけるスイッチング制御動作に影響を与えることがない。また、加算器の代わりに単調な増加もしくは単調な減少の関数である非線形の演算器を用いても、各コンバータを個別に電流制御する構成ではないため、出力が不安定にならないという本発明の効果は保たれる。単調増加の関数と単調減少の関数ｙ＝ｆ（ｘ１，ｘ２）は以下の不等式（８）で表される。

特に、加算器や積算器等のおのおのの入力に対して対称な関数を用いたとき、各コンバータによって異なる電流信号のリップルの位相差を無くすことができ、より安定な動作になる。例えば、２つのコンバータにより構成されたスイッチング電源装置において、２つのコンバータからの出力（ｘ１，ｘ２）が演算器に入力される場合、演算器の出力が式（９）で示されるとすると、本発明における演算器は式（１０）で示す条件を有する。

即ち、本発明における演算器は、２つのコンバータからの出力（ｘ１，ｘ２）が入れ代わって演算器に入力されても、演算器の出力が同じとなるという条件を満たしている。
特に、２つのコンバータのいずれか一方の入力を用いる場合でも安定な動作が可能になる。
同様に実施の形態２で示すように演算器に対して３つ以上の入力がある場合には、それぞれの条件は入力値の組み合わせが同じときに出力が同じとなる条件と、全ての入力に対して単調増加または単調減少になる条件となる。また、特に加算器を用いることで、電流値によって、演算器の利得が変化することが無くなり、容易に制御回路の調整が可能になる特徴がある。

なお、実施の形態１においては、加算器または演算器を用いる例について説明したが、これらを用いることなく、２つのコンバータのいずれかの出力を直接的に第２の誤差増幅器２７に入力する構成、すなわち、第１の電流検出器２４または第２の電流検出器２５のいずれかの検出信号を第２の誤差増幅器２７に入力する構成であっても構わない。

以上、実施の形態１においては、コンバータとしてハーフブリッジコンバータを例にとって説明したが、本発明はこのような構成に限定されるものではなく、他のフォワード形、ブリッジ形、プッシュプル形に代表されるスイッチングコンバータを用いて、入力側（１次側）を直列接続し、出力側（２次側）を並列接続した時にも同様な制御系の構成が可能であり、安定な動作が可能となる。特に、コンバータとしてハーフブリッジコンバータを用いた場合には、入力側直列接続方式によるトランスの１次巻線の低減に加えて、ハーフブリッジコンバータはトランスの１次巻線に印加される電圧が小さくなるので、トランスの小型化に特に効果がある。

以上のように、本発明のスイッチング電源装置では、入力側の直列接続によるスイッチング素子への印加電圧の削減効果に加え、カレントモード制御の高い安定性を実現できる。特に、例えばマイクロプロセッサなど半導体装置に給電する電源においては、機器の各部に対して電力を分配する比較的高いバス電圧（例えば４８Ｖ）から、安定度の高い低い電圧（例えば１Ｖ）で大電流（例えば１００Ａ）へ変換する必要がある。本発明のスイッチング電源装置においては、このように変換することができる構成である。本発明のスイッチング電源装置は、入力回路を直列に接続することにより、高いバス電圧に対応することができるとともに、カレントモード制御により、高い安定性を達成することができるため、特に半導体装置の電源装置として有効である。

《実施の形態２》
図３は本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施の形態２のスイッチング電源装置において、実施の形態１のスイッチング電源装置と異なる点は、コンバータとして用いているハーフブリッジコンバータの構成の数である。実施の形態１においては２つのハーフブリッジコンバータにより構成されており、実施の形態２においては３つのハーフブリッジコンバータにより構成されている。各コンバータの動作は前述の実施の形態１で説明した動作と同じであり重複するので省略する。

図３において、入力直流電源１からの入力直流電圧は、入力端子２ａ，２ｂに供給されており、入力端子２ａ，２ｂには第１のハーフブリッジコンバータ３００、第２のハーフブリッジコンバータ３０３、及び第３のハーフブリッジコンバータ３０６の各入力側が直列に接続されている。第１から第３のハーフブリッジコンバータ３００、３０３，３０６のそれぞれには、前述の実施の形態１におけるハーフブリッジコンバータ１００，１０１と同様に、コンデンサ、スイッチング素子、トランス、整流ダイオード、チョークコイル、電流検出器、及び平滑コンデンサが設けられている。
平滑コンデンサ１６は、第１のハーフブリッジコンバータ３００と第２のハーフブリッジコンバータ３０３と第３のハーフブリッジコンバータ３０６の各出力電流を加算した後、平滑しリップル電流を吸収する。平滑コンデンサ１６の両端は出力端子２０ａ，２０ｂに接続されており、出力端子２０ａ，２０ｂに接続された負荷２１に電力が供給される。

図３に示すように、正極側の出力端子２０ａに生じた電圧は第１の誤差増幅器２３の一方に入力され、第１の誤差増幅器２３の他方には基準電源２２からの基準電圧が入力される。第１の誤差増幅器２３は、出力端子２０ａ，２０ｂの出力電圧と基準電源２２の基準電圧とを比較し、その誤差を増幅する。
第１の電流検出器３０２は第１のチョークコイル３０１に流れる電流を検出し、第２の電流検出器３０５は第２のチョークコイル３０４に流れる電流を検出し、第３の電流検出器３０８は第３のチョークコイル３０７に流れる電流を検出する。演算器である加算器３０９は、第１の電流検出器３０２と第２の電流検出器３０５と第３の電流検出器３０８の各出力を加算して単一電流信号を形成し、第２の誤差増幅器２７へ出力する。第２の誤差増幅器２７では第１の誤差増幅器２３の出力と加算器３０９の出力とを比較し、その誤差を増幅する。

第１の三角波発生器３１０からの第１の基準三角波信号は第１のコンパレータ３１３の一方の入力端子に供給される。第１のコンパレータ３１３では第１の基準三角波信号と第２の誤差増幅器２７からの出力信号とを比較して第１のＰＷＭ信号を形成する。第１のコンパレータ３１３において形成された第１のＰＷＭ信号は第１の分配器３１４において、２つの出力端子に交互に分配されて、第１のハーフブリッジコンバータ３００の２つのスイッチング素子ＶＧ１，ＶＧ２のそれぞれを駆動する。

第２の三角波発生器３１１からの第２の基準三角波信号は第２のコンパレータ３１５の一方の入力端子に供給される。第２のコンパレータ３１５では第２の基準三角波信号と第２の誤差増幅器２７からの出力信号とを比較して第２のＰＷＭ信号を形成する。第２のコンパレータ３１５において形成された第２のＰＷＭ信号は第２の分配器３１６において、２つの出力端子に交互に分配されて、第２のハーフブリッジコンバータ３０３の２つのスイッチング素子ＶＧ３，ＶＧ４のそれぞれを駆動する。

第３の三角波発生器３１２からの第３の基準三角波信号は第３のコンパレータ３１７の一方の入力端子に供給される。第３のコンパレータ３１７では第３の基準三角波信号と第２の誤差増幅器２７からの出力信号とを比較して第３のＰＷＭ信号を形成する。第３のコンパレータ３１７において形成された第３のＰＷＭ信号は第３の分配器３１８において、２つの出力端子に交互に分配されて、第３のハーフブリッジコンバータ３０６の２つのスイッチング素子ＶＧ５，ＶＧ６のそれぞれを駆動する。
第１から第３の三角波発振器３１０，３１１，３１２から出力される第１から第３の基準三角波信号は互いに１２０度の位相差を有しており、第１から第３のハーフブリッジコンバータ３００，３０３，３０６の出力端においてリップル電流が相殺され小さくされている。

以上のように構成された実施の形態２のスイッチング電源装置における動作について説明する。
実施の形態２のスイッチング電源装置の動作において、前述の実施の形態１と異なる点は、ハーフブリッジコンバータの構成数が３つである点である。第１から第３のハーフブリッジコンバータ３００，３０３，３０６の出力電流は、位相が１２０度ずれた３相で動作しており、それぞれの出力電流は加算されて、リップル電流が互いにキャンセルされている。
実施の形態２のスイッチング電源装置においては、それぞれのハーフブリッジコンバータに対する入力電圧はさらに小さくなり、各スイッチング素子に印加される電圧は入力電圧の１／３、即ち（１／３）Ｖinになり、トランスの１次巻線に印加される電圧は入力電圧の１／６、即ち（１／６）Ｖinになる。したがって、実施の形態２の構成は、スイッチング電源装置の高効率化とトランスの小型化に有利である。さらに、実施の形態２のスイッチング電源装置は、出力リップルが単独動作の３倍の周波数で動作するため、少ない平滑コンデンサで安定化ができるという優れた効果を奏する。

実施の形態２のスイッチング電源装置の制御部は、第１から第３のハーフブリッジコンバータ３００，３０３，３０６を駆動制御する部分であり、第１の誤差増幅器２３、第２の誤差増幅器２７、第１から第３の電流検出器３０２，３０５，３０８、加算器３０９、第１から第３の三角波発振器３１０，３１１，３１２、第１から第３のコンパレータ３１３，３１５，３１７、及び第１から第３の分配器３１４，３１６，３１８により構成されている。

制御部においては、第１から第３のハーフブリッジコンバータ３００，３０３，３０５における第１から第３の電流検出器３０２，３０５，３０８の出力は、加算器３０９によって全て加算され、第２の誤差増幅器２７に入力されている。また、第２の誤差増幅器２７には、第１の誤差増幅器２３によって得られた電流基準信号が入力され、各出力電流の和が電流基準信号に対応するよう制御されている。したがって、実施の形態２のスイッチング電源装置においては、各ハーフブリッジコンバータの出力電流を個別に制御する構成ではないため、不安定性の要因がなく、安定な動作となる。

実施の形態２のスイッチング電源装置においては、第１の電流検出器３０２と第２の電流検出器３０５と第３の電流検出器３０８の各出力が加算器３０９によって加算され、第２の誤差増幅器２７に入力される構成である。しかし、本発明において用いる加算器としては厳密な意味の加算回路である必要はなく、加算器３０９や第２の誤差増幅器２７の動作点の確保に必要なオフセットを有しているものであっても良い。このようなものを用いても、実施の形態２のスイッチング電源装置におけるスイッチング制御動作に影響を与えることがない。
また、加算器の代わりに積算器等のおのおのの入力に対して対称で単調な増加もしくは単調な減少の関数である非線形の演算器を用いても、各コンバータを個別に電流制御する構成ではないため、出力が不安定にならないという本発明の効果は保たれる。特に、加算器を用いた場合、平滑コンデンサの充電電流は、加算器の出力である加算結果に比例するので、安定動作に加えて、加算電流に対して出力電圧が１次遅れになり、位相遅れが少なくなるというカレントモード制御の優位性を保持することができる。

実施の形態２のスイッチング電源装置においては、３つのコンバータを例にとって説明したが、４つ以上のコンバータを用いる場合でも、各コンバータの電流を検出し、それらを加算して和を求め、その和に対して制御を行うよう構成することにより、実施の形態２と同様の効果を得られるのは言うまでもない。
なお、実施の形態２においては、加算器を用いる例について説明したが、加算器を用いることなく、３つのコンバータのいずれかの出力を直接的に第２の誤差増幅器２７に入力する構成、すなわち、第１の電流検出器３０２または第２の電流検出器３０５または第３の電流検出器３０８のいずれかの検出信号を第２の誤差増幅器２７に入力する構成であっても構わない。
また、実施の形態２においては、ハーフブリッジコンバータを例にとって説明したが、他のフォワード形コンバータ、ブリッジ形コンバータ、またはプッシュプル形コンバータでも同様の効果が得られる。
実施の形態２のスイッチング電源装置においても、実施の形態１で説明したように半導体装置に給電する電源として特に有効である。

発明をある程度の詳細さをもって好適な形態について説明したが、この好適形態の現開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各要素の組合せや順序の変化は請求された発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。

本発明によれば、スイッチング電源回路の入力側直列接続方式とカレントモード制御方式とを一つの装置内で同時に実施して、高安定で小型高効率なスイッチング電源装置及びその制御方法を提供することができ、産業用や民生用の電子機器のために直流安定化電圧を供給する装置及びその制御方法として有用である。

本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置における動作を示す波形図である。本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図４に示した従来のスイッチング電源装置における動作を示す波形図である。従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１入力直流電源
２ａ入力端子
２ｂ入力端子
３第１のコンデンサ
４第２のコンデンサ
５第３のコンデンサ
６第４のコンデンサ
７第１のスイッチング素子
８第２のスイッチング素子
９第３のスイッチング素子
１０第４のスイッチング素子
１１第１のトランス
１２第２のトランス
１３第１の整流ダイオード
１４第２の整流ダイオード
１５第１のチョークコイル
１６平滑コンデンサ
１７第３の整流ダイオード
１８第４の整流ダイオード
１９第２のチョークコイル
２０ａ出力端子
２０ｂ出力端子
２１負荷
２２基準電圧
２３第１の誤差増幅器
２４第１の電流検出器
２５第２の電流検出器
２６加算器
２７第２の誤差増幅器
２８第１の三角波発振器
２９第２の三角波発振器
３０第１のコンパレータ
３１第１の分配器
３２第２のコンパレータ
３３第２の分配器
１００第１のハーフブリッジコンバータ
１０１第２のハーフブリッジコンバータ

Claims

入力側が直列に接続されて出力側が並列に接続され、複数のスイッチング手段と変圧手段と整流手段とによりそれぞれが構成されて単一出力直流電圧を出力する複数のコンバータ、
前記コンバータから出力された単一出力直流電圧と基準電圧とを比較して第１の誤差信号を形成し、当該第１の誤差信号を増幅した電流基準信号を出力する第１の誤差増幅器、
前記複数のコンバータにおける前記整流手段から出力される電流を検出して単一出力電流信号を形成する演算器、
前記演算器の単一出力電流信号と前記第１の誤差増幅器から出力された前記電流基準信号とを比較して第２の誤差信号を形成し、増幅する第２の誤差増幅器、及び
前記第２の誤差増幅器の出力信号を基にＰＷＭ信号を形成し、前記複数のコンバータを各整流手段から出力される電流を基に個別に制御しないように、前記複数のスイッチング手段のそれぞれを前記電流基準信号に対応する前記ＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御する複数のＰＷＭ信号発生器、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
ＰＷＭ信号発生器のそれぞれが、基準三角波を形成する三角波発生器と、前記三角波発生器の基準三角波と第２の誤差増幅器の出力信号とを比較するコンパレータと、前記コンパレータの比較結果に基づきＰＷＭ信号を形成し、対応するスイッチング手段をＰＷＭ制御する分配器とを有する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
Ｑ個のコンバータのそれぞれが入力端子間に直列接続された複数のコンデンサを有し、それぞれの前記コンデンサが異なるスイッチング手段に接続されており、Ｑ個のＰＷＭ信号発生器の三角波発生器が互いにπ／Ｑの位相差を有する基準三角波を出力し、前記基準三角波と第２の誤差増幅器の出力信号とを用いて前記ＰＷＭ信号発生器が各コンバータに対してスイッチングのタイミングを変化させるよう構成された請求項２に記載のスイッチング電源装置。
演算器が加算器で構成され、前記加算器は、前記複数のコンバータの各々の整流手段から出力される電流を加算して、単一出力電流信号を形成する請求項１乃至３のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
コンバータがハーフブリッジコンバータで構成された請求項１乃至４のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
ＰＷＭ信号発生器において形成するＰＷＭ信号が、実質的に等間隔で位相シフトするよう構成された請求項１乃至５のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
半導体装置に給電するよう構成したことを特徴とした請求項１乃至６のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
入力側が直列に接続されて出力側が並列に接続され、複数のスイッチング手段と変圧手段と整流手段とによりそれぞれが構成されて単一出力直流電圧を出力する複数のコンバータ、を有するスイッチング電源装置において、
前記単一出力直流電圧と基準電圧とを比較して第１の誤差信号を形成し、当該第１の誤差信号を増幅した電流基準信号を出力するステップと、
前記複数のコンバータにおける前記整流手段から出力される電流を演算して単一出力電流信号を形成するステップと、
前記単一出力電流信号と前記電流基準信号とを比較して第２の誤差信号を形成し、増幅するステップと、
増幅された第２の誤差信号を基にＰＷＭ信号を形成し、前記複数のコンバータを各整流手段から出力される電流を基に個別に制御しないように、前記複数のスイッチング手段のそれぞれを前記電流基準信号に対応する前記ＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御するステップと、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
スイッチング手段のそれぞれをＰＷＭ制御するステップにおいて、三角波発生器が基準三角波を出力し、コンパレータが前記基準三角波と増幅された第２の誤差信号とを比較し、分配器が前記コンパレータの比較結果に基づきＰＷＭ信号を形成し、対応するスイッチング手段をＰＷＭ制御する請求項８に記載のスイッチング電源装置の制御方法。
Ｑ個のコンバータのそれぞれが入力端子間に直列接続された複数のコンデンサを有し、それぞれの前記コンデンサが異なるスイッチング手段に接続されたスイッチング電源装置において、Ｑ個のＰＷＭ信号発生器の三角波発生器が互いにπ／Ｑの位相差を有する基準三角波を出力し、前記基準三角波を用いてＰＷＭ信号を形成し、各コンバータに対してスイッチングのタイミングを変化させる請求項８に記載のスイッチング電源装置の制御方法。
入力側が直列に接続されて出力側が並列に接続され、複数のスイッチング手段と変圧手段と整流手段とによりそれぞれが構成されて単一出力直流電圧を出力する複数のコンバータ、
前記コンバータから出力された単一出力直流電圧と基準電圧とを比較して第１の誤差信号を形成し、当該第１の誤差信号を増幅した電流基準信号を出力する第１の誤差増幅器、
前記複数のコンバータのいずれか一つのコンバータにおける前記整流手段から出力される電流信号と前記第１の誤差増幅器から出力された前記電流基準信号とを比較して第２の誤差信号を形成し、増幅する第２の誤差増幅器、及び
前記第２の誤差増幅器の出力信号を基にＰＷＭ信号を形成し、前記複数のコンバータを各整流手段から出力される電流を基に個別に制御しないように、前記複数のスイッチング手段のそれぞれを前記電流基準信号に対応する前記ＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御する複数のＰＷＭ信号発生器、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。