CN107210676A - 电源控制用半导体装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的课题是实现一种电源控制用半导体装置，其能够通过来自外部的设定变更包含开关频率控制特性的切换的多个动作模式。在电源控制用半导体装置中设置用于从外部赋予设定信息的设定端子(ADJ)、用于对在被供给AC输入电压的第一电源端子与被供给在变压器的辅助线圈中感应的电压的第二电源端子之间设置的开关单元进行开关控制的内部电源电压控制电路，构成为在设定端子的电压低于预先设定的第一电压值时转移到第一停止模式，该第一停止模式是进行控制使得停止驱动脉冲的输出并且对开关单元进行开关控制从而第二电源端子的电压进入预定的电压范围的模式，在设定端子的电压高于第一电压值时转移到第二停止模式，该第二停止模式是将设定端子的电压作为阈值以来自次级侧的输出检测信号低于该阈值作为条件，停止驱动脉冲的输出的模式。

Description

电源控制用半导体装置
技术领域
本发明涉及一种电源控制用半导体装置，特别涉及一种有效用于控制用半导体装置的技术，该控制用半导体装置构成具备了电压变换用变压器的绝缘型直流电源装置。
背景技术
在直流电源装置中，具有AC-DC变换器，该AC-DC变换器由对交流电源进行整流的二极管电桥电路和对该电路整流后的直流电压进行降压来变换为期望电位的直流电压的绝缘型DC-DC变换器等构成。作为该AC-DC变换器，例如已知如下一种开关电源装置，其通过PWM(脉冲宽度调制)控制方式或PFM(脉冲频率调制)控制方式针对与电压变换用变压器的初级侧串联连接的开关元件进行开关驱动来控制在初级侧线圈中流过的电流，从而间接地控制在次级侧线圈中感应的电压这样的开关电源装置。
另外，在开关控制方式的AC-DC变换器中，为了初级侧的控制动作，设置与初级侧的开关元件串联的电流检测用电阻，并且在电源控制电路(IC)中设置输入通过该电阻进行了电流-电压变换后的电压的端子(电流检测端子)，基于检测到的电流值和来自次级侧的反馈电压来控制初级线圈的峰值电流，从而将次级侧的输出电压或输出电流维持为恒定(参照专利文献1)。
并且，在构成为根据通过电流检测用电阻进行了电流-电压变换后的电压和来自次级侧的反馈电压，在初级侧控制次级侧的输出的AC-DC变换器中，为了降低轻负载时的开关损耗提高电力效率，在某个反馈电压VFB1以下和VFB2以上的区域中通过固定了开关频率的PWM方式进行控制，另一方面，在VFB1～VFB2之间改变开关频率来进行控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2001-157446号公报
发明内容
发明所要解决的课题
然而，在按照上述那样的反馈电压-开关频率特性(以下，记为FB电压-频率特性)来进行输出电压控制的AC-DC变换器中，例如在希望通过噪声对策来变更开关频率时或具有为了小型化而使用小的变压器这样的要求时，会有无法应对的课题。
本发明是在上述的背景下作出的，其目的在于，提供一种电源控制用半导体装置，其能够通过来自外部的设定变更开关频率控制特性，并且为了噪声对策能够容易地变更开关频率、或者能够根据系统谋求小型化。
本发明的另一目的在于提供一种技术，即不增加外部端子数量，电源控制用半导体装置能够设定将电源装置设为闩锁停止模式可执行状态还是设为通过反馈端子的电压强制性地关断开关元件的状态，并且能够从外部任意地设定强制性地关断开关元件的反馈端子电压的值。
解决课题的手段
为了达成上述目的，本发明的电源控制用半导体装置生成并输出驱动脉冲，该驱动脉冲用于根据与变压器的初级侧线圈中流过的电流成比例的电压以及来自所述变压器的次级侧的输出电压检测信号，对用于在电压变换用的所述变压器的初级侧线圈中间歇地流过电流的开关元件进行开关控制，所述电源控制用半导体装置具备：时钟产生电路，其具备频率可变的振荡电路，并产生时钟信号，该时钟信号用于赋予使所述开关元件周期性地接通的定时；电压/电流控制电路，其基于与所述变压器的初级侧线圈中流过的电流成比例的电压以及来自所述变压器的次级侧的输出检测信号赋予使所述开关元件关断的定时；设定端子，其用于从外部赋予设定信息；开关单元，其设置在被提供AC输入电压的第一电源端子和被提供在所述变压器的辅助线圈中感应的电压的第二电源端子之间；以及内部电源电压控制电路，其对所述开关单元进行开关控制，所述电源控制用半导体装置构成为，在所述设定端子的电压低于预先设定的第一电压值时，转移到第一停止模式，在所述设定端子的电压高于所述第一电压值时转移到第二停止模式，所述第一停止模式是进行控制使得停止所述驱动脉冲的输出并且通过所述内部电源电压控制电路对所述开关单元进行开关控制从而所述第二电源端子的电压进入预定的电压范围的模式，所述第二停止模式是将所述设定端子的电压作为阈值以来自所述次级侧的输出检测信号低于该阈值为条件，停止所述驱动脉冲的输出的模式。
通过上述的结构，不增加外部端子数量，能够设定将电源控制用半导体装置设为第一停止模式(闩锁停止模式可执行状态)还是设为通过反馈端子的电压强制性地关断开关元件的第二停止模式(栅极停止状态)，并且能够从外部任意地设定强制性地关断开关元件的反馈端子电压的值，因此，能够根据应用的系统自由地调整优先降低待机功率还是优先降低输出纹波。
在此，优选具备频率控制电路，该频率控制电路根据来自所述次级侧的输出检测信号使所述振荡电路的振荡频率变化，所述频率控制电路构成为能够根据所述设定端子的电压来变更输出检测信号对振荡频率特性，关于所述输出检测信号对振荡频率特性，在所述设定端子的电压比高于所述第一电压值(Vref1)的第二电压值(Vref2)低时，将与所述输出检测信号相对的振荡频率的上限值固定为第一频率，在所述设定端子的电压高于所述第二电压值时，将与所述输出检测信号相对的振荡频率的上限值固定为高于所述第一频率的第二频率。
通过上述结构，具备频率可变的振荡电路和根据来自次级侧的输出检测信号来使振荡电路的振荡频率变化的频率控制电路，频率控制电路根据设定端子的状态(外接电阻的电阻值)来变更输出检测信号对振荡频率特性，因此能够通过来自外部的设定变更开关频率控制特性，为了噪声对策能够容易地变更开关频率、或者能够根据系统谋求小型化。
另外，优选具备：电压比较单元，其将与所述输出检测信号相对应的电压与所述阈值进行比较；分压单元，其对所述设定端子的电压进行分压；以及
选择单元，其将所述设定端子的电压和通过所述分压单元分压后的电压中的某一个电压作为所述阈值来选择性地提供给所述电压比较单元，所述分压单元设定了分压比，使得在将转移到所述所述第二停止模式的第一频率与第二频率下的输出检测信号的阈值之比设为N时，通过所述分压单元分压后的电压与所述设定端子的电压之比成为N。
由此，在设置了根据设定端子的状态来使输出检测信号对振荡频率特性变化的功能时，能够通过小规模的电路结构来实现设为通过反馈端子的电压来强制性地关断开关元件的第二停止模式(栅极停止状态)的功能，并且能够减轻设计者的设计负担。
发明效果
通过本发明，在具备电压变换用变压器，对初级侧线圈中流过的电流进行开关来控制输出的绝缘型直流电源装置的控制用半导体装置中，能够通过来自外部的设定变更开关频率控制特性，为了噪声对策能够容易地变更开关频率，或者能够容易地根据系统谋求小型化。另外，具有如下的效果：不增加端子数量，电源控制用半导体装置能够设定将电源装置设为闩锁停止模式可执行状态还是设为通过反馈端子的电压将开关元件强制性地关断的状态，并且能够从外部任意地设定强制性地关断开关元件的反馈端子电压的值。
附图说明
图1是表示本发明的作为绝缘型直流电源装置的AC-DC变换器的一个实施方式的电路结构图。
图2是表示图1的AC-DC变换器中的变压器的初级侧开关电源控制电路(电源控制用IC)的结构例的框图。
图3是表示实施例的电源控制用IC中的各部位的电压变化情况的波形图。
图4是表示实施例的电源控制用IC中的开关频率和反馈电压VFB的关系的特性图。
图5是表示实施例的电源控制用IC中的频率控制电路的具体电路结构例的电路结构图。
图6是表示栅极停止信号生成电路的结构例的电路结构图。
图7是表示实施例的电源控制用IC中的输出驱动器(驱动电路)以及闩锁停止控制电路之间关系的电路结构图。
图8A是表示实施例的电源控制用IC中的外部设定端子ADJ的电压与振荡模式之间的关系的说明图。
图8B是表示实施例的电源控制用IC中的外部设定端子ADJ的电压与闩锁停止或栅极停止FB电压之间的关系的说明图。
图9是表示开关方式的直流电源装置中的栅极停止反馈电压(栅极停止时间)与待机功率以及输出纹波的大小之间的关系的表。
图10是表示图7的实施例的变形例的电路结构图。
具体实施方式
以下，基于附图来说明本发明的优选实施方式。
图1是表示作为应用了本发明的绝缘型直流电源装置的AC-DC变换器的一个实施方式的电路结构图。
该实施方式的AC-DC变换器具有为了衰减正常模式噪声而在AC输入端子间连接的X电容器Cx、由共模线圈等构成的噪声切断用线性滤波器11、对交流电压(AC)整流的二极管电桥电路12、平滑整流后的电压的平滑用电容器C1、具有初级侧线圈Np和次级侧线圈Ns以及辅助线圈Nb的电压变换用变压器T1、由与该变压器T1的初级侧线圈Np串联连接的N通道MOSFET构成的开关晶体管SW、驱动该开关晶体管SW的电源控制电路13。在该实施方式中，电源控制电路13在如单晶硅这样的一个半导体芯片上形成为半导体集成电路(以下，称为电源控制用IC)。
在上述变压器T1的次级侧设置了与次级侧线圈Ns串联连接的整流用二极管D2、在该二极管D2的阴极端子与次级侧线圈Ns的另一个端子之间连接的平滑用电容器C2，通过在初级侧线圈Np中间歇地流过电流来整流并平滑次级侧线圈Ns中感应的交流电压，从而输出与初级侧线圈Np和次级侧线圈Ns的线圈比相对应的直流电压Vout。
并且，在变压器T1的次级侧设置了构成用于切断在初级侧的开关动作中产生的开关纹波噪声等的滤波器的线圈L3以及电容器C3，并且设置了用于检测输出电压Vout的检测电路14、与该检测电路14相连接的作为用于向电源控制用IC13传递与检测电压相应的信号的光电耦合器的发光侧元件的光电二极管15a。并且，在初级侧设置了在上述电源控制用IC13的反馈端子FB与接地点之间连接的作为接受来自上述检测电路14的信号的受光侧元件的光电晶体管15b。
另外，在该实施方式的AC-DC变换器的初级侧设置了由与上述辅助线圈Nb串联连接的整流用二极管D0、在该二极管D0的阴极端子与接地点GND之间连接的平滑用电容器C0构成的整流平滑电路，通过该整流平滑电路整流并平滑后的电压施加到上述电源控制用IC13的电源电压端子VDD。
另一方面，在电源控制用IC13中构成为设置了经由二极管D11、D12以及电阻R1施加通过二极管电桥电路12整流前的电压的高压端子HV，在接通电源时(紧接插入了插头后)能够通过来自该高压端子HV的电压进行动作。
并且，在本实施方式中，在开关晶体管SW的源极端子与接地点GND之间连接电流检测用电阻RS，并且在开关晶体管SW与电流检测用电阻RS之间的节点N1与电源控制用IC13的电流检测端子CS之间连接了电阻R2。并且，在电源控制用IC13的电流检测端子CS与接地点之间连接电容器C4，通过电阻R2和电容器C4来构成低通滤波器。
接着，针对上述电源控制用IC13的具体结构例进行说明。
本实施方式的电源控制用IC13构成为，具备用于从外部设定开关周期等的外部设定端子ADJ，根据该外部设定端子ADJ的设定状态来选择预先准备的两个反馈电压－频率特性中的某一个，并根据选择的特性来进行输出的振荡频率控制。具体来说，能够选择图4所示的两个特性A和特性B中的某个。此外，在附图以及以下的说明中，也有将“反馈电压”记为“FB电压”的情况。
关于上述FB电压－频率特性A和B，在反馈电压VFB为VFB1(例如1.8V)以下时，特性A、B都是通过22kHz这样的相同且固定的频率进行PWM控制，在为VFB2(例如2.1V)以上时，特性A通过100kHz这样的固定的频率进行PWM控制，特性B通过66kHz这样的固定的频率进行PWM控制，并且，在VFB1～VFB2之间进行根据反馈电压VFB的变化频率线性地变化的控制。
此外，切换控制的上述VFB1(1.8V)、VFB2(2.1V)和VFB1以下的区域中的固定频率(22kHz)、VFB2以上的区域中的固定频率(66kHz、100kHz)是一个例子，并不限定于这样的数值。
并且，本实施方式的电源控制用IC13能够根据外部设定端子ADJ的电压，设定将电源控制用半导体装置设为闩锁停止模式可执行状态还是设为通过反馈端子的电压强制性地关断开关元件的状态。另外，构成为能够根据外部设定端子ADJ的电压，从外部任意地设定强制性地关断开关元件的反馈端子电压的值。并且，还具备对于开关频率，根据外部设定端子ADJ的电压来选择频率的频率选择模式。总之，在本实施方式中，因为内置了与ADJ端子相连接的内部源极电流源，所以能够根据ADJ的电压进行各种设定，并且能够通过连接期望的电阻值的外接电阻Rt来设定电压。
在图2中表示了具备上述功能的本实施方式的电源控制用IC13的结构例。
如图2所示，本实施例的电源控制用IC13具备通过与反馈端子FB的电压VFB相对应的频率进行振荡的振荡电路31、基于该振荡电路31生成的振荡信号生成用于赋予接通初级侧开关晶体管SW的定时的时钟信号CK的单触发脉冲生成电路这样的电路所构成的时钟生成电路32、通过时钟信号CK进行设置的RS触发器33、根据该触发器33的输出来生成开关晶体管SW的驱动脉冲GATE的驱动器(驱动电路34)。在本说明书中，合并上述振荡电路31和时钟生成电路32称为时钟发生电路。
另外，电源控制用IC13具备：对输入给电流检测端子CS的电压Vcs进行放大的非反转放大电路构成的放大器35、将该放大器35放大后的电位Vcs′与用于监视过电流状态的比较电压(阈值电压)Vocp进行比较的作为电压比较电路的比较器36a、基于反馈端子FB的电压VFB来生成图3(A)所示的预定波形的电压RAMP的波形生成电路37、将所述放大器35放大后的图3(B)所示的波形的电位Vcs′与通过波形生成电路37生成的波形RAMP进行比较的比较器36b、取得比较器36a和36b的输出的逻辑加的OR门G1。在本实施例的电源控制用IC13中，生成图3(A)的电压RAMP使得从FB电压以一定的斜率降低。
构成为将上述OR门G1的输出RS(参照图3(C))经由OR门G2输入到上述触发器33的复位端子，由此赋予使开关晶体管SW关断的定时。此外，在反馈端子FB与内部电源电压端子之间设置上拉电阻，在光电晶体管15b中流过的电流通过该电阻被变换为电压。另外，作为分谐波振荡的对策而设置了波形生成电路37，可以将电压VFB直接或进行电平位移后输入到比较器36b。
并且，在本实施例的电源控制用IC13中设置了占空比限制电路39，其基于从上述时钟生成电路32输出的时钟信号CK，生成用于以驱动脉冲GATE的占空比(Ton/Tcycle)不超过预先规定的最大值(例如85％～90％)的方式施加限制的最大占空比复位信号，构成为将从占空比限制电路39输出的最大占空比复位信号经由OR门G2提供给上述触发器33，在脉冲达到最大占空比时通过在该时间点进行复位来立即关断开关晶体管SW。
另外，本实施例的电源控制用IC13具备将外部设定端子ADJ的电压与预定的阈值电压Vref2(例如1.25V)进行比较的比较器36c、根据反馈端子FB的电压VFB并按照图4所示的特性使上述振荡电路31的振荡频率即开关频率变化的频率控制电路38。在外部设定端子ADJ和供给内部电源电压Vreg的电源线之间，设置了图6所示的恒流源IS或图7所示的上拉电阻Rp，与外部设定端子ADJ连接的外接电阻Rt中流过的电流通过该电阻被变换为电压，频率控制电路38根据外部设定端子ADJ的电压是否大于阈值电压Vref2(1.25V)，将进行控制的振荡频率的特性切换成A或B(参照图4)。由此，用户能够通过适当选择与外部设定端子ADJ相连接的外接电阻Rt的电阻值来切换FB电压－频率特性。
并且，在本实施例的电源控制用IC13中设置了栅极停止信号生成电路40，其根据外部设定端子ADJ的电压和反馈端子FB的电压VFB来生成停止驱动器34的动作的信号GSC。另外，设置了将外部设定端子ADJ的电压与预定的阈值电压Vref1(例如0.4V)进行比较的比较器36d、根据该比较器36d的输出进行向后述的闩锁停止模式进行转移的控制的闩锁停止控制电路51。具体来说，当外部设定端子ADJ的电压低于阈值电压Vref1(0.4V)时，移动到将图7的开关S0断开的闩锁停止模式。
上述栅极停止信号生成电路40构成为，在反馈端子FB的电压VFB为预定的电压以下时，在将驱动器34的输出即驱动脉冲GATE固定在低电平的状态下输出停止其动作的信号GSC(以下，将其称为栅极停止)，并且根据外部设定端子ADJ的电压来决定进行栅极停止时的反馈电压VFB的值。
在图8中表示了本实施例的电源控制用IC13中的外部设定端子ADJ的电压与动作模式之间的关系。
外部设定端子ADJ的电压与振荡电路31的振荡模式之间的关系被设定为图8所示的那样，在外部设定端子ADJ的电压高于阈值电压Vref2(1.25V)时，振荡电路31以按照图4的特性A(100kHz模式)生成振荡信号的方式进行动作，在外部设定端子ADJ的电压低于阈值电压Vref2(1.25V)时，振荡电路31以按照图4的特性B(66kHz模式)生成振荡信号的方式进行动作。
另一方面，外部设定端子ADJ的电压与闩锁停止、ADJ的电压与栅极停止FB电压之间的关系被设定为图8B所示的那样，在外部设定端子ADJ的电压低于阈值电压Vref1(0.4V)时，电源控制用IC13成为闩锁停止模式#1。另外，在外部设定端子ADJ的电压为0.5V～1.2V的范围内，当通过66kHz模式的开关动作反馈电压VFB成为外部设定端子ADJ的电压以下时成为栅极停止模式#2，在外部设定端子ADJ的电压为1.3V～3.12V的范围内，当通过100kHz模式的开关动作反馈电压VFB成为外部设定端子ADJ的电压的1/2.6以下时成为栅极停止模式#3。栅极停止模式#3的上限值和下限值即1.3V和3.12V分别被设定为相当于栅极停止模式#2的上限值和下限值即0.5V和1.2V的2.6倍的值。其理由如后所述。
在图5中，表示了构成本实施方式的电源控制用IC13的上述频率控制电路38的结构例。
如图5所示，频率控制电路38具备：在反馈端子FB的电压VFB为预定的电压VFB1(1.8V)以下时对VFB1进行钳位，并且在为VFB2(2.1V)以上时对VFB2(2.1V)进行钳位的上下限钳位电路81；生成基准电压Vref0(例如2.1V)的基准电压电路82，该基准电压Vref0对应于成为图4所示的FB电压－频率特性的线性区域VFB1～VFB2的开端的点；生成与通过了上下限钳位电路81的电压(1.8V～2.1V)成比例的电压(0.65V～2.1V/0.45～V2.1V)的非反转放大电路83；将该非反转放大电路83的输出进行阻抗变换后提供给振荡电路31的缓冲电路84。
另一方面，振荡电路31构成为生成与上述缓冲电路84的输出相对应的频率的振荡信号(时钟信号)。
另外，该实施例的频率控制电路38构成为，能够根据外部设定端子ADJ的电压来切换非反转放大电路83的放大率即图4所示的FB电压－频率特性线的线性区域VFB1～VFB2中的直线斜率。
如此，通过构成为能够选择图4的FB电压－频率特性A、B中的某个，具有以下的优点：在希望通过噪声对策来变更开关频率时或具有为了小型化而希望使用小的变压器的要求时，电源装置的设计者仅通过改变与外部设定端子ADJ相连接的外接电阻Rt的电阻值就能够容易地应对上述情况。
此外，图4对于电源控制用IC13表示FB电压－频率特性，因为来自次级侧的反馈电压VFB与负载电流相对应，所以能够视为作为电源表示了负载电流－频率特性。
上述上下限钳位电路81如图5所示，由4输入的差动放大电路AMP1构成，对反转输入端子反馈自身的输出电压，并在电源控制用IC的反馈端子FB的电压VFB在钳位电压VFB1与VFB2之间的电压范围(1.8V～2.1V)内时，作为将反馈电压VFB直接传递给后级的非反转放大电路83的非反转输入端子侧的缓冲器(电压跟随器)进行动作。另外，上下限钳位电路81构成为，在反馈电压VFB为钳位电压VFB1(1.8V)以下时对VFB1进行钳位，并且在VFB为VFB2(2.1V)以上时输出钳位为VFB2(2.1V)的电压。
基准电压电路82由基准电压源VR和缓冲器(电压跟随器)BFF1构成，将基准电压源VR产生的基准电压Vref0(2.1V)直接供给到非反转放大电路83的反转输入端子侧。
非反转放大电路83由2输入的差动放大电路AMP2、在基准电压电路82和反转输入端子之间连接的输入电阻R1、在输出端子和反转输入端子之间串联连接的反馈电阻R2和R3、与反馈电阻R3并联连接的开关S1以及与反馈电阻R3串联连接的开关S2构成。开关S1和S2构成为，根据判定外部设定端子ADJ的电位的比较器36c的输出TVD选择性地接通其中某个开关，在接通了开关S1时，成为作为反馈电阻仅连接了R2的状态(放大率小的状态)，在接通了开关S2时，成为作为反馈电阻连接了R2以及R3的状态(放大率大的状态)。具体来说，在外部设定端子ADJ的电位低于1.25V时接通开关S1，在外部设定端子ADJ的电位高于1.25V时接通开关S2。
另外，设定了电阻R1、R2、R3的电阻值，使得在接通了开关S1和S2中的某个时，在反馈电压VFB为2.1V时非反转放大电路83的输出电压为Vref0(2.1V)，但是在接通了开关S1的状态(66kHz模式)下作为反馈电压VFB输入了1.8V时非反转放大电路83的输出电压为0.65V，在接通了开关S2的状态(100kHz模式)下作为反馈电压VFB输入了2.1V时非反转放大电路83的输出电压为0.45V。此外，在反馈电压VFB为1.8V～2.1V的范围内，从非反转放大电路83输出与反馈电压VFB成比例地进行变化的电压。然后，将该非反转放大电路83的输出经由缓冲电路84供给到振荡电路31。缓冲电路84由电压跟随器构成。
振荡电路31具备向栅极端子施加缓冲电路84的输出电压，流过与施加电压成比例的电流的MOS晶体管M1和作为电压－电流变换单元的电阻R4。将通过该电阻R4变换后的电压反馈到缓冲电路84的反转输入端子，由此来进行控制使得M1的源极电压成为与前级的差动放大电路AMP2的输出电压相同的电压值。
另外，振荡电路31具备流过与晶体管M1的漏极电流成比例的电流的电流源电路311；由通过来自该电流源电路311的电流进行充电的电容C11和C12以及通过与C12串联连接的比较器36c的输出TVD成为接通或关断状态的开关S3所组成的频率切换部312；由用于对上述电容C11和C12的电荷进行放电的放电用MOS晶体管M2以及两个比较器CMP1和CMP2和触发器FF1组成的充放电控制部313。
并且，向放电用MOS晶体管M2的栅极端子施加上述触发器FF1的输出，重复进行电容C11、C12的充电和放电，由此在内部生成三角波并输出预定频率的时钟信号。此外，电流源电路311为了返回MOS晶体管M1的漏极电流，具备由MOS晶体管M3、M4组成的电流镜电路。
在此，根据上述的结构，MOS晶体管M1的漏极电流成为与差动放大电路AMP2的输出电压成比例的电流，差动放大电路AMP2的输出电压是与反馈电压VFB相对应的电压，因此MOS晶体管M1的漏极电流是与反馈电压VFB相对应的电流。
因此，电流源电路311流过与反馈电压VFB相对应的电流。然后，通过该电流进行电容C11、C12的充电，在M4与C11、C12的连接节点生成三角波，因此该三角波的斜率根据反馈电压VFB进行变化。结果，由振荡电路(振荡器)31生成的振荡信号成为与反馈电压VFB相对应的频率。
另外，在根据比较器36c的输出TVD使开关S3成为接通状态时，C11、C12的合计电容值增加并且振荡频率变低，在使开关S3成为关断状态时，C11、C12的合计电容值减少并且振荡频率变高。通过将C11、C12的电容比例如设定为2:1，切换前后的频率比成为2:3。该比与上限频率的66kHz和100kHz相对应。
在图6中表示了构成本实施方式的电源控制用IC13的上述栅极停止信号生成电路40的结构例。
如图6所示，栅极停止信号生成电路40具备由将外部设定端子ADJ的电压进行阻抗变换后进行传递的电压跟随器构成的缓冲器41、在该缓冲器41的输出端子与接地点之间串联连接的分压电阻R5和R6、将缓冲器41的输出电压与反馈端子FB的电压VFB进行比较来生成提供给所述驱动器34的栅极停止信号GSC的比较器42。
另外，栅极停止信号生成电路40具备在缓冲器41的输出端子和比较器42的反转输入端子之间连接的开关S4、以及在分压电阻R5和R6的连接节点N3与比较器42的反转输入端子之间连接的开关S5。
根据判定外部设定端子ADJ的电压的所述比较器36c的输出TVD和通过反相器43将该输出TVD反转后的信号/TVD，选择性地使上述开关S4和S5成为接通状态。具体来说，在外部设定端子ADJ的电压低于Vref2(1.25V)时(66kHz模式时)，比较器36c的输出成为高电平使开关S4为接通状态，向比较器42供给缓冲器41的输出电压。另外，在外部设定端子ADJ的电压高于Vref2(1.25V)时(100kHz模式时)，比较器36c的输出成为低电平使开关S5为接通状态，向比较器42供给连接节点N3的电压。
设定分压电阻R5、R6的电阻比使得R5/(R5+R6)为1/2.6。将该电阻比设定为与图8B的栅极停止模式#2的上下限值0.5V、1.2V和栅极停止模式#3的上下限值1.3V、3.12V之比相对应。
由此，在外部设定端子ADJ的电压低于1.25V时(66kHz模式时)，将外部设定端子ADJ的电压(0.5V～1.2V)直接供给到比较器42。
另一方面，在外部设定端子ADJ的电压高于1.25V时(100kHz模式时)，将通过电阻R5、R6的电阻比对外部设定端子ADJ的电压进行分压后的(1/2.6)倍的电压即0.5V～1.2V的范围的电压供给到比较器42。
结果，在外部设定端子ADJ的电压低于1.25V时(66kHz模式时)，以及高于Vref2(1.25V)时(100kHz模式时)，比较器42将与外部设定端子ADJ的电压相对应的0.5V～1.2V的范围的电压与反馈电压VFB进行比较，能够通过简单的电路结构来实现栅极停止信号生成电路40。
另外，在图6中还表示了闩锁停止控制系统的电路结构。构成为判定外部设定端子ADJ的电压是否低于Vref1(0.4V)的比较器36d的输出被提供给例如对50μS的时间进行计时的计时电路50，当在比较器36d的输出长于计时电路50的计时时间的期间持续高电平时，计时电路50的输出进行变化从而停止驱动器34的动作，并且开始闩锁停止控制电路51的闩锁停止控制。
关于上述的外部闩锁停止功能，例如像图6的虚线所示，与外接的电阻Rt并联地设置串联方式的开关S7以及电阻R7，外接的电阻Rt与外部设定端子ADJ相连接，通过控制电源系统的微型计算机来接通开关S7，由此能够通过使外部设定端子ADJ的电压低于0.4V来启动外部闩锁停止功能。
在图7中表示了闩锁停止控制系统的电路结构以及闩锁停止控制系统与栅极停止控制系统之间的关系。
图7的实施例构成为，在比较器36d判定为外部设定端子ADJ的电压低于Vref1(0.4V)时，在50μS后在使驱动器34的输出GATE成为低电平的状态下停止动作，并且使闩锁停止控制电路51动作来使电源控制用IC13转移到闩锁停止模式。此外，在图7的实施例中，设置上拉电阻Rp来代替图6的实施例中的恒流源IS，经由Rp在与外部设定端子ADJ相连接的外接电阻Rt中流过电流，产生与电阻值相对应的电压。
如图7所示，闩锁停止是如下那样的功能：即通过比较短的周期使设置在IC的高压端子HV与电源电压端子VDD之间的开关S0进行开关，由此将电源电压端子VDD的电压抑制在例如12V～13V的电压范围内，由此避免电源控制用IC13再启动，闩锁停止控制电路51构成为将电源电压端子VDD的电压与预定的电压(12V、13V)进行比较来进行这样的控制动作。具体来说，重复进行在电源电压端子VDD的电压下降到12V时接通开关S0，在VDD的电压上升到13V时关断开关S0。
如果没有这样的闩锁停止功能，则在构成为设置监视CS端子的CS端子监视电路来检测例如CS端子的短路或开路等异常从而停止驱动器34的动作时，在辅助线圈中不流过电流从而电源电压端子VDD的电压下降，但是在电源电压端子VDD的电压成为IC的动作停止电压值(例如6.5V)以下时，启动电路52进行动作来接通开关S0，IC再启动从而重新开始开关控制。
为了避免上述不合理的动作状态的发生，在暂时从插座拔出插头之前继续维持栅极输出停止的是闩锁停止功能，在本实施例中，通过用户使外部设定端子ADJ的电压低于0.4V来强制地使闩锁停止控制电路51进行动作，使电源控制用IC13转移到闩锁停止模式，从而能够避免上述不合理的动作。此外，当即使辅助线圈中不流过电流也接通开关S0时，与CS端子相连接的外接电容器C0(参照图1)进行充电，通过该充电电荷稳压器53生成内部电源电压Vreg，因此IC的内部电路继续动作。
另一方面，因为不向闩锁停止控制电路51供给由所述栅极停止信号生成电路40生成的栅极停止信号GSC，所以在栅极停止信号生成电路40的栅极停止中，不执行闩锁停止控制。
但是，通过栅极停止信号生成电路40生成栅极停止信号GSC例如是负载非常轻反馈电压VFB下降到在1.8V以下的区域中设置的栅极停止FB电压调整范围(参照图4)的区域的情况，在这样的轻负载区域中，通过暂时停止驱动器34的动作从而与轻负载相对应地输出电力的突发动作是有效的。
并且，在该突发动作中，IC不进行振荡从而输出电压慢慢降低，与此对应反馈电压VFB上升，由此比较器36c的输出反转栅极控制能够自动恢复，因此不得进行闩锁停止控制。
此外，在本发明的开关电源装置中，突发动作中的待机功率对栅极停止FB电压特性和输出纹波对栅极停止FB电压特性为图9所示的关系。此外，在这里栅极停止FB电压和栅极停止时间基本为比例关系。因此，当栅极停止FB电压变高即栅极停止时间变长时，待机功率减少但输出纹波变大，反之在栅极停止时间变短时，输出纹波变小但待机功率增加。即，相对于栅极停止时间，待机功率和输出纹波为权衡的关系。
在本实施方式的电源控制用IC13中，能够通过外部设定端子ADJ的设定电压即外接电阻Rt的电阻值来任意地设定由栅极停止信号生成电路40开始生成栅极停止信号的反馈电压VFB的电压值。因此，电源装置的设计者能够通过外部设定端子ADJ的设定电压来任意地设定栅极停止功能起作用的反馈电压VFB的电压值，所以可以根据应用的系统，自由地调整优先降低待机功率还是优先降低输出纹波。
在图10中表示了上述实施例的变形例。
在该变形例中，除了设置监视外部设定端子ADJ的设定电压的上述比较器36c、36d以外，还设置了过电压检测用比较器55和过负载检测用比较器56，过电压检测用比较器55监视电源电压端子VDD，在成为例如27.5V的设定电压以上的电压值时判定为过电压状态，过负载检测用比较器56监视反馈端子FB的电压VFB，在成为例如4V那样的设定电压以上的电压值时判定为过负载状态。
然后，将上述过电压检测用比较器55的输出提供给与比较器36d共用的计时电路50，例如在过电压状态持续了50μS以上时，停止驱动器34并且开始闩锁停止控制。另外，将上述过负载检测用比较器56的输出提供给另一计时电路57，例如在过负载状态持续了250mS以上时，停止驱动器34并且开始闩锁停止控制。
以上，基于实施方式具体地说明了由本发明的发明人作出的发明，但是本发明并不限于上述实施方式。例如，在所述实施方式中，可以将用于在变压器的初级侧线圈中间歇性地流过电流的开关晶体管SW设为与电源控制用IC13不同的元件，通过在电源控制用IC13中安装该开关晶体管SW来构成为一个半导体集成电路。
产业上的应用
在上述实施方式中，说明了将本发明用于构成反馈方式的AC-DC变换器的电源控制用IC的情况，但是本发明也能够用于构成正向型或模拟共振型AC-DC变换器的电源控制用IC。
符号的说明
11：线性滤波器
12：二极管电桥电路(整流电路)
13：电源控制电路(电源控制用IC)
14：次级侧检测电路(检测用IC)
15a：光电耦合器的发光侧二极管
15b：光电耦合器的受光侧晶体管
31：振荡电路
32：时钟生成电路
34：驱动器(驱动电路)
35：放大器(放大电路)
36a：过电流检测用比较器(过电流检测电路)
36b：电压/电流控制用比较器(电压/电流控制电路)
37：波形生成电路
38：频率控制电路
39：占空比限制电路
40：栅极停止信号生成电路
51：闩锁停止控制电路(内部电源电压控制电路)。

Claims (3)

1.一种电源控制用半导体装置，其生成并输出驱动脉冲，该驱动脉冲用于根据与变压器的初级侧线圈中流过的电流成比例的电压以及来自所述变压器的次级侧的输出电压检测信号，对用于在电压变换用的所述变压器的初级侧线圈中间歇地流过电流的开关元件进行开关控制，所述电源控制用半导体装置的特征在于，具备：
时钟产生电路，其具备频率可变的振荡电路，并产生时钟信号，该时钟信号用于赋予使所述开关元件周期性地接通的定时；
电压/电流控制电路，其基于与所述变压器的初级侧线圈中流过的电流成比例的电压以及来自所述变压器的次级侧的输出检测信号赋予使所述开关元件关断的定时；
设定端子，其用于从外部赋予设定信息；
开关单元，其设置在被提供AC输入电压的第一电源端子和被提供在所述变压器的辅助线圈中感应的电压的第二电源端子之间；以及
内部电源电压控制电路，其对所述开关单元进行开关控制，
所述电源控制用半导体装置构成为，在所述设定端子的电压低于预先设定的第一电压值时，转移到第一停止模式，在所述设定端子的电压高于所述第一电压值时转移到第二停止模式，
所述第一停止模式是进行控制使得停止所述驱动脉冲的输出并且通过所述内部电源电压控制电路对所述开关单元进行开关控制从而所述第二电源端子的电压进入预定的电压范围的模式，
所述第二停止模式是将所述设定端子的电压作为阈值以来自所述次级侧的输出检测信号低于该阈值为条件，停止所述驱动脉冲的输出的模式。
2.根据权利要求1所述的电源控制用半导体装置，其特征在于，
具备频率控制电路，该频率控制电路根据来自所述次级侧的输出检测信号使所述振荡电路的振荡频率变化，
所述频率控制电路构成为能够根据所述设定端子的电压来变更输出检测信号对振荡频率特性，
关于所述输出检测信号对振荡频率特性，在所述设定端子的电压比高于所述第一电压值的第二电压值低时，将与所述输出检测信号相对的振荡频率的上限值固定为第一频率，在所述设定端子的电压高于所述第二电压值时，将与所述输出检测信号相对的振荡频率的上限值固定为高于所述第一频率的第二频率。
3.根据权利要求2所述的电源控制用半导体装置，其特征在于，具备：
电压比较单元，其将与所述输出检测信号相对应的电压与所述阈值进行比较；
分压单元，其对所述设定端子的电压进行分压；以及
选择单元，其将所述设定端子的电压和通过所述分压单元分压后的电压中的某一个电压作为所述阈值来选择性地提供给所述电压比较单元，
所述分压单元设定了分压比，使得在将转移到所述所述第二停止模式的第一频率与第二频率下的输出检测信号的阈值之比设为N时，通过所述分压单元分压后的电压与所述设定端子的电压之比成为N。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110875720A (zh) * 2018-08-30 2020-03-10 精工爱普生株式会社 半导体装置、机芯以及电子钟表
TWI721701B (zh) * 2019-12-10 2021-03-11 產晶積體電路股份有限公司 動態多功能電源控制器

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6455180B2 (ja) * 2015-01-28 2019-01-23 ミツミ電機株式会社 電源制御用半導体装置
JP6481407B2 (ja) * 2015-02-19 2019-03-13 ミツミ電機株式会社 電源制御用半導体装置
US10326370B2 (en) * 2016-06-02 2019-06-18 Semiconductor Components Industries, Llc Controlling output voltage for power converter
US10277131B2 (en) * 2016-08-19 2019-04-30 Semiconductor Components Industries, Llc Control circuits and control methods for power converters
US20180089351A1 (en) * 2016-09-27 2018-03-29 International Business Machines Corporation Method to increase performance when modeling random latch values
US10505461B2 (en) * 2017-05-07 2019-12-10 Richtek Technology Corporation Flyback power converter circuit and primary side controller circuit and method thereof
JP6904478B2 (ja) * 2018-03-13 2021-07-14 富士電機株式会社 電源装置、電源制御装置、および電源制御方法
JP7421075B2 (ja) 2019-12-25 2024-01-24 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源用半導体装置並びにスイッチング電源装置
JP7415658B2 (ja) 2020-02-27 2024-01-17 富士電機株式会社 制御回路および電源回路
JP7410390B2 (ja) * 2020-03-18 2024-01-10 ミツミ電機株式会社 電圧検出回路
US11588408B2 (en) * 2020-05-06 2023-02-21 Stmicroelectronics S.R.L. Power supply circuit, corresponding device and method

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102163920A (zh) * 2010-02-24 2011-08-24 三美电机株式会社 电源控制用半导体集成电路以及绝缘型直流电源装置
CN102290986A (zh) * 2010-05-28 2011-12-21 罗姆股份有限公司 开关电源装置
CN102377344A (zh) * 2010-08-05 2012-03-14 三垦电气株式会社 开关电源装置
US20120106208A1 (en) * 2010-11-02 2012-05-03 Fuji Electric Co., Ltd. Semiconductor control device for a switching regulator and a switching regulator using the semiconductor control device
CN103534919A (zh) * 2011-06-09 2014-01-22 富士电机株式会社 Led驱动电路

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4389310B2 (ja) 1999-11-24 2009-12-24 富士電機デバイステクノロジー株式会社 電源制御集積回路
US7030596B1 (en) * 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
JP4924007B2 (ja) * 2006-12-21 2012-04-25 富士電機株式会社 電源制御回路
JP5353119B2 (ja) * 2008-08-26 2013-11-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102163920A (zh) * 2010-02-24 2011-08-24 三美电机株式会社 电源控制用半导体集成电路以及绝缘型直流电源装置
CN102290986A (zh) * 2010-05-28 2011-12-21 罗姆股份有限公司 开关电源装置
CN102377344A (zh) * 2010-08-05 2012-03-14 三垦电气株式会社 开关电源装置
US20120106208A1 (en) * 2010-11-02 2012-05-03 Fuji Electric Co., Ltd. Semiconductor control device for a switching regulator and a switching regulator using the semiconductor control device
CN103534919A (zh) * 2011-06-09 2014-01-22 富士电机株式会社 Led驱动电路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110875720A (zh) * 2018-08-30 2020-03-10 精工爱普生株式会社 半导体装置、机芯以及电子钟表
CN110875720B (zh) * 2018-08-30 2023-10-03 精工爱普生株式会社 半导体装置、机芯以及电子钟表
TWI721701B (zh) * 2019-12-10 2021-03-11 產晶積體電路股份有限公司 動態多功能電源控制器

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