WO2016117270A1 - 電源制御用半導体装置 - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の他の目的は、外部端子数を増やすことなく、電源制御用半導体装置が、電源装置をラッチ停止モード実行可能状態にするか、フィードバック端子の電圧でスイッチング素子を強制的にオフにする状態にするかを設定でき、さらにスイッチング素子を強制的にオフにするフィードバック端子電圧の値を外部から任意に設定できる技術を提供することにある。
電圧変換用のトランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子を、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号とに応じてオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御用半導体装置であって、
周波数可変な発振回路を備え前記スイッチング素子を周期的にオンさせるタイミングを与えるクロック信号を発生するクロック発生回路と、
前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力検出信号に基づいて前記スイッチング素子をオフさせるタイミングを与える電圧/電流制御回路と、
外部から設定情報を与えるための設定端子と、
AC入力電圧が供給される第1電源端子と前記トランスの補助巻線に誘起される電圧が供給される第2電源端子との間に設けられたスイッチ手段と、
前記スイッチ手段をオン、オフ制御する内部電源電圧制御回路と、
を備え、前記設定端子の電圧が予め設定された第1電圧値よりも低い場合には、前記駆動パルスの出力を停止しかつ前記内部電源電圧制御回路により前記スイッチ手段をオン、オフ制御して前記第2電源端子の電圧が所定の電圧範囲に入るように制御する第1停止モードに移行し、前記設定端子の電圧が前記第1電圧値よりも高い場合には、前記設定端子の電圧をしきい値として前記二次側からの出力検出信号が該しきい値よりも低いことを条件に、前記駆動パルスの出力を停止する第2停止モードに移行するように構成した。
前記周波数制御回路は、前記設定端子の電圧に応じて、出力検出信号対発振周波数特性を変更可能に構成され、
前記出力検出信号対発振周波数特性は、
前記設定端子の電圧が、前記第1電圧値(Vref1)より高い第2電圧値(Vref2)よりも低い場合には、前記出力検出信号に対する発振周波数の上限値が第1周波数に固定され、
前記設定端子の電圧が前記第2電圧値よりも高い場合には、前記出力検出信号に対する発振周波数の上限値が前記第1周波数より高い第2周波数に固定されるように構成する。
前記設定端子の電圧を分圧する分圧手段と、
前記設定端子の電圧または前記分圧手段により分圧された電圧のいずれかを前記しきい値として前記電圧比較手段に選択的に供給する選択手段と、
を備え、前記分圧手段は、前記第2停止モードに移行する第1周波数と第2周波数での出力検出信号のしきい値の比をNとしたとき、前記分圧手段により分圧された電圧と前記設定端子の電圧との比がNとなるように分圧比が設定されているようにする。
図1は、本発明を適用した絶縁型直流電源装置としてのAC-DCコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
一方、電源制御用IC13には、ダイオード・ブリッジ回路12で整流される前の電圧がダイオードD11,D12および抵抗R1を介して印加される高圧端子HVが設けられており、電源投入時(プラグが差し込まれた直後)は、この高圧端子HVからの電圧で動作することができるように構成されている。
本実施形態の電源制御用IC13は、外部からスイッチング周期等を設定するための外部設定端子ADJを備え、該外部設定端子ADJの設定状態に応じて、予め用意されている2つのフィードバック電圧-周波数特性のうちいずれか一方を選択し、選択された特性に従って出力の発振周波数制御を行うように構成されている。具体的には、図4に示す2つの特性AまたはBのうちいずれか一方が選択可能である。なお、図面および以下の説明においては、“フィードバック電圧”を“FB電圧”と記すこともある。
なお、制御が切り替わる上記VFB1(1.8V),VFB2(2.1V)やVFB1以下の領域における固定周波数(22kHz)、VFB2以上の領域における固定周波数(66kHz,100kHz)は一例であって、そのような数値に限定されるものではない。
図2には、上記のような機能を備える本実施形態の電源制御用IC13の構成例が示されている。
図8には、本実施例の電源制御用IC13における外部設定端子ADJの電圧と動作モードとの関係が示されている。
外部設定端子ADJの電圧と発振回路31の発振モードとの関係は、図8Aに示すように設定されており、外部設定端子ADJの電圧がしきい値電圧Vref2(1.25V)よりも高いと発振回路31は図4の特性A(100kHzモード)に従って発振信号を生成するように動作し、外部設定端子ADJの電圧がしきい値電圧Vref2(1.25V)よりも低いと発振回路31は図4の特性B(66kHzモード)に従って発振信号を生成するように動作する。
図5に示すように、周波数制御回路38は、フィードバック端子FBの電圧VFBが所定の電圧VFB1(1.8V)以下である場合にはVFB1にクランプするとともに、VFB2(2.1V)以上である場合にはVFB2(2.1V)にクランプする上下限クランプ回路81と、図4に示すFB電圧-周波数特性のリニアな領域VFB1~VFB2のスタートとなるポイントに対応する基準電圧Vref0(例えば2.1V)を発生する基準電圧回路82と、上下限クランプ回路81を通過した電圧(1.8V~2.1V)に比例した電圧(0.65V~2.1V/0.45V~2.1V)を生成する非反転増幅回路83と、該非反転増幅回路83の出力をインピーダンス変換して発振回路31へ供給するバッファ回路84とを備える。
また、この実施例の周波数制御回路38は、外部設定端子ADJの電圧に応じて非反転増幅回路83の増幅率すなわち図4に示すFB電圧-周波数特性線のリニアな領域VFB1~VFB2での直線の傾きを切り替えることができるように構成されている。
なお、図4は、電源制御用IC13にとってはFB電圧-周波数特性を示すものであるが、二次側からのフィードバック電圧VFBは負荷電流に対応しているので、電源としては負荷電流-周波数特性を示しているとみなすことができる。
基準電圧回路82は、基準電圧源VRとバッファ(ボルテージフォロワ)BFF1とから構成され、基準電圧源VRが発生する基準電圧Vref0(2.1V)をそのまま非反転増幅回路83の反転入力端子側へ供給する。
また、発振回路31は、トランジスタM1のドレイン電流に比例した電流を流す電流源回路311と、該電流源回路311からの電流によって充電される容量C11,C12およびC12と直列に接続されコンパレータ36cの出力TVDによってオンまたはオフ状態にされるスイッチS3からなる周波数切替え部312と、上記容量C11,C12の電荷を放電するための放電用MOSトランジスタM2および2つのコンパレータCMP1,CMP2とフリップフロップFF1からなる充放電制御部313とを備えている。
ここで、MOSトランジスタM1のドレイン電流が、前述した構成から、差動増幅回路AMP2の出力電圧に比例した電流となり、差動増幅回路AMP2の出力電圧はフィードバック電圧VFBに応じた電圧であることから、フィードバック電圧VFBに応じた電流である。
また、スイッチS3がコンパレータ36cの出力TVDによってオン状態にされるとC11,C12の合計容量値が増加して発振周波数は低くなり、スイッチS3がオフ状態にされるとC11,C12の合計容量値が減少して発振周波数は高くなる。C11,C12の容量比が例えば2:1に設定されることで、切替え前後の周波数比は2:3となる。この比は、上限周波数の66kHzと100kHzに対応する。
ゲート停止信号生成回路40は、図6に示すように、外部設定端子ADJの電圧をインピーダンス変換して伝達するボルテージフォロワからなるバッファ41と、該バッファ41の出力端子と接地点との間に直列に接続された分圧抵抗R5,R6と、バッファ41の出力電圧とフィードバック端子FBの電圧VFBとを比較して前記ドライバ34へ供給されるゲート停止信号GSCを生成するコンパレータ42を備える。
また、ゲート停止信号生成回路40は、バッファ41の出力端子とコンパレータ42の反転入力端子との間に接続されたスイッチS4および分圧抵抗R5,R6の接続ノードN3とコンパレータ42の反転入力端子との間に接続されたスイッチS5を備えている。
これにより、外部設定端子ADJの電圧が1.25Vよりも低いとき(66kHzモード時)は、外部設定端子ADJの電圧(0.5V~1.2V)がそのままコンパレータ42に供給される。
その結果、外部設定端子ADJの電圧が、1.25Vよりも低いとき(66kHzモード時)も、Vref2(1.25V)よりも高いとき(100kHzモード時)も、コンパレータ42は、外部設定端子ADJの電圧に対応した0.5V~1.2Vの範囲の電圧とフィードバック電圧VFBとを比較することとなり、シンプルな回路構成でゲート停止信号生成回路40を実現することができる。
上記のような外部ラッチ停止機能は、例えば図6に破線で示すように、外部設定端子ADJに接続された外付けの抵抗Rtと並列に、直列形態のスイッチS7および抵抗R7を設けて、電源システムを制御するマイクロコンピュータによってスイッチS7をオンさせることで、外部設定端子ADJの電圧を0.4Vよりも低くさせることで発動させることができる。
図7の実施例は、コンパレータ36dが外部設定端子ADJの電圧がVref1(0.4V)よりも低いと判定すると、50μS後にドライバ34の出力GATEをローレベルにした状態で動作を停止させるとともに、ラッチ停止制御回路51を動作させて、電源制御用IC13をラッチ停止モードに移行させるように構成されている。なお、図7の実施例では、図6の実施例における定電流源ISの代わりにプルアップ抵抗Rpを設けて、Rpを介して外部設定端子ADJに接続されている外付け抵抗Rtに電流を流し、抵抗値に応じた電圧を生じさせるようにしている。
ただし、ゲート停止信号生成回路40によりゲート停止信号GSCが生成されるのは、例えば負荷が非常に軽くなってフィードバック電圧VFBが1.8V以下の領域に設けられているゲート停止FB電圧調整範囲(図4参照)の領域まで下がったような場合であり、このような軽負荷領域においては、ドライバ34の動作を一時的に停止させることで軽負荷に対応して電力を出力するバースト動作が有効である。
本実施形態の電源制御用IC13では、ゲート停止信号生成回路40によるゲート停止信号の生成を開始するフィードバック電圧VFBの電圧値を、外部設定端子ADJの設定電圧すなわち外付け抵抗Rtの抵抗値で任意に設定することができる。そのため、電源装置の設計者は、外部設定端子ADJの設定電圧でゲート停止機能が働くフィードバック電圧VFBの電圧値を任意に設定することができるので、適用するシステムに応じて、待機電力低減を優先するか出力リップル低減を優先するか自由に調整することが可能となる。
この変形例は、外部設定端子ADJの設定電圧を監視する上記コンパレータ36c,36dの他に、電源電圧端子VDDを監視して例えば27.5Vのような設定電圧以上の電圧値になった場合に過電圧状態と判定する過電圧検出用コンパレータ55と、フィードバック端子FBの電圧VFBを監視して例えば4Vのような設定電圧以上の電圧値になった場合に過負荷状態と判定する過負荷検出用コンパレータ56とを設けたものである。
そして、上記過電圧検出用コンパレータ55の出力はコンパレータ36dと共通のタイマ回路50へ供給されて、例えば50μS以上過電圧状態が継続した場合に、ドライバ34を停止させるとともにラッチ停止制御を開始させる。また、上記過負荷検出用コンパレータ56の出力は他のタイマ回路57へ供給されて、例えば250mS以上過負荷状態が継続した場合に、ドライバ34を停止させるとともにラッチ停止制御を開始させるように構成している。
12 ダイオード・ブリッジ回路(整流回路)
13 電源制御回路(電源制御用IC)
14 二次側検出回路(検出用IC)
15a フォトカプラの発光側ダイオード
15b フォトカプラの受光側トランジスタ
31 発振回路
32 クロック生成回路
34 ドライバ(駆動回路)
35 アンプ(増幅回路)
36a 過電流検出用コンパレータ(過電流検出回路)
36b 電圧/電流制御用コンパレータ(電圧/電流制御回路)
37 波形生成回路
38 周波数制御回路
39 デューティ制限回路
40 ゲート停止信号生成回路
51 ラッチ停止制御回路(内部電源電圧制御回路)
Claims (3)
- 電圧変換用のトランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子を、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号とに応じてオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御用半導体装置であって、
周波数可変な発振回路を備え前記スイッチング素子を周期的にオンさせるタイミングを与えるクロック信号を発生するクロック発生回路と、
前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力検出信号に基づいて前記スイッチング素子をオフさせるタイミングを与える電圧/電流制御回路と、
外部から設定情報を与えるための設定端子と、
AC入力電圧が供給される第1電源端子と前記トランスの補助巻線に誘起される電圧が供給される第2電源端子との間に設けられたスイッチ手段と、
前記スイッチ手段をオン、オフ制御する内部電源電圧制御回路と、
を備え、前記設定端子の電圧が予め設定された第1電圧値よりも低い場合には、前記駆動パルスの出力を停止しかつ前記内部電源電圧制御回路により前記スイッチ手段をオン、オフ制御して前記第2電源端子の電圧が所定の電圧範囲に入るように制御する第1停止モードに移行し、前記設定端子の電圧が前記第1電圧値よりも高い場合には、前記設定端子の電圧をしきい値として前記二次側からの出力検出信号が該しきい値よりも低いことを条件に、前記駆動パルスの出力を停止する第2停止モードに移行するように構成されていることを特徴とする電源制御用半導体装置。 - 前記二次側からの出力検出信号に応じて前記発振回路の発振周波数を変化させる周波数制御回路を備え、
前記周波数制御回路は、前記設定端子の電圧に応じて、出力検出信号対発振周波数特性を変更可能に構成され、
前記出力検出信号対発振周波数特性は、
前記設定端子の電圧が、前記第1電圧値より高い第2電圧値よりも低い場合には、前記出力検出信号に対する発振周波数の上限値が第1周波数に固定され、
前記設定端子の電圧が前記第2電圧値よりも高い場合には、前記出力検出信号に対する発振周波数の上限値が前記第1周波数より高い第2周波数に固定されることを特徴とする請求項1に記載の電源制御用半導体装置。 - 前記出力検出信号に対応した電圧と前記しきい値とを比較する電圧比較手段と、
前記設定端子の電圧を分圧する分圧手段と、
前記設定端子の電圧または前記分圧手段により分圧された電圧のいずれかを前記しきい値として前記電圧比較手段に選択的に供給する選択手段と、
を備え、前記分圧手段は、前記前記第2停止モードに移行する第1周波数と第2周波数での出力検出信号のしきい値の比をNとしたとき、前記分圧手段により分圧された電圧と前記設定端子の電圧との比がNとなるように分圧比が設定されていることを特徴とする請求項2に記載の電源制御用半導体装置。
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