CN107408892B - 电源控制用半导体装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的课题在于：不导致电路规模大幅度增大，就能修正过电流保护电路的动作点，并对较宽范围的输入电压进行恰当的过电流保护。在生成并输出用于对开关元件(SW)进行接通断开控制的驱动脉冲的电源控制电路(13)中设有：过电流检测电路(36a)，其比较与流向一次侧绕组的电流成比例的电压和过电流检测电压，来检测过电流状态；控制信号生成电路，其根据由过电流检测电路检测出的过电流状态，使开关元件成为断开状态；以及过电流检测电平生成电路(40)，其根据开关元件的驱动脉冲的导通占空比，生成过电流检测电压，其中，将过电流检测电压设为Vocp，将导通占空比设为ON Duty，将成为基准的过电流检测电压设为Vint，将修正系数设为a时，过电流检测电平生成电路按照下式生成过电流检测电压：Vocp＝Vint+a·ON Duty。

Description

电源控制用半导体装置
技术领域
本发明涉及一种电源控制用半导体装置，尤其涉及通过电源控制用半导体装置实施具备电压变换用变压器的绝缘型直流电源装置中的过电流保护电路的动作点修正时的有效技术。
背景技术
直流电源装置有绝缘型AC-DC转换器，该绝缘型AC-DC转换器由对直流电源进行整流的二极管桥式电路、以及对该电路整流后的直流电压进行降压而变换为所希望电位的直流电压的DC-DC转换器等构成。作为绝缘型AC-DC转换器，已知如下的开关电源装置：例如通过PWM(脉冲宽度调制)控制方式、PFM(脉冲频率调制)方式等，对与电压变换用变压器的一次侧绕组串联连接的开关元件进行接通断开驱动，来控制流向一次侧绕组的电流，间接地控制由二次侧绕组感应出的电压。
然而，在绝缘型直流电源装置中，规定了额定负载电流(或最大负载电流)，若发生流过二次侧的电流增加至额定负载电流以上时，电源装置受损，因此大多情况下在一次侧的控制电路中，设置过电流检测功能以及在检测出过电流的情况下使开关元件断开的过电流保护功能。
作为检测开关控制方式的绝缘型直流电源装置中输出过电流状态的方法，有如下方式：与一次侧的开关元件串联地设置电流检测用电阻，通过该电阻监视进行电流-电压变换后的电压(三角波形的电压的峰值)的方式(例如参照专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2005-341730号公报
专利文献2：日本特开2012-235561号公报
发明内容
发明要解决的课题
然而，世界范围内输入标准的AC-DC转换器需要能够对输入交流电压例如85V～276V这样的较宽范围的电压进行工作。但是，如专利文献1所公开的电源装置那样，使用监视电流-电压变换后的电压的方式时，一次侧的峰值电流Ip根据AC输入电压VAC的大小如图11所示那样变化。
因此，若不采取任何对策，则例如在AC输入电压100V时，在图12中用虚线所示的动作点过电流保护功能发挥作用而输出电压Vout下降，若这样设计，在85V、276V时实线、点划线所示那样过电流保护功能发挥作用的动作点(电流值Idet)发生偏离。
并且，图8示出了过电流保护电路的动作点相对于AC输入电压VAC大小的变化，在不采取任何对策的情况下，如图8的实线A所示那样，过电流保护电路的动作点Idet根据VAC而变化，无法进行恰当的过电流保护。另外，理想特性是VAC-Idet特性为平坦。
因此，本发明人首先提出了对过电流保护电路的动作点进行修正、能够对较宽范围的输入电压进行恰当的过电流保护的直流电源装置的发明，并进行了专利申请(专利文献2)。
在上述专利文献2所记载的发明中，在对开关元件进行接通断开控制的电源控制电路上设有：过电流检测电路，其比较与流过变压器的一次侧绕组的电流成比例的电压与比较基准电压，来检测二次侧的过电流状态，并且，根据开关元件的驱动脉冲的导通占空比对所述比较基准电压进行修正，使比较基准电压按照交流输入电压-导通占空比特性曲线而变化。
并且，作为与导通占空比对应地对比较基准电压进行修正的手段的例子，具备检测驱动脉冲的导通占空比的占空比检测电路、以及根据该占空比检测电路的电压产生比较基准电压的可变电压源，其中，占空比检测电路由对驱动脉冲的周期T0和接通时间Ton进行计时的计时器、以及根据所计时的周期T0和接通时间Ton输出相当于导通占空比(Ton/T0)的电压的电路构成来实现。
然而，在上述那样的比较基准电压的修正方式中，为了使计时器动作而另外需要用于产生比驱动脉冲的频率足够高频率的时钟的振荡电路(共用振荡电路的情况下为分频电路)，存在电路规模变大而芯片尺寸增大，并且导致消耗电力增加的问题。
本发明是鉴于上述这样的课题而提出的，其目的是提供如下技术：在具备电压变换用变压器，并构成对流向一次侧绕组的电流进行接通断开来控制输出的绝缘型直流电源装置的控制用半导体装置中，不导致电路规模和消耗电力大幅度增大、增加，就能对过电流保护电路的动作点进行修正，对较宽范围的输入电压进行恰当的过电流保护的技术。
用于解决课题的手段
为了实现上述目的，本发明的电源控制用半导体装置，其根据与流向变压器的一次侧绕组的电流成比例的电压、以及来自所述变压器的二次侧的输出电压检测信号，生成并输出对开关元件进行接通断开控制的驱动脉冲，该开关元件用于使电流间歇性地流向电压变换用的所述变压器的一次侧绕组，
该电源控制用半导体装置具备：
过电流检测电路，其比较与流向所述一次侧绕组的电流成比例的电压和过电流检测电压，来检测所述变压器的二次侧的过电流状态；
控制信号生成电路，其根据由所述过电流检测电路检测出的过电流状态，生成使上述开关元件成为断开状态的控制信号；以及
过电流检测电平生成电路，其根据所述开关元件的驱动脉冲的导通占空比，生成所述过电流检测电压，
将过电流检测电压设为Vocp，将导通占空比设为ON Duty，将成为基准的过电流检测电压设为Vint，将修正系数设为a时，所述过电流检测电平生成电路按照下式生成所述过电流检测电压，
Vocp＝Vint+a·ON Duty。
根据上述结构，即使交流输入电压不同，过电流保护的动作点也几乎不变化，因此交流输入电压-过电流保护动作点特性平坦，能够在恰当的点对较宽范围的交流输入电压进行过电流保护。此外，不需要用于检测导通占空比的振荡电路，因此不会导致电路规模和消耗电力的大幅度增大、增加，能够在恰当的点对较宽范围的交流输入电压进行过电流保护。并且，过电流检测电平生成电路根据驱动脉冲的导通占空比生成过电流检测电压，因此例如即使开关频率变化，也能够实时检测出导通占空比，从而能够始终实时地将导通占空比反映到过电流检测电压。
在此，优选的是，该电源控制用半导体装置具备：非反相放大电路，其将与流向所述一次侧绕组的电流成比例的电压放大并供给至所述过电流检测电路，该非反相放大电路的放大率A被设定成与所述修正系数a的积A·a大致成为1。
由此，不需要在过电流检测电平生成电路上设置设计复杂的乘法电路，能够减轻设计负担。
此外，优选的是，所述过电流检测电平生成电路具备：
可变电流源，其生成与来自所述二次侧的输出电压检测信号对应的电流；
电容元件，其通过来自所述可变电流源的电流而被充电；
放电单元，其通过所述驱动脉冲从接通电平向断开电平的变化，对所述电容元件的充电电荷进行放电；以及
截距电压生成电路，其生成过电流检测电压的基准电压，
在所述驱动脉冲的接通电平期间，对从所述截距电压生成电路输出的电压增加如下电压：施加到所述电容元件的、通过来自所述可变电流源的电流对所述电容元件充电的电压。
由此，通过对已知的要素电路进行组合，就能容易实现用于生成能够在恰当的点对较宽范围的交流输入电压进行过电流保护的过电流检测电平的电路。
并且，优选的是，该电源控制用半导体装置具有：振荡电路，其使频率根据从可变电流源流过的电流的大小而改变，其中，可变电流源生成与来自所述二次侧的输出电压检测信号对应的电流，该电源控制用半导体装置具备：产生时钟信号的时钟产生电路，该时钟信号提供使所述开关元件周期性地接通的定时，
所述过电流检测电平生成电路具备的所述可变电流源构成为：与所述时钟产生电路具备的所述可变电流源共同的可变电流源。
由此，能够抑制电路的专有面积的增大和消耗电力的大幅度增加。
发明效果
根据本发明，有如下效果：在具备电压变换用变压器，并构成对流向一次侧绕组的电流进行接通断开来控制输出的绝缘型直流电源装置的控制用半导体装置中，不导致电流规模和消耗电力的大幅度增大、增加，就能对过电流保护电路的动作点进行修正，对较宽范围的输入电压进行恰当的过电流保护。
附图说明
图1是表示本发明的作为绝缘型直流电源装置的AC-DC转换器的一实施方式的电路结构图。
图2是表示图1的AC-DC转换器中的变压器的一次侧开关电源控制电路(电源控制用IC)的结构例的框图。
图3A是表示在实施例的电源控制用IC中，驱动脉冲的占空比不到48％时的各部的电压变化方式的波形图。
图3B是表示在实施例的电源控制用IC中，驱动脉冲的占空比为48％以上时的各部的电压变化方式的波形图。
图4是表示实施例的电源控制用IC中的导通占空比-过电流检测电平特性的图表。
图5是表示OCP电平生成电路的具体的电路结构例的电路结构图。
图6是表示频率控制电路的具体的电路结构例的电路结构图。
图7是表示实施例的电源控制用IC的开关频率与反馈电压VFB的关系的特性图。
图8是表示不进行过电流保护动作点的修正的AC-DC转换器以及进行了动作点的修正的AC-DC转换器中的过电流保护动作点Idet的输入电压特性的图表。
图9是表示OCP电平生成电路的其他实施例的电路结构图。
图10是表示OCP电平生成电路的变形例的电路结构图。
图11是表示绝缘型AC-DC转换器中的AC输入电压VAC和一次侧的峰值电流的关系的图表。
图12是表示不进行过电流保护动作点的修正的AC-DC转换器中的负载电流-输出电压特性的图表。
具体实施方式
以下，根据附图对本发明的优选实施方式进行说明。
图1是表示应用了本发明的作为绝缘型直流电源装置的AC-DC转换器的一实施方式的电路结构图。
本实施方式的AC-DC转换器具有：为了衰减常态噪声(normal mode noise)而连接至AC输入端子间的X电容器Cx；由共模绕组等构成的噪声切断用线路滤波器11；对交流电压(AC)进行整流的二极管桥式电路12；对整流后的电压进行平滑的平滑用电容器C1；具备一次侧绕组Np、二次侧绕组Ns和辅助绕组Nb的电压变换用变压器T1；与该变压器T1的一次侧绕组Np串联连接的由N沟道MOSFET形成的开关晶体管SW；以及驱动该开关晶体管SW的电源控制电路13。在本实施方式中，电源控制电路13在单晶硅这样的1个半导体芯片上形成为半导体集成电路(以下，称作电源控制用IC)。
在上述变压器T1的二次侧设有与二次侧绕组Ns串联连接的整流用二极管D2、连接在该二极管D2的负极端子与二次侧绕组Ns的另一端子之间的平滑用电容器C2，在一次侧绕组Np中间歇性地流过电流，对二次侧绕组Ns感应出的交流电压进行整流平滑，从而输出与一次侧绕组Np和二次侧绕组Ns的绕组比相对应的直流电压Vout。
并且，在变压器T1的二次侧，设有构成用于切断因一次侧的开关动作产生的开关纹波和噪声等的滤波器的绕组L3以及电容器C3，并且设有用于检测的输出电压Vout的检测电路14、与该检测电路14连接并将与检测电压相对应的信号传递至电源控制用IC13的作为光耦合器的发光侧元件的光电二极管15a。并且，在一次侧设有作为受光侧元件的光电晶体管15b，该受光侧元件被连接在上述电源控制用IC13的反馈端子FB与接地点之间，并接收来自上述检测电路14的信号。
此外，在本实施方式的AC-DC转换器的一次侧设有整流平滑电路，将通过该整流平滑电路进行整流平滑后的电压施加至上述电源控制用IC13的电源电压端子VDD，其中，整流平滑电路是由与上述辅助绕组Nb串联连接的整流用二极管D0、以及连接在该二极管D0的负极端子与接地点GND之间的平滑用电容器C0构成的电路。
另一方面，在电源控制用IC13中设有高压输入启动端子HV，AC输入接通时(插入插头之后)，能够以来自该高压输入启动端子HV的电压工作，其中，高压输入启动端子HV经由二极管D11、D12以及电阻R1被施加二极管桥式电路12进行整流前的电压。
并且，在本实施方式中，在晶体管开关SW的源极端子与接地点GND之间连接有电流检测用电阻Rs，并且在晶体管开关SW和电流检测用电阻Rs的节点N1与电源控制用IC13的电流检测端子CS之间连接有电阻R2。并且，在电源控制用IC13的电流检测端子CS与接地点之间连接有电容器C4，由电阻R2和电容器C4构成低通滤波器。
接着，对上述电源控制用IC13的具体结构例进行说明。
本实施方案的电源控制用IC13具备用于从外部设定开关周期的外部设定端子ADJ，并且根据该外部设定端子ADJ的设定状态，选择预先准备的2个反馈电压-频率特性中的某一个，并按照所选择的特性进行输出电压控制。具体地，可选择图7所示的2个特性A或B中的某一个。另外，在附图以及以下的说明中，有时将“反馈电压”记述为“FB电压”。
关于上述FB电压-频率特性A和B，在反馈电压VFB为VFB1(例如1.8V)以下时，特性A、B均以22kHz那样的相同且固定的频率进行PWM控制，为VFB2(例如2.1V)以上时，特性A以100kHz那样的固定频率进行PWM控制，而特性B以66kHz那样的固定频率进行PWM控制，并且，在VFB1～VFB2之间进行与反馈电压VFB的变化对应地频率线性变化的控制。另外，切换控制的上述VFB1(1.8V)、VFB2(2.1V)、VFB1以下的区域中的固定频率(22kHz)、VFB2以上的区域中的固定频率(66kHz、100kHz)是一个例子，并不限定于这样的数值。
图2表示具备上述那样的结构的本实施方式的电源控制用IC13的结构例。
如图2所示，本实施例的电源控制用IC13具备：振荡电路31，其以与反馈端子FB的电压VFB对应的频率震荡；由单触发脉冲生成电路那样的电路构成的时钟生成电路32，其根据由该振荡电路31生成的震荡信号φc，生成用于给出使一次侧晶体管开关SW接通的定时的时钟信号CK；RS触发器33，其由时钟信号CK置位；以及驱动器(驱动电路)34，其与该触发器33的输出对应地生成晶体管开关SW的驱动脉冲GATE。在本说明书中，将上述振荡电路31和时钟生成电路32合并而得的电路称作时钟产生电路。
此外，电源控制用IC13具备：放大器35，其对输入到电流检测端子CS的电压Vcs进行放大；作为电压比较电路的比较器36a，其比较由该放大器35放大后的电位Vcs’和用于监视过电流状态的比较电压(阈值保持电压)Vocp；波形生成电路37，其根据反馈端子FB的电压VFB生成图3A、图3B的(a)所示那样的预定波形的电压RAMP；比较器36b，其比较由上述放大器35放大后的(c)所示那样的波形的电位Vcs’和由波形生成电路37生成的波形RAMP；以及或门(OR gate)G1，其取比较器36a和36b的输出的逻辑或。在本实施例的电源控制用IC13中，图3A、图3B的(a)的电压RAMP生成为从FB电压起以某一定斜率降低。
上述或门G1的输出RS(参照图3A和图3B的(d))经由或门G2输入到上述触发器33的复位端子，由此提供使晶体管开关SW断开的定时。另外，在反馈端子FB和内部电源电压端子间设有上拉电阻或恒流源，流向光电晶体管15b的电流通过该电阻被转换成电压。此外，设置波形生成电路37是为了应对次谐波振荡，也可以构成为直接或进行电平转换后将电压VFB输入到比较器36b。
此外，本实施例的电源控制用IC13具备：频率控制电路38，其按照图7所示那样的特性，使上述振荡电路31的振荡频率即开关频率根据反馈端子FB的电压VFB而变化。频率控制电路38可以由电压跟随器(voltage follower)那样的缓冲器和钳位电路构成，该钳位电路在反馈端子FB的电压例如为1.8V以下时钳位为1.8V，此外，在2.1V以上时钳位为2.1V。虽未进行图示，但振荡电路31具备流过与来自频率控制电路38的电压对应的电流的电流源，该振荡电路31可以由振荡器构成，该振荡器的振荡频率根据该电流源流过的电流大小而变化。
此外，本实施例的电源控制用IC13具备：频率控制电路38，其监视反馈端子FB的电压VFB和外部设定端子ADJ的电压，并按照图7所示那样的特性，使上述振荡电路31的振荡频率即开关频率根据这些端子的电压而变化。虽未进行图示，但在外部设定端子ADJ和内部电源电压端子之间设有上拉电阻或恒流源，流过连接至外部设定端子ADJ的外置电阻Rt的电流通过该电阻被转换成电压，频率控制电路38将根据外部设定端子ADJ的电压进行控制的振荡频率的特性切换为A或B。由此，用户可以通过选择连接至外部设定端子ADJ的外置电阻Rt的电阻值，来切换FB电压-频率特性。
并且，在本实施例的电源控制用IC13上设有：占空比限制电路39，将从占空比限制电路39输出的最大占空比设置信号经由或门G2供给至上述该触发器33而脉冲达到了最大占空比的情况下，在该时间点复位，由此使开关晶体管SW立即断开，其中，所述占空比限制电路39根据从上述时钟生成电路32输出的时钟信号CK生成用于限制为驱动脉冲GATE的占空比(Ton/Tcycle)不超过预先规定的最大值(例如85％～90％)的最大占空比设置信号。
此外，在本实施例的电源控制用IC13中，设有：过电流检测电平生成电路40，其产生作为比较电压而被施加至上述过电流检测用比较器36a的过电流检测电压Vocp，该过电流检测用比较器36a监视电流检测端子CS的电压Vcs来检测过电流。向该过电流检测电平生成电路40输入从上述驱动器34输出的驱动脉冲GATE以及反馈端子FB的电压VFB，过电流检测电平生成电路40根据这些信号检测导通占空比，根据检测出的导通占空比，生成按照图4所示的特性变化的过电流检测电平Vocp。
图5示出了图2的电源控制用IC中的过电流检测电平生成电路40的具体结构例。
如图5所示，过电流检测电平生成电路40例如由如下部件构成：缓冲器(电压跟随器)BFF2，其从内部电源电路输入将电压Vreg通过串联电阻R5、R6分压而得的电压Vint(2.02V)；可变电流电路42，其流过与反馈端子FB的电压VFB对应的电流；OPS波形生成电路43，其利用来自可变电流电路42的电流生成OPS电平；以及缓冲放大器44，其对所生成的OPS电压进行阻抗转换后输出，并且具有钳位功能。
OPS波形生成电路43由串联连接在可变电流电路42和接地点之间的开关S4以及电容器C5、设在上述缓冲器BFF2与上述开关S4以及电容器C5的连接节点N5之间的开关S5、串联连接在连接节点N5和接地点之间的开关S6以及电阻R7构成，开关S4通过从驱动器34输出的驱动脉冲GATE被接通断开(ON/OFF)，开关S5、S6通过将驱动脉冲GATE反相后的信号/GATE而被接通断开。
图5所示的过电流检测电平生成电路40是用于向过电流检测电平Vocp提供图4所示的特性的电路，向缓冲器BFF2输入的电压Vint相当于图4中的右上的直线与Y轴(Vocp)正交的截距电压即过电流检测的基准电平(2.02V)。因此，分压用电阻R5、R6以及缓冲器BFF2作为生成截距电压Vint的电路(截距电压生成电路41)而发挥作用。另外，截距电压Vint换算为电流检测端子CS的电压Vcs时相当于0.42V，因此，在本实施方式中，使图2所示的放大器35具备将输入电压Vcs放大4.8倍的功能。
此外，如图4所示，缓冲放大器44作为钳位电路而发挥作用，该钳位电路在导通占空比48％以上的区域将过电流检测电平Vocp限制为以预定电平(2.5V)为极限。
图4所示的特性中，不到导通占空比48％的直线部分的斜率为1，将这些以公式表示时，如以下所示。另外，下式中的导通占空比(ON Duty)不是百分比的值，而是以小数点表示的值(25％时为0.25，30％时为0.30)。
Vocp＝Vint+ON Duty (ON Duty＜48％)
Vocp＝固定(2.5V) (ON Duty≥48％)
在本发明人研究的电源电路中，针对电流检测端子CS的电压Vcs的过电流检测电平OCP为下式。
OCP＝Vint+a·ON Duty＝0.42V+a·ON Duty
其中，Vint如上所述为0.42V。此外，a为修正系数，是“0.21”那样的值。上述放大器35的放大率的设定较为容易，而设计将“0.21”这样的用小数点表示的修正系数a乘以ONDuty来生成电压的乘法电路较为困难且设计负担大，因此与截距一样，使a(＝0.21)增大4.8倍而为“≈1”，近似地实现生成用下式表示的过电流检测电平Vocp的电路。
ocp＝2.02V+ON Duty
在图5所示的过电流检测电平生成电路40中，将OPS波形生成电路43构成为以来自可变电流电路42的恒电流对电容器C5进行充电，并将电容器C5的充电电荷经由电阻R7放电，并且，使控制充电的开关S4通过驱动脉冲GATE接通，使控制放电的开关S6通过驱动脉冲GATE的反相信号/GATE接通，从而生成相当于接通时间的过电流检测电平Vocp。
也就是说，可变电流电路42、开关S4和电容器C5作为生成与接通时间Ton成比例的电压的充电控制单元发挥作用，电容器C5、开关S6和电阻R7作为对断开时间中的放电进行控制的放电控制单元发挥作用。
并且，在本实施方式中，可变电流电路42中流过与反馈端子FB的电压VFB对应的电流，另一方面，如之后详细说明的那样，振荡电路31(参照图6)具备与可变电流电路42那样流过与反馈端子FB对应的电流的电流源电路311，通过该电流对电容器进行充电而在振荡部313中生成震荡信号(三角波)，因此按照该振荡信号控制的开关频率成为与反馈电压VFB对应的频率。也就是说，具备流过与反馈电压VFB对应的电流的可变电流电路42的OPS波形生成电路43，以反映开关频率即开关周期的信息的电流对电容器C5进行充电。并且，该电容器C5的充电期间相当于开关晶体管SW的接通时间。结果所生成的过电流检测电平Vocp反映导通占空比。
此外，本实施例的过电流检测电平生成电路40中，作为钳位电路发挥作用的缓冲放大器44被设在输出部上。由此，在不到导通占空比48％时，生成图3A的(b)那样的波形(三角波)的OCP电平Vocp并被供给到过电流检测用比较器36a，在导通占空比48％以上时，生成图3B的(b)那样的波形(梯形波)的OCP电平Vocp并被供给到过电流检测用比较器36a来进行过电流检测。结果可以使流过一次绕组的电流的峰值不会过大。
另外，在通常的负载状态下，将电源装置设计成大部分期间以导通占空比50％以下动作，因此通过进行上述那样的极限控制，几乎不会发生VAC-Idet特性的平坦性被破坏的状况，该控制不会成为问题。
图8中，将应用了上述实施例的过电流检测电平生成电路40时的VAC-Idet特性用虚线B来表示。另外，实线A是不设计可修正过电流检测电平的过电流检测电平生成电路40时的VAC-Idet特性。从图8可知，通过设计可修正过电流检测电平的过电流检测电平生成电路40，与不设计该电路的情况相比，能够大幅度改善VAC-Idet特性的平坦性。
另外，过电流保护动作点对应于过电流保护动作负载电流，因此输入电压对过电流保护动作负载电流特性也成为与图8的VAC-Idet特性相同的特性。也就是说，图8可以视为示出了输入电压对过电流保护动作负载电流特性。
此外，根据应用了本实施例的过电流检测电平生成电路40的电源控制用IC，从上述说明可知，不是之前的周期，而是可以将当时周期中的导通占空比实时反映于OCP电平。结果能够进行高精度的过电流检测修正。
另外，图3A、图3B示出了负载电流变大而反馈电压VFB即RAMP波比OCP电平高的状态下的动作电波，在负载电流为通常大小的情况下，反馈电压VFB即RAMP波小于OCP电平Vocp，在对电流检测端子CS的电压Vcs进行增益(gain)倍的Vcs’达到了由反馈电压VFB决定的RAMP波的时间点生成复位信号，开关元件断开。
在上述实施例(图5)中，为了检测导通占空比而使用了驱动脉冲GATE，但也可以使用前段的触发器33的输出信号来代替驱动脉冲GATE。此外，可变电流电路42可以共用由后述的频率控制电路38(图6)中的上下限钳位电路81、基准电压电路82、非反相放大电路83、缓冲电路84、电流源电路311构成的电流电流。
具体地，例如图6的虚线所示那样，与构成频率控制电路38的电流源电路311的电流镜(current mirror)M4并列地设有向栅极端子施加与M4相同的栅极电压的MOS晶体管M5，将该晶体管M5的漏极电流供给至过电流检测电平生成电路40，从而能够减少电流构成元件数量。
图6中示出了构成本实施方式的电源控制用IC13的频率控制电路38的结构例。
如图6所示，频率控制电路38具备：上下限钳位电路81，其在反馈端子FB的电压VFB为预定电压VFB1(1.8V)以下的情况下钳位为VFB1，在VFB2(2.1V)以上的情况下钳位为VFB2(2.1V)；基准电压电路82，其产生与成为图7所示的FB电压-频率特性的线性区域VFB1～VFB2的开始的点对应的基准电压Vref0(例如2.1V)；非反相放大电路83，其生成与通过了上下限钳位电路81的电压(1.8V～2.1V)成比例的电压(0.65V～2.1V/0.45V～2.1V)；以及缓冲电路84，其对该非反相放大电路83的输出进行阻抗转换并供给至振荡电路31。
另一方面，振荡电路31构成为生成与上述缓冲电路84的输出对应的频率的振荡信号(时钟信号)。
此外，该实施例的频率控制电路38构成为能够根据外部设定端子ADJ的电压，切换非反相放大电路83的放大率即图7所示的FB电压-频率特性线的线性区域VFB1～VFB2中的直线斜率。
另外，在图7中，对电源控制用IC13示出了FB电压-频率特性，但来自二次侧的反馈电压VFB对应负载电流，因此作为电源也可以视为示出了负载电流-频率特性。
如图6所示，上下限钳位电路81由4个输入的差动放大电路AMP1构成，向反相输入端子反馈自身的输出电压，当电源控制用IC的反馈端子FB的电压VFB位于钳位电压VFB1和VFB2之间的电压范围(1.8V～2.1V)内时，作为直接将反馈电压VFB传递至后段的非反相放大电路83的非反相输入端子侧的缓冲器(电压跟随器)而动作。此外，上下限钳位电路81输出如下的电压在反馈电压VFB为钳位电压VFB1(1.8V)以下时钳位为VFB1，并且在VFB为VFB2(2.1V)以上时钳位为VFB2(2.1V)。
基准电压电路82由基准电压源VR和缓冲器(电压跟随器)BFF1构成，将由基准电压源VR产生的基准电压Vref0(2.1V)直接供给至非反相放大电路83的反相输入端子侧。
非反相放大电路83由2个输入的差动放大电路AMP2、连接在基准电压电路82和反相输入端子之间的输入电阻R1、串联连接在输出端子和反相输入端子之间的反馈电阻R2、R3、与反馈电阻R2、R3并联连接的开关S1、以及与反馈电阻R3串联连接的开关S2构成。开关S1和S2根据外部设定端子ADJ的电位选择性地接通某一方，当开关S1接通时，仅R2成为连接成反馈电阻的状态(放大率小的状态)，当开关S2接通时，R2和R3成为连接成反馈电阻的状态(放大率大的状态)。
具体地，即使在开关S1和S2中的某一个接通的情况下，反馈电压VFB为2.1V时，非反相放大电路83的输出电压成为Vref0(2.1V)，在开关S1接通的情况下作为反馈电压VFB输入了1.8V时，非反相放大电路83的输出电压成为0.65V，在开关S1接通的情况下作为反馈电压VFB输入了1.8V时，设定电阻R1、R2、R3的电阻值以便非反相放大电路83的输出电压成为0.45V。另外，反馈电压VFB为1.8V～2.1V的范围时，从非反相放大电路83输出与反馈电压VFB成比例地变化的电压。并且，该非反相放大电路83的输出经由缓冲电路84被供给至振荡电路31。缓冲电路84由电压跟随器构成。
振荡电路31具备：电流源电路311，其流过由与MOS晶体管M1的源极电压和对接地电位(GND)连接的电阻R4中流过的电流所决定的电流，MOS晶体管M1被缓冲电路84控制为与非反相输入端子同电位；频率切换部312，其由被来自该电流源电路311的电流充电的电容C11、C12以及与C12串联连接的开关S3构成；振荡部313，其由用于对上述电容C11、C12的电荷进行放电的放电用MOS晶体管M2、2个比较器CMP1，CMP2和触发器FF1构成。
并且，将上述触发器FF1的输出施加到放电用MOS晶体管M2的栅极端子，反复进行电容C11、C12的充电和放电，从而在内部生成三角波，并输出预定频率的时钟信号。另外，电流源电路311返回MOS晶体管M3的漏极电流，因此具备由MOS晶体管M3、M4构成的电流镜电路。
从上述说明中可知，电流源电路311中流过与反馈电压VFB对应的电流。结果由振荡部313生成的振荡信号成为与反馈电压VFB对应的频率。
图9示出了图2的电源控制用IC中的过电流检测电平生成电路40的其他实施例。另外，图9示出的电路与图5的过电流检测电平生成电路40同样地，生成由下式表示的过电流检测电平Vocp。
Vocp＝Vint+ON Duty
图9示出的过电流检测电平生成电路40由如下部件构成：导通占空比检测电路45，其以驱动脉冲GATE和三角波TRW为输入，生成与导通占空比成比例的电压；峰值保持电路46，其保持导通占空比检测电路45的输出电压的峰值；缓冲器BFF3；电压变换电路47，其对所保持的电压进行分压，由此变换为乘以了预定倍率的电压，截距电压生成电路41，其生成截距电压Vint(2.02V)；加法电路48，其对电压变换电路47的输出电压和截距电压生成电路41的输出电压进行加法运算；以及钳位电路49，其将过电流检测电平Vocp控制为以预定电平(2.5V)为极限。
导通占空比检测电路45具备：缓冲器BFF4，其以由振荡电路31(参照图6)生成的、即使频率变化峰值和谷底(bottom)电压也不变化的三角波TRW为输入；开关S7，其将该缓冲器BFF4的输出电压传递至峰值保持电路46；以及开关S8，其被连接在接地点和峰值保持电路46之间。并且，开关S7通过驱动脉冲GATE进行接通断开，开关S8通过驱动脉冲GATE的反相信号/GATE进行接通断开。
由此，使峰值保持电路46保持接通期间的三角波TRW的最大电压，从而检测伪导通占空比。
然后，将与检测出的导通占空比对应的电压经由缓冲器BFF3供给至由分压用串联电阻R8、R9和缓冲器BFF5构成的电压变换电路47，变换为乘以预定倍率(例如1/2.4)而得的电压后，通过由电阻R10、R11和运算放大器AMP3构成的加法电路48向该电压加上电压Vint(2.02V)，来生成由上式表示的过电流检测电压Vocp，经由钳位电路49输出。
钳位电路49由如下部件构成：分压用串联电阻R14、R15，其对内部电源电压Vreg进行分压来生成例如2.5V那样的比较电压Vcmp；比较器CMP3，其比较加法电路48的输出电压与上述比较电压Vcmp(2.5V)；以及MOS晶体管M6、M7，其根据该比较器CMP3的输出辅助地被接通断开，并且，在加法电路48的输出电压为比较电压Vcmp(2.5V)以下时，断开M7，接通M6，将加法电路48的输出电压直接作为过电流检测电压Vocp而输出，另一方面，在加法电路48的输出电压超过比较电压Vcmp(2.5V)时，断开M6，接通M7，来输出2.5V的比较电压，从而对过电流检测电压Vocp进行钳位。
图10示出了图2的电源控制用IC中的过电流检测电平生成电路40的变形例。该变形例的电路构成为生成反映开关晶体管SW的接通时间的过电流检测电平。
图10所示的过电流检测电平生成电路40中，代替图9的过电流检测电平生成电路40中的导通占空比检测电路45，设有接通时间检测电路50，其他结构与图9的过电流检测电平生成电路40相同，其中，接通时间检测电路50是使MOS晶体管M6断开驱动脉冲GATE为高电平的期间，使来自恒流源CS的电流流向电容器C6来进行充电，生成与接通时间成比例的电压。
以上，根据实施方式具体地说明了由本发明人提出的发明，但本发明并不局限于上述实施方式。例如，在上述实施方式中，将在变压器的一次侧绕组中间歇性地流过电流的开关晶体管SW设为独立于电源控制用IC13的元件，但也可以将开关晶体管SW装入到电源控制用IC13中构成为1个半导体集成电路。
工业上的可利用性
在上述实施方式中，说明了将本发明应用于构成反激式(fly-back)的AC-DC转换器的电源控制用IC的情况，但本发明也可以应用于构成正激式(forward)或准谐振式AC-DC转换器的电源控制用IC。
符号说明
11 线路滤波器
12 二极管桥式电路(整流电路)
13 电源控制电路(电源控制用IC)
14 二次侧检测电路(检测用IC)
15a 光耦合器的发光侧二极管
15b 光耦合器的受光侧晶体管
31 振荡电路
32 时钟生成电路
34 驱动器(驱动电路)
35 放大器(非反相放大电路)
36a 过电流检测用比较器(过电流检测电路)
36b 电压/电流控制用比较器(电压/电流控制电路)
37 波形生成电路
38 频率控制电路
39 占空比限制电路
40 过电流检测电平生成电路
41 截距电压生成电路
42 可变电流电路
43 OPS波形生成电路
44 缓冲放大器。

Claims (2)

1.一种电源控制用半导体装置，其根据与流向变压器的一次侧绕组的电流成比例的电压、以及来自所述变压器的二次侧的输出电压检测信号，生成并输出对开关元件进行接通断开控制的驱动脉冲，该开关元件用于使电流间歇性地流向电压变换用的所述变压器的一次侧绕组，其特征在于，
该电源控制用半导体装置具备：
过电流检测电路，其比较与流向所述一次侧绕组的电流成比例的电压和过电流检测电压，来检测所述变压器的二次侧的过电流状态；
控制信号生成电路，其根据由所述过电流检测电路检测出的过电流状态，生成使上述开关元件成为断开状态的控制信号；以及
过电流检测电平生成电路，其根据所述开关元件的驱动脉冲的导通占空比，生成所述过电流检测电压，
将过电流检测电压设为Vocp，将导通占空比设为ON Duty，将成为基准的过电流检测电压设为Vint，将修正系数设为a时，所述过电流检测电平生成电路按照下式生成所述过电流检测电压，
Vocp＝Vint+a·ON Duty，
所述过电流检测电平生成电路具备：
可变电流源，其生成与来自所述二次侧的输出电压检测信号对应的电流；
电容元件，其通过来自所述可变电流源的电流而被充电；
放电单元，其通过所述驱动脉冲从接通电平向断开电平的变化，对所述电容元件的充电电荷进行放电；以及
截距电压生成电路，其生成过电流检测电压的基准电压，
在所述驱动脉冲的接通电平期间，对从所述截距电压生成电路输出的电压增加如下电压：施加到所述电容元件的、通过来自所述可变电流源的电流对所述电容元件充电的电压。
2.根据权利要求1所述的电源控制用半导体装置，其特征在于，
该电源控制用半导体装置具有：振荡电路，其使频率根据从可变电流源流过的电流的大小而改变，其中，可变电流源生成与来自所述二次侧的输出电压检测信号对应的电流，
该电源控制用半导体装置具备：产生时钟信号的时钟产生电路，该时钟信号提供使所述开关元件周期性地接通的定时，
所述过电流检测电平生成电路具备的所述可变电流源构成为：与所述时钟产生电路具备的所述可变电流源共同的可变电流源。
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