JP6597239B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明はスイッチング電源装置に関し、特に電流共振型のＤＣ−ＤＣスイッチングコンバータを備え、スタンバイ信号を受けて出力電圧を切り替えることができるスイッチング電源装置に関する。
電流共振型のＤＣ−ＤＣスイッチングコンバータは、高効率化・薄型化に適しているため、テレビなどのスイッチング電源装置に広く採用されている。スイッチング電源装置の負荷として、通常使用時の通常モードと待機時のスタンバイモードとで動作するものがある。このような負荷では、スタンバイモードのときにスイッチング電源装置へスタンバイ制御信号を送り、スタンバイ信号を受けたスイッチング電源装置は、スタンバイモードでの動作に必要な最少の電力を負荷に供給するように制御している（たとえば、特許文献１参照）。
図９は従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図、図１０は制御ＩＣの構成例を示す図である。なお、以下の説明において、端子名とその端子における電圧、信号等は、同じ符号を用いることがある。
従来のスイッチング電源装置は、図９に示したように、その入力端子１０ｐ，１０ｎに入力コンデンサＣ１が接続され、直流の入力電圧Ｖｉを受けている。この入力電圧Ｖｉは、交流電源の電圧を整流および平滑した直流電圧、または、力率改善回路によって生成された高圧で一定の直流電圧とすることができる。
入力端子１０ｐ，１０ｎには、また、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１とローサイドのスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続され、ハーフブリッジ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、図示の例では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を使用している。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の共通の接続点は、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の一端に接続され、一次巻線Ｐ１の他端は、共振コンデンサＣ５を介してグランドに接続されている。ここで、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンス、一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ１，Ｓ２との間にある漏れインダクタンス（リーケージインダクタンス）および共振コンデンサＣ５は、共振回路を構成している。
トランスＴ１の二次巻線Ｓ１の一端は、ダイオードＤ３のアノード端子に接続され、二次巻線Ｓ２の一端は、ダイオードＤ４のアノード端子に接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４のカソード端子は、出力コンデンサＣ６の正極端子および出力端子１１ｐに接続されている。出力コンデンサＣ６の負極端子は、二次巻線Ｓ１，Ｓ２の共通の接続点および出力端子１１ｎに接続されている。二次巻線Ｓ１，Ｓ２、ダイオードＤ３，Ｄ４および出力コンデンサＣ６は、二次巻線Ｓ１，Ｓ２に生起された交流電圧を整流・平滑して直流電圧に変換する回路を構成し、スイッチング電源装置の出力回路を構成している。出力端子１１ｐ，１１ｎは、図示しない負荷に接続されている。
出力端子１１ｐは、抵抗Ｒ８を介してフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードのアノード端子に接続され、発光ダイオードのカソード端子は、シャントレギュレータＳＲ１のカソード端子に接続されている。発光ダイオードの両端のアノード端子およびカソード端子には、抵抗Ｒ６が並列に接続されている。シャントレギュレータＳＲ１のアノード端子は、出力端子１１ｎに接続されている。シャントレギュレータＳＲ１は、出力コンデンサＣ６の正極端子と負極端子との間に直列接続された抵抗Ｒ９，Ｒ１０の接続点に接続されたリファレンス端子を有している。シャントレギュレータＳＲ１は、リファレンス端子とカソード端子との間に、抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ７の直列回路が接続されている。このシャントレギュレータＳＲ１は、内蔵の基準電圧と出力電圧Ｖｏ（出力コンデンサＣ６の両端電圧）を分圧した電位との差に応じた電流を発光ダイオードに流すものである。フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタは、そのコレクタ端子が制御ＩＣ（Integrated Circuit）１２のＦＢ端子に接続され、エミッタ端子がグランドに接続され、コレクタ端子およびエミッタ端子には、コンデンサＣ２が並列に接続されている。このフォトカプラＰＣ１およびシャントレギュレータＳＲ１は、出力電圧Ｖｏと基準電圧との誤差を制御ＩＣ１２に帰還する帰還回路を構成している。
制御ＩＣ１２は、入力コンデンサＣ１の正極端子に接続されたＶＨ端子、グランドに接続されたＧＮＤ端子を有している。制御ＩＣ１２は、また、抵抗Ｒ１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続されたＨＯ端子、抵抗Ｒ２を介してローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に接続されたＬＯ端子を有している。制御ＩＣ１２は、さらに、ＶＢ端子、ＶＳ端子、ＳＴＢ端子、ＣＡ端子、ＩＳ端子およびＶＣＣ端子を有している。ＶＢ端子とＶＳ端子との間には、コンデンサＣ４が接続され、ＶＳ端子は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の共通の接続点に接続されている。ＣＡ端子には、コンデンサＣｃａの一端が接続され、コンデンサＣｃａの他端は、グランドに接続されている。ＩＳ端子は、共振コンデンサＣ５に並列に接続されたコンデンサＣｓおよび抵抗Ｒｓの直列回路の共通接続点に接続されている。コンデンサＣｓおよび抵抗Ｒｓの直列回路は、共振電流を分流する分流回路であり、この分流回路で分流された電流は、電流検出用の抵抗Ｒｓにより電圧信号に変換されて制御ＩＣ１２のＩＳ端子に共振電流を表す信号として入力される。ＶＣＣ端子は、コンデンサＣ３の正極端子に接続され、コンデンサＣ３の負極端子はグランドに接続されている。ＶＣＣ端子は、また、ダイオードＤ２のアノード端子に接続され、このダイオードＤ２のカソード端子は、ＶＢ端子に接続されている。なお、ＶＣＣ端子は、図面を簡単にするために図示を省略しているが、トランスＴ１が備える補助巻線にダイオードを介して接続されている。このスイッチング電源装置の起動後は、その補助巻線に生起された電圧によりコンデンサＣ３を充電し、コンデンサＣ３を制御ＩＣ１２の電源として利用している。
このスイッチング電源装置は、さらに、図示しない負荷からスタンバイ制御信号ｎｍｌを受けるように構成されている。すなわち、出力電圧Ｖｏの分圧回路を構成する抵抗Ｒ９，Ｒ１０の、抵抗Ｒ９，Ｒ１０の接続点に抵抗Ｒ１１の一端が接続され、抵抗Ｒ１１の他端は、トランジスタＱ３のドレイン端子に接続されている。トランジスタＱ３のソース端子は、グランドに接続され、ゲート端子は、スタンバイ制御信号ｎｍｌの入力端子を構成している。この抵抗Ｒ１１およびトランジスタＱ３は、スタンバイ制御信号ｎｍｌを受けて出力電圧Ｖｏの分圧比を切り替えることにより出力電圧Ｖｏを切り替えるモード切替回路を構成している。
また、出力端子１１ｐは、抵抗Ｒ１２を介してフォトカプラＰＣ２の発光ダイオードのアノード端子に接続され、発光ダイオードのカソード端子は、トランジスタＱ４のドレイン端子に接続されている。トランジスタＱ４のソース端子は、グランドに接続され、ゲート端子は、スタンバイ制御信号ｎｍｌの入力端子を構成している。フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタは、そのコレクタ端子が制御ＩＣ１２のＳＴＢ端子に接続され、エミッタ端子がグランドに接続され、コレクタ端子およびエミッタ端子には、コンデンサＣ９が並列に接続されている。なお、スタンバイ制御信号ｎｍｌは、スイッチング電源装置を通常モードで動作させるときは、ハイ（Ｈ）レベルであり、スタンバイモードで動作させるときは、ロー（Ｌ）レベルである。したがって、スタンバイ制御信号ｎｍｌがハイレベルのとき、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１が並列に接続されるとともに、フォトカプラＰＣ２の発光ダイオードが発光してフォトトランジスタをオンにして、制御ＩＣ１２のＳＴＢ端子をグランドレベルにする。逆に、スタンバイ制御信号ｎｍｌがローレベルのとき、抵抗Ｒ１１が回路から外されるとともに、フォトカプラＰＣ２の発光ダイオードが消灯してフォトトランジスタをオフにする。
制御ＩＣ１２は、図１０に示したように、入力端子がＶＨ端子に接続された起動回路２１を有し、起動回路２１の出力端子は、ＶＣＣ端子およびローサイドドライブ回路２５に接続されている。ＦＢ端子には、発振回路２２の入力端子が接続され、発振回路２２の出力端子は、制御回路２３に接続されている。制御回路２３のハイサイド出力端子は、ハイサイドドライブ回路２４の入力端子に接続され、制御回路２３のローサイド出力端子は、ローサイドドライブ回路２５の入力端子に接続されている。ハイサイドドライブ回路２４の出力端子は、ＨＯ端子に接続され、ローサイドドライブ回路２５の出力端子は、ＬＯ端子に接続されている。ハイサイドドライブ回路２４は、また、ハイサイドの電源用のＶＢ端子およびハイサイドの基準電位となるＶＳ端子に接続されている。ＣＡ端子およびＩＳ端子は、負荷検出回路２６に接続され、この負荷検出回路２６は、制御回路２３に接続されている。制御ＩＣ１２は、また、入力端子がＳＴＢ端子に接続されたスタンバイ信号発生回路２７を有している。スタンバイ信号発生回路２７の出力端子は、制御回路２３に接続され、スタンバイ信号発生回路２７によって発生されたスタンバイ信号ｓｄｙｍｏを制御回路２３に供給する。
以上の構成のスイッチング電源装置において、制御ＩＣ１２がスイッチング制御を開始する前では、ＶＨ端子に入力電圧Ｖｉを受ける制御ＩＣ１２の起動回路２１が起動電流をコンデンサＣ３に供給してコンデンサＣ３を充電する。コンデンサＣ３が充電されると、その電圧ＶＣＣは、ＶＣＣ端子およびローサイドドライブ回路２５に供給される。制御ＩＣ１２がスイッチング制御を開始したら、電圧ＶＣＣは、トランスＴ１が備える補助巻線から供給される。
ここで、負荷から供給されるスタンバイ制御信号ｎｍｌが通常モードを表すハイレベルになっているとする。このため、トランジスタＱ３は、オンにされて抵抗Ｒ１０に抵抗Ｒ１１が並列に接続され、トランジスタＱ４も、オンにされてフォトカプラＰＣ２により制御ＩＣ１２のＳＴＢ端子がグランドレベルにされる。ＳＴＢ端子がグランドレベルにされることによって、スタンバイ信号発生回路２７は、ローレベルのスタンバイ信号ｓｄｙｍｏを制御回路２３に供給する。
制御ＩＣ１２は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１，Ｓ２の側における出力回路の出力電圧Ｖｏが所定の値に保持されるようにスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を交互にオン／オフさせるように制御する。すなわち、シャントレギュレータＳＲ１は、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１との並列回路による分圧回路の出力を使って検出し、その検出値の所定の値（シャントレギュレータＳＲ１内蔵の基準電圧）からの誤差に相当する電流を出力し、その誤差電流は、フォトカプラＰＣ１により制御ＩＣ１２のＦＢ端子に帰還される。制御ＩＣ１２では、ＦＢ端子の信号ＦＢに応じて発振回路２２が発振周波数を調整し、制御回路２３がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせる信号をハイサイドドライブ回路２４およびローサイドドライブ回路２５に供給する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオン／オフ制御されて、トランスＴ１の二次側に誘導される電力量が調整されて出力電圧Ｖｏが所定の値に制御される。
次に、負荷から供給されるスタンバイ制御信号ｎｍｌがスタンバイモードを表すローレベルになると、トランジスタＱ３，Ｑ４は、オフにされる。これにより、制御ＩＣ１２のＳＴＢ端子がハイレベルになることでスタンバイ信号発生回路２７は、ハイレベルのスタンバイ信号ｓｄｙｍｏを出力し、制御ＩＣ１２は、通常モードからスタンバイモードに切り替えられる。スタンバイモードのときに出力される出力電圧Ｖｏは、通常モードよりも低い電圧に切り替えられる。その出力電圧Ｖｏは、抵抗Ｒ１１が除去された分圧回路の出力を使ってシャントレギュレータＳＲ１により検出され、制御ＩＣ１２に帰還されることで、通常モードよりも低い所定の値に保持される。スタンバイモードのときに、出力電圧Ｖｏを低下させることで、スイッチング電源装置の効率がよくなり、負荷を含めたシステムの待機電力を低減することができる。
国際公開第２０１１／０６５０２４号
以上のようなスイッチング電源装置では、負荷から要求されるスタンバイ制御信号を二次側から一次側の制御ＩＣに伝えるには、フォトカプラによる信号伝達回路が必要であり、制御ＩＣはスタンバイ制御信号を受け取るための専用端子が必要であるため、その分、コストが高くなるという問題点があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、二次側から一次側へスタンバイ制御信号を伝達する回路を不要とし、スタンバイ制御信号用の入力端子を持たない制御ＩＣを備えたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
本発明では上記の課題を解決するために、直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子と並列に接続された共振リアクトルおよび共振コンデンサの直列回路と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をスイッチングする動作周波数を変化させて負荷に供給する出力電圧を制御する制御回路と、前記出力電圧と基準電圧との誤差を前記制御回路に帰還する帰還回路と、前記負荷から要求されたスタンバイ制御信号により前記出力電圧を通常モードの第１電圧または前記第１電圧より低いスタンバイモードの第２電圧に切り替えるモード切替回路とを備えた電流共振型のスイッチング電源装置が提供される。このスイッチング電源装置の前記制御回路は、前記動作周波数と、共振電流から生成されて前記負荷の大きさを反映した負荷信号とをモニタし、前記動作周波数および前記負荷信号に応じて通常モードまたはスタンバイモードの切り換えを行うスタンバイ信号を発生するスタンバイ信号発生回路を有する。
上記構成のスイッチング電源装置は、スタンバイ制御信号を制御回路内で間接的に検出するようにしたので、二次側から一次側へスタンバイ制御信号を伝達する回路が不要となり、コストを低減できるという利点がある。
制御回路をＩＣ化した場合には、スタンバイ制御信号用の入力端子が不要となる。この端子を１つ減らすことができるということは、ＩＣの設計および製造上において、大きな利点である。また、スタンバイ制御信号用に使用していた端子が不要になることは、ＩＣに端子を必要とする機能を新たに追加できることを意味し、ＩＣを機能向上させることが可能となる。
本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 制御ＩＣの構成例を示す図である。 電流共振型コンバータのゲイン特性を示す図である。 ＦＢ電圧と動作周波数の関係を示す図である。 負荷検出回路の構成例を示す図である。 スタンバイ信号発生回路の一例を示す回路図である。 遅延回路の一例を示す回路図である。 スタンバイ信号発生回路の動作シーケンスを示す図である。 従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 制御ＩＣの構成例を示す図である。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成例を示す回路図、図２は制御ＩＣの構成例を示す図である。なお、図１および図２において、図９および図１０に示した構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。また、以下の説明では、端子名とその端子における電圧、信号等は、同じ符号を用いることがある。
本発明のスイッチング電源装置は、図９に示した従来のスイッチング電源装置と比較して、二次側に入力されたスタンバイ制御信号ｎｍｌをフォトカプラＰＣ２を介して一次側の制御ＩＣ１２に伝達する回路を有しない構成になっている。したがって、本発明のスイッチング電源装置が備える制御ＩＣ１２は、スタンバイ制御信号を受け入れるためのＳＴＢ端子を有していない。
すなわち、本発明のスイッチング電源装置は、図１に示したように、トランスＴ１の一次側には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフ制御する制御ＩＣ１２を備えている。二次側の出力電圧Ｖｏは、その電圧値がフォトカプラＰＣ１を介して制御ＩＣ１２に帰還され一定の電圧になるように制御されている。また、トランスＴ１および共振コンデンサＣ５による共振回路を流れる共振電流をコンデンサＣｓおよび抵抗Ｒｓによる分流回路で分流して制御ＩＣ１２に入力し、制御ＩＣ１２が負荷状態に応じた制御をするようにしている。トランスＴ１の二次側でスタンバイ制御信号ｎｍｌを受けて出力電圧Ｖｏの分圧比を変更することで、出力電圧Ｖｏの電圧値が切り替わる構成を有している。この出力電圧Ｖｏは、たとえば、スタンバイ制御信号ｎｍｌがハイレベルとなる通常モードのとき、１３ボルト（Ｖ）の電圧に制御され、ローレベルとなるスタンバイモードのとき、８Ｖ程度の電圧に制御される。
制御ＩＣ１２は、図１０に示した従来のものと比較して、ＳＴＢ端子がないことを除いて、同じ構成要素、すなわち、起動回路２１、発振回路２２、制御回路２３、ハイサイドドライブ回路２４、ローサイドドライブ回路２５、負荷検出回路２６、スタンバイ信号発生回路２７を有している。ただし、スタンバイ信号発生回路２７は、制御ＩＣ１２にＳＴＢ端子がないために、ＦＢ端子およびＣＡ端子の信号を入力し、ＦＢ端子およびＣＡ端子の信号からスタンバイ信号ｓｄｙｍｏを生成することにしている。
ここで、スタンバイ信号発生回路２７がスタンバイ制御信号ｎｍｌを直接受けることなしに、一次側にて通常モードであるかスタンバイモードであるかの判断をどのようにしているかについて説明する。
まず、通常モードからスタンバイモードへの移行時は、出力電圧Ｖｏの高い電圧から低い電圧への切り替えが行われる。また、通常モードでは、負荷が重く、スタンバイモードでは負荷が軽くなる。このことから、スタンバイ信号発生回路２７は、出力電圧Ｖｏが低下し、かつ、軽負荷であるとき、スタンバイモードであると判断する。逆に、軽負荷でなくなった場合、スタンバイ信号発生回路２７は、スタンバイモードが解除され、通常モードに復帰したと判断する。次に、スタンバイ信号発生回路２７が出力電圧Ｖｏの低下および軽負荷をどのようにして判断するかについて説明する。
図３は電流共振型コンバータのゲイン特性を示す図、図４はＦＢ電圧と動作周波数の関係を示す図である。図３において、縦軸はゲイン、横軸は動作周波数を示している。図４において、縦軸は動作周波数、横軸はＦＢ電圧（Ｖｆｂ）を示している。
トランスＴ１および共振コンデンサＣ５を含む電流共振型コンバータにおいては、出力電圧Ｖｏは、動作周波数を変化させることで制御することができる。出力電圧Ｖｏは、動作周波数が共振周波数に近づくにつれて増加するが、実際には、出力電圧Ｖｏが最大となる動作周波数（図４に示すグラフの最低周波数）は共振周波数より高周波数側に設定してあり、図３に示した例では、６０キロヘルツ（ｋＨｚ）辺りになる。電流共振型コンバータでは、出力電圧Ｖｏが最大となる動作周波数を境にゲインが低くなる方向に動作周波数を制御することで出力電圧Ｖｏを制御することになる。
電流共振型コンバータのゲインは、２ｎＶｏ／Ｖｉなる式で表される。ここで、ｎは、トランスＴ１の巻線比、Ｖｏは出力電圧、Ｖｉは入力電圧である。このゲインの式から、出力電圧Ｖｏが低くなると、動作点は、ゲインが小さい方に移動し、動作周波数が高くなる。つまり、ローレベルのスタンバイ制御信号ｎｍｌの入力によって出力電圧Ｖｏが１３Ｖから８Ｖに切り替えられると、動作周波数は高くなる。この動作周波数は、図４に示したように、二次側から帰還される帰還信号であるＦＢ電圧Ｖｆｂと反比例の関係にある。なお、「反比例」という用語を、一方が増加すると他方が単調減少する関係にある、という意味で使用している。つまり、低い方の出力電圧Ｖｏ（８Ｖ）を指示するローレベルのスタンバイ制御信号ｎｍｌの入力がされると、それまで高い方の電圧Ｖｏ（１３Ｖ）を出力していたスイッチング電源装置は、二次側から帰還されるＦＢ電圧Ｖｆｂが小さく動作周波数が高い状態に移行する。以上から、出力電圧Ｖｏの低下は、動作周波数を制御するＦＢ電圧Ｖｆｂをモニタし、ＦＢ電圧Ｖｆｂが小さくなるのを検出することで判断できることが分かる。
次に、軽負荷かどうかの判断については、共振電流から負荷に比例する信号を求め、その信号の値が小さいときに、軽負荷と判断することができる。その共振電流から得られた負荷の大きさを表す信号は、制御ＩＣ１２の負荷検出回路２６を用いて求めることができるので、以下では、その具体的な手段について説明する。
図５は負荷検出回路の構成例を示す図である。
負荷検出回路２６は、図５に示したように、直列に接続されたスイッチｓｗ１，ｓｗ２を有し、スイッチｓｗ１の一方の端子は、制御ＩＣ１２のＩＳ端子に接続され、スイッチｓｗ２の一方の端子は、制御ＩＣ１２のＧＮＤ端子に接続されている。ＩＳ端子は、共振コンデンサＣ５に並列に接続されたコンデンサＣｓおよび抵抗Ｒｓの直列回路の共通接続点に接続されている。ここで、コンデンサＣｓおよび抵抗Ｒｓは、共振電流を分流する分流回路３１を構成し、（分流された）共振電流を電圧信号に変換した信号ＩＳがＩＳ端子に入力される。スイッチｓｗ１，ｓｗ２の共通の接続点であるポイントＡは、抵抗Ｒｆを介して制御ＩＣ１２のＣＡ端子に接続されている。ＣＡ端子には、外付けのコンデンサＣｃａが接続されており、抵抗ＲｆおよびコンデンサＣｃａを含む平均化回路３２がポイントＡの電圧信号Ａを平均化している。スイッチｓｗ１は、また、その制御端子が制御回路２３から信号ｓｗ＿ｃｔｒｌを受けるｓｗ＿ｃｔｒｌ端子に接続され、スイッチｓｗ２は、その制御端子がインバータ回路３３を介してｓｗ＿ｃｔｒｌ端子に接続されている。ここで、スイッチｓｗ１，ｓｗ２およびインバータ回路３３は、切替回路３４を構成し、信号ＩＳなどを利用して入力電流に比例した電圧信号ＡをポイントＡに生成する。
以上の構成においては、スイッチング素子Ｑ１がオンのときに入力電圧Ｖｉから供給される電流は、共振コンデンサＣ５およびコンデンサＣｓに流れる電流の和に等しい。一方、スイッチング素子Ｑ１がオフしているときは、入力電圧Ｖｉから供給される電流はゼロである。しかし、このときも共振コンデンサＣ５およびコンデンサＣｓには共振電流が流れているので、この期間はこの共振電流を入力電流として検出すると、正しい入力電流、すなわちゼロの電流を検出することにはならない。
そこで、負荷検出回路２６では、まず、スイッチング素子Ｑ１がオンのときに分流回路３１に流れる共振電流を、抵抗Ｒｓによって電圧の信号ＩＳに変換し、ＩＳ端子から取り込む。また、スイッチング素子Ｑ１がオフしているときは、ＧＮＤ端子を介してその電位の信号ＧＮＤを負荷検出回路２６に取り込む。スイッチング素子Ｑ１がオンかオフかを表す信号ｓｗ＿ｃｔｒｌが制御回路２３から切替回路３４に入力されており、その信号ｓｗ＿ｃｔｒｌによってスイッチｓｗ１，ｓｗ２が切り替え制御されている。これにより、ポイントＡには、スイッチング素子Ｑ１がオンのときに信号ＩＳが供給され、スイッチング素子Ｑ１がオフのときに信号ＧＮＤが供給されることになる。そのポイントＡの電圧信号Ａは、平均化回路３２に供給されて平均化され、制御ＩＣ１２のＣＡ端子には、信号Ｖｃａが出力される。この信号Ｖｃａは、負荷の大きさに比例し、負荷の状態を正確に反映した負荷信号である。したがって、この信号Ｖｃａをモニタすることによって、負荷が軽負荷かどうかを判断することができる。
次に、スタンバイ信号発生回路２７の具体例について説明する。
図６はスタンバイ信号発生回路の一例を示す回路図、図７は遅延回路の一例を示す回路図、図８はスタンバイ信号発生回路の動作シーケンスを示す図である。
スタンバイ信号発生回路２７は、比較器４１，４２と、遅延回路４３，４５と、ＲＳフリップフロップ４４とを備えている。比較器４１は、その反転入力端子にＦＢ端子が接続され、非反転入力端子には、出力電圧Ｖｏを判定するための閾値である基準電圧Ｖｆｂ＿ｓｄｙが入力される。比較器４２は、その非反転入力端子にＣＡ端子が接続され、反転入力端子には、軽負荷を判定するための閾値である基準電圧Ｖｃａ＿ｓｄｙが入力される。なお、比較器４１，４２はヒステリシスコンパレータであることが望ましい。比較器４１の出力端子は、遅延回路４３の入力端子に接続され、遅延回路４３の出力端子は、ＲＳフリップフロップ４４のセット端子に接続されている。比較器４２の出力端子は、ＲＳフリップフロップ４４のリセット端子に接続されている。ＲＳフリップフロップ４４の出力端子は、遅延回路４５の入力端子に接続され、遅延回路４５の出力端子は、スタンバイ信号発生回路２７の出力端子を構成し、スタンバイ信号ｓｄｙｍｏを制御回路２３に出力する。ＲＳフリップフロップ４４は、セット入力よりリセット入力が優先される（セット端子へセット信号が入力されていても、リセット端子へリセット信号が入力されるとリセットされる）リセット優先タイプのフリップフロップである。
遅延回路４３，４５は、いずれも、入力信号の立ち上がり前縁を遅らせて出力し、入力信号の立ち下がり後縁に対しては、遅らせることなく出力するもので、たとえば、図７に示したような構成にすることができる。
遅延回路４３，４５において、その入力端子は、抵抗５１を介して比較器５２の非反転入力端子に接続され、抵抗５１と比較器５２の非反転入力端子との接続点には、コンデンサ５３の一端が接続され、コンデンサ５３の他端は、グランドに接続されている。コンデンサ５３の一端は、また、トランジスタ５４のドレイン端子に接続され、トランジスタ５４のソース端子は、グランドに接続されている。入力端子は、また、インバータ回路５５の入力端子に接続され、インバータ回路５５の出力端子は、トランジスタ５４のゲート端子に接続されている。そして、比較器５２の反転入力端子には、遅延時間を決めるための閾値である基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
遅延回路４３，４５は、その入力端子にローレベルの信号が入力されていると、インバータ回路５５の出力がハイレベルとなっているためトランジスタ５４がオンして、コンデンサ５３の電荷は放電されている。このため、比較器５２は、ローレベルの信号を出力する。次に、入力端子にハイレベルの信号が入力されると、インバータ回路５５の出力がローレベルとなってトランジスタ５４がオフするので、コンデンサ５３は抵抗５１を介してハイレベルの入力信号によって充電される。このコンデンサ５３の端子電圧が徐々に上昇し、所定時間経過後に基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、比較器５２は、ハイレベルの信号を出力する。次に、入力端子にローレベルの信号が入力されると、インバータ回路５５の出力がハイレベルとなってトランジスタ５４をオンし、コンデンサ５３の電荷を瞬間的に放電する。これにより、比較器５２は、コンデンサ５３が放電された時点で遅れることなくローレベルの信号を出力する。
次に、図８を参照しながらスタンバイ信号発生回路２７の動作について説明する。ここでは、負荷が通常モードで動作していて、次に、スタンバイモードに移行し、その後、通常モードに復帰する場合を例に説明する。このため、負荷の電力Ｐｏは、図８のように、初期の負荷の全機能が動作している通常モードでハイレベル（重負荷）であり、その後負荷の一部しか機能しないスタンバイモードではローレベル（軽負荷）に遷移し、そして最後に通常モードに復帰すると、ハイレベルに遷移している。
まず、負荷が通常モードで動作しているとき、負荷からこのスイッチング電源装置に供給されているスタンバイ制御信号ｎｍｌは、ハイレベルであり、このため、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏもハイレベルである。
次に、負荷がスタンバイモードに入り、電力Ｐｏがローレベルになると、制御ＩＣ１２のＣＡ端子の信号Ｖｃａは、負荷の大きさを表す負荷信号であるためローレベルになる。ただし、ＣＡ端子には、平均化回路３２のコンデンサＣｃａが接続されているので、信号Ｖｃａは、電力Ｐｏのように急激に変化するのではなく、ゆっくり低下している。なお、この時点のスタンバイ制御信号ｎｍｌはハイレベルのままである。
この信号Ｖｃａは、スタンバイ信号発生回路２７のＣＡ端子に入力されており、その電圧値が基準電圧Ｖｃａ＿ｓｄｙを下回ると、比較器４２は、ＲＳフリップフロップ４４のリセット端子にローレベルの信号を出力する。すなわち、ＲＳフリップフロップ４４にリセット信号が入力されていない状態になる。このとき、ＦＢ端子には、ハイレベルのＦＢ電圧Ｖｆｂが入力されているので、比較器４２は、ローレベルの信号を出力し、その信号は、遅延回路４３をスルーしてＲＳフリップフロップ４４のセット端子に入力されている。すなわち、ＲＳフリップフロップ４４はセット信号も入力されていない状態である。このため、ＲＳフリップフロップ４４は、それまでと同様にローレベルの信号を出力し、その信号は、遅延回路４５をスルーして通常モードを意味するローレベルのスタンバイ信号ｓｄｙｍｏとなっている。
次に、負荷は、軽負荷になった後にローレベルのスタンバイ制御信号ｎｍｌを出力する。これを受けて、出力電圧Ｖｏがハイレベル（１３Ｖ）からローレベル（８Ｖ）に切り替えられ、制御ＩＣ１２のＦＢ端子のＦＢ電圧Ｖｆｂが低下する。なお、出力電圧Ｖｏの低下は、大容量の出力コンデンサＣ６の存在により、急峻に変化することはなく、ある傾きを持っている。
ＦＢ電圧Ｖｆｂが低下し、その電圧値が基準電圧Ｖｆｂ＿ｓｄｙを下回ると、比較器４１は、ハイレベルの信号を出力し、その信号は、遅延回路４３に入力される。遅延回路４３では、ハイレベルの信号が入力されると、インバータ回路５５がトランジスタ５４をオフするので、抵抗５１を介してコンデンサ５３が充電される。遅延時間ｄｅｌａｙ１の経過後にコンデンサ５３の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、比較器５２は、ハイレベルの信号を出力し、ＲＳフリップフロップ４４のセット端子に入力される。これにより、ＲＳフリップフロップ４４は、ハイレベルの信号を出力し、遅延回路４５に入力される。遅延回路４５は、ハイレベルの信号が入力されると、遅延時間ｄｅｌａｙ２の経過後にスタンバイ信号ｓｄｙｍｏとしてハイレベルの信号を出力する。このスタンバイ信号ｓｄｙｍｏを制御ＩＣ１２の制御回路２３が受けると、制御回路２３は、スタンバイモードで動作する。
このスタンバイモードに入ったときの制御回路２３の制御には種々の方法があり、たとえば、軽負荷時に間欠的に発振を行う、いわゆるバースト制御がある。ここでは、一例として、スタンバイモードに入ると、ＦＢ電圧Ｖｆｂが上昇していき、所定の電圧まで上昇するとスイッチングを開始し、所定の電圧まで低下すると、スイッチングを停止するという動作を繰り返している。このとき、最初にＦＢ電圧Ｖｆｂが上昇して基準電圧Ｖｆｂ＿ｓｄｙを超えた時点で、ＲＳフリップフロップ４４のセット端子にローレベルの信号が入力される。しかし、リセット端子にもローレベルの信号が入力されているため、ＲＳフリップフロップ４４の出力となるスタンバイ信号ｓｄｙｍｏは、スタンバイモードを意味するハイレベルのままである。
その後、負荷からのスタンバイ制御信号ｎｍｌがハイレベルになると（この時点で負荷はスタンバイ制御信号ｎｍｌを切り替えただけで、自分が消費する電力Ｐｏはまだ低いままである。）、出力電圧Ｖｏが上昇するように切り替えられ、ＦＢ電圧Ｖｆｂも上昇する。ＦＢ電圧Ｖｆｂが上昇するときに制御回路２３はスイッチングを開始し、このとき、ＣＡ端子の信号Ｖｃａが過渡的に上昇する。このとき、負荷は、まだ、軽負荷のままであるので、このときの信号Ｖｃａの上昇は、負荷由来のものではなく、出力コンデンサＣ６の充電電圧を８Ｖから１３Ｖに増加させるときに過渡的に増える負荷である。この信号Ｖｃａが過渡的に上昇して基準電圧Ｖｃａ＿ｓｄｙを超えると、過渡的に重負荷とみなされる。すると、ＲＳフリップフロップ４４がリセットされ、スタンバイ信号ｓｄｙｍｏは、ローレベルとなり、制御回路２３は、通常モードに復帰する。
通常モードに復帰すると、負荷は、まだ、軽負荷のままであるので、やがて、ＣＡ端子の信号Ｖｃａは、低下していき、基準電圧Ｖｃａ＿ｓｄｙを下回って出力コンデンサＣ６の充電電圧を８Ｖから１３Ｖに増加させるときの過渡現象の影響が消えると、負荷に対する給電の準備が完了する。このような状態のときに、負荷がその全機能を有効にすることによって本格的に通常モードに復帰すると、その電力Ｐｏは、ハイレベルとなる。
このように、負荷からスタンバイモードの要求があったとき、制御ＩＣ１２は、出力電圧Ｖｏがハイレベルからローレベルに切り替えられたときの動作周波数をＦＢ電圧Ｖｆｂでモニタし、負荷の状態を負荷の状況が反映されたＣＡ端子の信号Ｖｃａでモニタする。ここで、ＦＢ電圧Ｖｆｂにより動作周波数が高く、ＣＡ端子の信号Ｖｃａにより負荷が軽いと判断されると、制御ＩＣ１２は、一定の遅延時間の経過後に通常モードからスタンバイモードに切り替える。一方、スタンバイモードのときに、負荷が過渡的に重いと判断されると、制御ＩＣ１２は、その時点でスタンバイモードから通常モードに切り替える。ＦＢ電圧Ｖｆｂおよび信号Ｖｃａは、スイッチング電源装置の一次側にてモニタすることができるので、スタンバイモードの通知を二次側から一次側に伝える回路素子が不要になる。また、制御ＩＣ１２は、スタンバイ制御信号用に使用していた端子が不要になるので、その端子を他の機能のために使用することができるようになる。
１０ｐ，１０ｎ 入力端子
１１ｐ，１１ｎ 出力端子
１２ 制御ＩＣ
２１ 起動回路
２２ 発振回路
２３ 制御回路
２４ ハイサイドドライブ回路
２５ ローサイドドライブ回路
２６ 負荷検出回路
２７ スタンバイ信号発生回路
３１ 分流回路
３２ 平均化回路
３３ インバータ回路
３４ 切替回路
４１，４２ 比較器
４３，４５ 遅延回路
４４ ＲＳフリップフロップ
５１ 抵抗
５２ 比較器
５３ コンデンサ
５４ トランジスタ
５５ インバータ回路
Ｃ１ 入力コンデンサ
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４ コンデンサ
Ｃ５ 共振コンデンサ
Ｃ６ 出力コンデンサ
Ｃ７，Ｃ９，Ｃｃａ，Ｃｓ コンデンサ
Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード
Ｐ１ 一次巻線
ＰＣ１，ＰＣ２ フォトカプラ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｑ３，Ｑ４ トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒｆ，Ｒｓ 抵抗
Ｓ１，Ｓ２ 二次巻線
ＳＲ１ シャントレギュレータ
Ｔ１ トランス
ｎｍｌ スタンバイ制御信号
ｓｄｙｍｏ スタンバイ信号

Claims (8)

  1. 直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子と並列に接続された共振リアクトルおよび共振コンデンサの直列回路と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をスイッチングする動作周波数を変化させて負荷に供給する出力電圧を制御する制御回路と、前記出力電圧と基準電圧との誤差を前記制御回路に帰還する帰還回路と、前記負荷から要求されたスタンバイ制御信号により前記出力電圧を通常モードの第１電圧または前記第１電圧より低いスタンバイモードの第２電圧に切り替えるモード切替回路とを備えた電流共振型のスイッチング電源装置において、
    前記制御回路は、前記動作周波数と、共振電流から生成されて前記負荷の大きさを反映した負荷信号とをモニタし、前記動作周波数および前記負荷信号に応じて通常モードまたはスタンバイモードの切り換えを行うスタンバイ信号を発生するスタンバイ信号発生回路を有する、スイッチング電源装置。
  2. 前記スタンバイ信号発生回路は、前記動作周波数が第１閾値より高く、かつ、前記負荷信号が第２閾値より低いときに、前記出力電圧が前記第１電圧から前記第２電圧へ切り替えられたと判断し、前記スタンバイ信号をスタンバイモードにする、請求項１記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記スタンバイ信号発生回路は、前記出力電圧が前記第１電圧から前記第２電圧へ切り替えられたと判断してから所定時間経過後に、前記スタンバイ信号をスタンバイモードにする、請求項２記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記スタンバイ信号発生回路は、スタンバイモードにおいて前記負荷信号が第２閾値より高くなると、前記出力電圧が前記第２電圧から前記第１電圧へ切り替えられたと判断し、前記スタンバイ信号を通常モードにする、請求項１記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記スタンバイ信号発生回路は、前記動作周波数のモニタを、前記帰還回路によって帰還され前記動作周波数とは反比例の関係にある帰還信号で行う、請求項１記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記スタンバイ信号発生回路は、前記帰還回路によって帰還され前記動作周波数とは反比例の関係にある帰還信号を第１閾値と比較する第１比較器と、前記負荷信号を第２閾値と比較する第２比較器と、前記帰還信号が第１閾値を下回ったときに前記第１比較器が出力する信号の立ち上がり前縁だけを所定時間遅延させる第１遅延回路と、前記第１遅延回路の出力がセット端子に接続され、前記負荷信号が前記第２閾値を下回ったときに前記第２比較器が出力する信号をリセット端子に受けるＲＳフリップフロップと、前記ＲＳフリップフロップが出力する信号の立ち上がり前縁だけを所定時間遅延させる第２遅延回路とを有する、請求項１記載のスイッチング電源装置。
  7. 前記ＲＳフリップフロップはセット入力よりリセット入力が優先され、前記第１比較器と前記第２比較器の少なくとも一つはヒステリシス特性を有する比較器である、請求項６記載のスイッチング電源装置。
  8. 前記負荷信号は、前記共振リアクトルおよび前記共振コンデンサの前記直列回路が並列に接続されていない側の前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子がオンのときに前記共振電流を分流した電流信号を取り込み、オフのときはグランドレベルの信号を取り込んで平均化したものである、請求項１記載のスイッチング電源装置。
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