JP6920912B2

JP6920912B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP6920912B2
Application number: JP2017141411A
Authority: JP
Inventors: 公義三添; 暢近野
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2017-07-21
Filing date: 2017-07-21
Publication date: 2021-08-18
Anticipated expiration: 2037-07-21
Also published as: JP2019022398A

Description

本発明は、トランスとホトカプラを使用したＤＣ／ＤＣコンバータとしてのスイッチング電源装置に関する。

図７にこの種の従来のスイッチング電源装置の回路を示す（特許文献１）。６０はトランスであり、１次巻線Ｌ１１と第１補助巻線Ｌ１２と２次巻線Ｌ１３と第２補助巻線Ｌ１４とを備える。ＭＮ２はＮＭＯＳのスイッチングトランジスタ、７０はホトダイオードＰＤ２とホトトランジスタＰＴ２を備えるホトカプラである。Ｒ１１〜Ｒ１９は抵抗、Ｒｓ２はスイッチングトランジスタＭＮ２のドレイン電流を検出するセンス抵抗、Ｃ１１〜Ｃ１５はキャパシタである。

このスイッチング電源装置では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１８，Ｒ１９で分圧した電圧が電圧源ＶＢ１１の基準電圧Ｖｒｅｆ１１より高いときに、その差分電圧に応じてオペアンプＯＰ１１の出力電圧が低下する。そして、オペアンプＯＰ１１の出力電圧が所定値以下のとき、その出力電圧の値に応じてホトカプラ７０のホトダイオードＰＤ２に電流が流れ、そこで発光された発光量に応じてホトトランジスタＰＴ２の内部抵抗が決まる。

電源電圧Ｖｉｎが投入されると、抵抗Ｒ１１，Ｒ１３を介して第１補助巻線Ｌ１２に流れる励磁電流によって、キャパシタＣ１３が抵抗Ｒ１３側が正極となるよう充電される。そして、そのキャパシタＣ１３の抵抗Ｒ１３側の電圧がスイッチングトランジスタＭＮ２の閾値電圧に達すると、そのスイッチングトランジスタＭＮ２がＯＮする。

これによって、スイッチングトランジスタＭＮ２が接続された１次巻線Ｌ１１に直流電圧Ｖｉｎによって電流が流れ始めると、トランス６０の各巻線Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１４に誘導起電力が生じて、トランス６０にエネルギーが蓄積される。第１補助巻線Ｌ１２に発生する誘起電圧（●側が正極）は、キャパシタＣ１３の電圧と重畳されるので、スイッチングトランジスタＭＮ２はゲート電圧がその閾値電圧以上に維持されて、ＯＮ状態を継続する。

このとき、スイッチングトランジスタＭＮ２のドレイン電流がセンス抵抗Ｒｓ２に流れ、そこに発生するセンス電圧が抵抗Ｒ１５を介してキャパシタＣ１２を充電する。１次巻線Ｌ１１に流れる励磁電流は、スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＮしてから時間と共にほぼ直線的に増大するので、キャパシタＣ１２の電圧もそれに応じて上昇する。

この後、キャパシタＣ１２の電圧がトランジスタＱ１１の閾値電圧に達すると、そのトランジスタＱ１１がＯＮ状態となって、スイッチングトランジスタＭＮ２はそのゲート電圧が閾値電圧以下に低下してＯＦＦする。

スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦすることで１次巻線Ｌ１１に流れる電流が遮断されると、各巻線Ｌ１１〜Ｌ１４にフライバック電圧が生じる。このとき、２次巻線Ｌ１３に発生するフライバック電圧は、ダイオードＤ１１とキャパシタＣ１４とにより整流平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。

一方、第１補助巻線Ｌ１２に発生するフライバック電圧は、２次巻線Ｌ１３に発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この第１補助巻線Ｌ１２に発生するフライバック電圧（●側が負極）によってキャパシタＣ１３が抵抗Ｒ１３側が正極となるように抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を経由して充電され、スイッチングトランジスタＭＮ２をＯＮにするための助走が進む。

なお、スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦした後は、１次巻線Ｌ１１の電流が遮断されるので、センス抵抗Ｒｓ２に発生する電圧は零であり、また、出力電圧Ｖｏｕｔが低くホトトランジスタＰＴ２が動作していないので、キャパシタＣ１２の電圧は、抵抗Ｒ１５，Ｒｓ２を介して放電されつづけ低下する。これによって、キャパシタＣ１２の電圧がトランジスタＱ１１の閾値電圧以下となると、そのトランジスタＱ１１がＯＦＦする。

ところで、トランジスタＱ１１のベース・コレクタ間が等価ダイオードとして作用するので、キャパシタＣ１３は、第１補助巻線Ｌ１２の●側と反対側から、センス抵抗Ｒｓ２、抵抗Ｒ１５、トランジスタＱ１１のベースからコレクタ、抵抗Ｒ１３を経由して流れる電流によっても、抵抗Ｒ１３側が正極となるように充電される。

フライバックによって２次巻線Ｌ１３に蓄積されていた電気的エネルギーの放出が終わると、１次巻線Ｌ１１の電圧は、スイッチングトランジスタＭＮ２の寄生容量、１次巻線Ｌ１１内の浮遊容量及び１次巻線Ｌ１１のインダクタンスによって、入力電圧Ｖｉｎを中心とした自由振動を開始し、電圧降下と共にその極性が反転する。

１次巻線Ｌ１１の電圧の自由振動に比例して振動する第１補助巻線Ｌ１２のキャパシタＣ１３側の電圧も同様に変化し、フライバック電圧が消滅した後に極性が復帰すると、その電圧はスイッチングトランジスタＭＮ２のゲートに対して順方向の電圧として作用するようになる。また、この電圧に対してそれまでに充電されたキャパシタＣ１３の電圧が加わるので、その合計電圧がスイッチングトランジスタＭＮ２の閾値電圧を越えると、そのスイッチングトランジスタＭＮ２が再びＯＮする。このようにして一連の自励発振動作が繰り返される。

これまでは出力電圧Ｖｏｕｔが低く、ホトカプラ７０が動作していないので、ホトトランジスタＰＴ２はスイッチングトランジスタＭＮ２のベース電圧に影響を与えず、スイッチングトランジスタＭＮ２はセンス抵抗Ｒｓ２の抵抗値により定まる最大ＯＮ期間で動作する。この後、出力電圧Ｖｏｕｔは、発振を繰り返す毎に上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ１１に対応する設定電圧を越えるとオペアンプＯＰ１１による比較動作が開始されて、ホトカプラ７０が動作する通常動作に移行する。

この通常動作では、出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧より高いときは、キャパシタＣ１２の電圧が、センス抵抗Ｒｓ２に発生した電圧による充電に加えて、ホトカプラ７０のホトトランジスタＰＴ２に流れる電流によっても充電される。このため、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほどトランジスタＱ１１のＯＮタイミングが早まるので、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＦＦタイミングが早まる。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮ期間が短くなる。

スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦすると、第１補助巻線Ｌ１２のフライバック電圧によって充電されるキャパシタＣ１３の抵抗Ｒ１３側の電圧がスイッチングトランジスタＭＮ２の閾値電圧に達するまで、そのスイッチングトランジスタＭＮ２はＯＦＦを継続する。

なお、このスイッチング電源装置では、入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した電圧が所定値未満のときはスイッチングトランジスタＭＮ２のバイアス電圧が低くなり、スイッチングトランジスタＭＮ２はＯＮ／ＯＦＦ動作しない。

特開２００５−０２７４１２号公報

ところが、図７のスイッチング電源装置は、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮタイミングを生成するために第１補助巻線Ｌ１２が特別に必要となっている。また、キャパシタＣ１３の抵抗Ｒ１３側の電圧がスイッチングトランジスタＭＮ２のゲートを制御するので、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮタイミングがそのスイッチングトランジスタＭＮ２の閾値のバラツキの影響を受ける問題がある。また、スイッチングトランジスタＭＮ２はキャパシタＣ１２の充電電圧がトランジスタＱ１１の閾値に達したときにＯＦＦするので、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＦＦタイミングがトランジスタＱ１１の閾値のバラツキの影響を受ける問題がある。また、ホトカプラ電流を得るために第２補助巻線Ｌ１４が特別に必要となっている。さらに、負荷電流が増大した際の電流制限機能が不十分となっている。

本発明の目的は、ホトカプラ電流を得るための第２補助巻線が必須ではなく、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦにそのスイッチングトランジスタの閾値のバラツキの影響を受けず、さらに負荷電流が増大した際の電流制限機能を備えたスイッチング電源装置を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のスイッチング電源装置は、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線、負荷が接続される２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記２次巻線から前記負荷に供給される出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記センス電圧と前記ホトカプラ電流を取り込んで前記スイッチングトランジスタのＯＮ/ＯＦＦを制御する制御回路とを有するスイッチング電源装置において、前記補助巻線で得られる電圧により前記出力電圧の低下を検出し、前記補助巻線で得られる電圧が所定値以下に達したとき前記補助巻線で得られる電圧に逆比例したフィードバック電流を生成して前記ホトカプラ電流に代えて前記制御回路に取り込ませる電流制限フィードバック回路を備えたことを特徴とする。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記電流制限フィードバック回路は、前記スイッチングトランジスタのＯＦＦ期間に前記補助巻線に発生する電圧が所定以下のとき、前記補助巻線に発生する電圧に逆比例させた前記フィードバック電流を前記スイッチングトランジスタのＯＮ期間及びＯＦＦ期間にわたって生成することを特徴とする。

請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記センス電圧を取り込んで負荷電流に対応するセンス電流を前記スイッチングトランジスタのＯＦＦ期間に出力する電流センス回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記フィードバック電流が小さいほど且つ前記センス電圧が大きいほど、早いタイミングで生成するＯＮ期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が小さいほど且つ前記フィードバック電流が大きいほど且つ前記センス電流が小さいほど、早いタイミングで生成するＯＦＦ期間制御回路と、前記ＯＮ期間制御回路から出力する前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ、前記ＯＦＦ期間制御回路から出力する前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路と、を有することを特徴とする。

請求項４にかかる発明は、請求項１、２又は３に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記ホトカプラ電流又は前記フィードバック電流が流れる経路に挿入される第２抵抗と、該第２抵抗の前記ホトカプラ電流又は前記フィードバック電流の導入側に生成する第２電圧が前記センス電圧と同じ電圧になると前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第１コンパレータと、を備えることを特徴とする。

請求項５にかかる発明は、請求項１、２、３又は４に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦしているとき前記センス電流で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＮすると放電される第４キャパシタと、該第４キャパシタの電圧から前記ホトカプラ電流又は前記フィードバック電流によって電圧降下を生じさせるように挿入された第３抵抗と、該第３抵抗の前記第４キャパシタの側と反対側の端子の電圧が所定値になると前記ＯＮタイミング信号を生成する第２コンパレータと、を備えることを特徴とする。

請求項６にかかる発明は、請求項５に記載のスイッチング電源装置において、前記トランスに設けられた補助巻線に発生する電圧を波形整形してパルス信号を生成する反転検出回路を有し、前記ＯＦＦ期間制御回路の前記ＯＮタイミング信号は前記パルス信号でリタイミングされることを特徴とする。

本発明によれば、ホトカプラ電流、スイッチングトランジスタのＯＮ期間に応じたセンス電流、センス電圧、補助巻線で得られる出力電圧低下を示すフィードバック電流をそれぞれ取り込んで処理し、スイッチングトランジスタのＯＮタイミング信号やＯＦＦタイミング信号を生成することができるので、補助巻線は１個ですむ。また、ＯＮタイミング信号とＯＦＦタイミング信号によってＳＲＦＦ回路を駆動してスイッチングトランジスタのオン／オフを制御するので、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのタイミングがその閾値のバラツキの影響を受けることはない。さらに、センス電流は出力電流に対応した電流であり、フィードバック電流は出力電圧の低下に逆比例して増大する電流であるので、これらを取り込むことによってフォールドバック動作を行わせ、過電流保護を実現することができる。

本発明の実施例のスイッチング電源装置の構成ブロック図である。図１のスイッチング電源装置のＯＮ期間制御回路の回路図である。図１のスイッチング電源装置のＯＦＦ期間制御回路の回路図である。図１のスイッチング電源装置の反転検出回路と電流制限フィードバック回路の回路図である。出力電流と出力電圧の関係を示すフの字特性図である。図１のスイッチング電源装置のフォールドバック制御時の動作波形図である。従来のスイッチング電源装置の回路図である。

＜第１実施例＞
図１に本発明の第１実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。１０は１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２、補助巻線Ｌ３を有するトランスである。１次巻線Ｌ１には、入力直流電圧ＶｉｎがキャパシタＣ１で安定化されて入力し、ＮＭＯＳのスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦ動作により生じる電磁エネルギーを、２次巻線Ｌ２と補助巻線Ｌ３に伝える。２次巻線Ｌ２には、ダイオードＤ１とキャパシタＣ２により整流平滑回路が構成され、その整流平滑回路から出力直流電圧Ｖｏｕｔが取り出されるようになっている。補助巻線Ｌ３には、ダイオードＤ２とキャパシタＣ３により整流平滑回路が構成され、その整流平滑回路から電源電圧ＶＤＤが生成されている。

２０はスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路である。制御回路２０において、２１はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮを継続している時間を制御してＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆを出力するＯＮ期間制御回路、２２はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦを継続している時間を制御してＯＮタイミング電圧Ｖｏｎを出力するＯＦＦ期間制御回路である。ＯＦＦ期間制御回路２２は外付けのキャパシタＣ４を備える。

２３はＳＲＦＦ回路であり、ＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になることによりリセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｌ”にする。また、ＯＦＦ期間制御回路２２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になることによりセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｈ”にする。

２４はＳＲＦＦ回路２３のＱ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを入力してスイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮ／ＯＦＦするゲート電圧Ｖｇを生成する駆動回路であり、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｈ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮにさせ、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｌ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＦＦにする。

２５は電流センス回路であり、スイッチングトランジスタＭＮ１に流れるドレイン電流を検出するセンス抵抗Ｒｓ１に発生するセンス電圧Ｖｓ１を入力し、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になる直前毎に、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦする直前毎にセンス抵抗Ｒｓ１に発生していたセンス電圧Ｖｓ１に比例したセンス電流Ｉｏｆｆを生成してホールドし、ＯＦＦ期間制御回路２２に出力する

２６は反転検出回路であり、補助巻線Ｌ３に発生する脈流電圧Ｖｒｉｓｅを抵抗Ｒ１を介して取り込んで、波形整形したパルス電圧Ｖｐを生成し、ＯＦＦ期間制御回路２２にリタイミング用として出力する。

３０は出力電圧Ｖｏｕｔの低下を検出するための電流制限フィードバック回路であり、補助巻線Ｌ３に発生する脈流電圧Ｖｒｉｓｅの負電圧成分に逆比例したフィードバック電流Ｉｆｂを吸い込む。このフィードバック電流Ｉｆｂは出力電圧Ｖｏｕｔが低いほど大きな値を示す電流となる。

４０は出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧フィードバック回路であり、図７で説明したオペアンプＯＰ１１，電圧源ＶＢ１１、キャパシタＣ１５、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ１９を含む回路と同様の回路である。この出力電圧フィードバック回路４０は、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほどホトカプラ５０のホトダイオードＰＤ１に流れる電流を大きくする。このホトダイオードＰＤ１はホトトランジスタＰＴ１とでホトカプラ５０を構成している。そして、ホトトランジスタＰＴ１は、ホトダイオードＰＤ１の発光量、つまり出力電圧Ｖｏｕｔに比例したホトカプラ電流Ｉｐｃを生成して、制御回路２０のＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２に吸込電流として出力する。

図２にＯＮ期間制御回路２１の詳細図を示す。ＯＮ期間制御回路２１は、基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧源ＶＢ１と、インピーダンス変換用のバッファＢＦ１と、抵抗Ｒ２と、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮして抵抗Ｒ２にホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂを流すスイッチＳＷ１と、センス電圧Ｖｓ１をインピーダンス変換するバッファＢＦ２と、ホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂが流れることで抵抗Ｒ２で降下した電圧Ｖｒ２とセンス電圧Ｖｓ１を比較するコンパレータＣＰ１とを備える。

スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦの期間は、スイッチングＳＷ１がＯＦＦしているので、コンパレータＣＰ１の反転入力端子の電圧Ｖｒ２はＶＢ１となっている。しかし、スイッチＳＷ１がＯＮすると、ホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂが抵抗Ｒ２に流れるので、コンパレータＣＰ１の反転入力端子の電圧Ｖｒ２が「Ｖｒｅｆ１−Ｒ２×（Ｉｐｃ又はＩｆｂ）」に低下する。そして、その電圧Ｖｒ２がセンス電圧Ｖｓ１よりも低下したとき、コンパレータＣＰ１の出力であるＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｌ”から“Ｈ”に変化する。

このようにして、ＯＮ期間制御回路２１は、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど、フィードバック電流Ｉｆｂが大きいほど、センス電圧Ｖｓ１が高いほど、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にするタイミングを早くして、スイッチングトランジスタＭＮ１をそのＯＮしている時間が短くなるように制御する。

図３にＯＦＦ期間制御回路２２の詳細図を示す。ＯＦＦ期間制御回路２２は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ４と、電流センス帰還回路２５のセンス電流Ｉｏｆｆで充電される前記した外付けのキャパシタＣ４と、インピーダンス変換用のバッファＢＦ３と、抵抗Ｒ３と、電圧源ＶＢ２の基準電圧Ｖｒｅｆ２が設定されたコンパレータＣＰ２と、コンパレータＣＰ２の出力電圧を反転検出回路２６の出力パルスＶｐでリタイミングしてＯＮタイミング電圧Ｖｏｎを生成するＤＦＦ回路２２１とを備える。なお、このＤＦＦ回路２２１は省略することができる。

このＯＦＦ期間制御回路２２では、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になってスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦになるとスイッチＳＷ２がＯＦＦになって、キャパシタＣ４が電流センス回路２５のセンス電流Ｉｏｆｆによって充電され電圧Ｖｃ４となる。センス電流Ｉｏｆｆは出力電流Ｉｏｕｔが大きいほど大きくなるので、この電圧Ｖｃ４も高くなる。抵抗Ｒ３にはホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂが流れている。このため、抵抗Ｒ３とコンパレータＣＰ２の反転入力端子の共通接続点の電圧Ｖｒ３は、電流センス回路２５のセンス電流Ｉｏｆｆが大きいほど高くなり、ホトカプラ電流Ｉｐｃ又はフィードバック電流Ｉｆｂが大きいほど低くなる。電圧Ｖｒ３が基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えるとコンパレータＣＰ２の出力電圧が“Ｌ”から“Ｈ”になる。コンパレータＣＰ２の“Ｈ”の電圧は、反転検出回路２６から出力するパルスＶｐの立上りでＤＦＦ回路２２１においてリタイミングされ、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎなる。このときのＯＮタイミング電圧Ｖｏｎの発生タイミングは、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど、フィードバック電流Ｉｆｂが大きいほど、電流センス帰還回路２５のセンス電流Ｉｏｆｆが小さいほど、遅くなって、ＯＦＦ期間が長くなる。

図４に反転検出回路２６と電流制限フィードバック回路３０の詳細図を示す。反転検出回路２６は、電圧源ＶＢ３によって電圧Ｖｒｅｆ３が反転入力端子に設定されたコンパレータＣＰ３と、補助巻線Ｌ３に抵抗Ｒ１を経由してコレクタが接続されたダイオード接続のＮＰＮトランジスタＱ１と、補助巻線Ｌ３に抵抗Ｒ１を経由してエミッタが接続されたトランジスタＱ２と、トランジスタＱ２のベースに基準電圧Ｖｒｅｆ４を印加する電圧源ＶＢ４とを備える。

トランジスタＱ１は最高電圧規制回路を構成し、補助巻線Ｌ３にその●側が正極となる電圧Ｖｒｉｓｅが発生したとき、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子の最高電圧をＶｂｅ（Ｑ１）に制限する。また、トランジスタＱ１の代わりに抵抗を接続して、電圧Ｖｒｉｓｅの抵抗Ｒ１との分圧電圧をコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に最高電圧として入力しても良い。トランジスタＱ２は最低電圧規制回路を構成し、補助巻線Ｌ３にその●側が負極となる電圧Ｖｒｉｓｅが発生したとき、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子の最低電圧を「Ｖｒｅｆ４−Ｖｂｅ（Ｑ２）」に制限する。Ｖｂｅ（Ｑ１）はトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧、Ｖｂｅ（Ｑ２）はトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧である。そして、コンパレータＣＰ３は、非反転入力端子の電圧が電圧Ｖｒｅｆ３を越えれば“Ｈ”の信号を、低下すれば“Ｌ”の信号を電圧Ｖｐとして出力する。

この反転検出回路２６によって、ＯＮタイミング信号を補助巻線Ｌ３の脈動電圧Ｖｒｉｓｅを波形整形したパルス信号でリタイミングすることができ、スイッチングトランジスタＭＮ１をドレイン電圧の自由振動の谷でＯＮさせ疑似共振動作をさせることができるので、その疑似共振動作に際してのスイッチングトランジスタの閾値のバラツキの影響を排除できる。

電流制限フィードバック回路３０は、補助巻線Ｌ３の●側が負極となるときに流れる電流Ｉａをｍ倍の電流Ｉｂに変換して出力する第１カレントミラー回路３１と、電流Ｉｃの電流源３３と、電流Ｉｄ（＝Ｉｃ−Ｉｂ）を入力してｎ倍した電流Ｉｅに変換して出力する第２カレントミラー回路３２と、その電流Ｉｅを入力して同じ値の電流であるフィードバック電流Ｉｆｂを吸い込む電流ホールド回路３４と、電流ホールド回路３４にホールドタイミングの電圧Ｖｓｐを与えるタイミング生成回路３５を備える。タイミング生成回路３５は、補助巻線Ｌ３の●側が負極になってから所定時間毎にホールドタイミング電圧Ｖｓｐを“Ｈ”にするので、電流ホールド回路３４はその電圧Ｖｓｐが“Ｈ”から“Ｌ”に変化するタイミングのフィードバック電流Ｉｆｂをホールドする。

電流源３３の電流Ｉｃは、出力電圧Ｖｏｕｔが後記する電圧Ｖｏｕｔ２になったときにＩｃ＝Ｉｂとなるように設定されている。つまり、電流Ｉｂが電流Ｉｃを超えると、Ｉｄは流れず、フィードバック電流Ｉｆｂも流れない。

＜通常動作＞
さて、スイッチング電源装置は、通常動作では図５に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｏｕｔ１になるよう定電圧制御される。この定電圧制御時は、補助巻線Ｌ３に生じる電圧Ｖｒｉｓｅは高くなり、補助巻線Ｌ３の●側が負極になるときは、電流フィードバック回路３０に入力する電流Ｉａが大きくなるので、電流Ｉｂが電流源３３の電流Ｉｃより大きくなり、電流Ｉｄ，Ｉｅはゼロとなり、フィードバック電流Ｉｆｂも“０”となる。このため、この通常動作では、ＯＮ期間制御回路２１で得られるＯＮ期間とＯＦＦ期間制御回路２２で得られるＯＦＦ期間は、もっぱらホトカプラ電流Ｉｐｃによって制御される。

そして、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値よりも高いときは、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きくなることによって、ＯＮ期間制御回路２１の電圧Ｖｒ２が低く制御され、コンパレータＣＰ１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆは早いタイミングで“Ｈ”なり、ＯＮ期間が短くなる。また、ＯＮ期間が短いのでセンス電流Ｉｏｆｆは小さくなり、ホトカプラ電流Ｉｐｃは大きいので、ＯＦＦ期間制御回路２２の電圧Ｖｒ３が低く制御され、コンパレータＣＰ２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎは遅いタイミングで“Ｈ”なり、ＯＦＦ期間が長くなる。このため、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなるよう制御される。

出力電圧Ｖｏｕｔが目標値よりも低いときは、逆の動作となる。つまり、ＯＮ期間制御回路２１からＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが遅いタイミングミグで出力し、ＯＦＦ制御回路２２からＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが早いタイミングで出力するので、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなるよう制御される。

＜電流制限動作＞
出力電流Ｉｏｕｔが増大して図５の最大値Ｉｏｕｔｍａｘに達すると、出力電圧Ｖｏｕｔが低下しはじめ、ホトカプラ４０のホトダイオードＰＤ１は発光しなくなり、ホトカプラ電流Ｉｐｃが流れなくなる。また、出力電圧ＶｏｕｔはＶｏｕｔ２より大きいため、電流制限フィードバック回路３０における電流Ｉｂ，Ｉｃは、Ｉｂ＞Ｉｃとなり電流Ｉｄは流れず、フィードバック電流Ｉｆｂも流れない。

このときＯＮ期間制御回路２１では、ホトカプラ電流Ｉｐｃとフィードバック電流Ｉｆｂが流れないので、抵抗Ｒ２での電圧降下は生ぜず、電圧Ｖｒ２＝Ｖｒｅｆ１となり、電圧Ｖｒ２がセンス電圧Ｖｓ１と等しくなるまでの時間は最大となり、つまりＯＮ期間は最大となる。また、ＯＦＦ期間制御回路２２では、ＯＮ期間が最大となるためセンス電圧Ｖｓ１とセンス電流Ｉｏｆｆは大きくなり、ホトカプラ電流Ｉｐｃおよびフィードバック電流Ｉｆｂはゼロとなるため、電圧Ｖｒ３はキャパシタＣ４の充電電圧Ｖｃ４と等しく、Ｖｒ３＝Ｖｃ４となり、コンパレータＣＰ２により電圧Ｖｒｅｆ２と比較される。

したがって、ＯＦＦ期間はキャパシタＣ４の充電時間とＤＦＦ回路２２１でのリタイミングで決まる。このとき、ＯＮ期間が最大となっていることより、ＯＦＦ期間も出力状態によらずほぼ一定となる。ＯＮ期間とＯＦＦ期間が一定となるため出力電力が一定となり、出力電流Ｉｏｕｔのさらなる増大が抑制されて過電流が制限されると同時に、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ１よりも低下する。

＜フォールドバック動作＞
出力電圧Ｖｏｕｔが図５に示すように電圧Ｖｏｕｔ２まで低下すると、補助巻線Ｌ３の●側が負極になった際にそこに流れる電流Ｉａが小さくなり、電流制限フィードバック回路３０の電流Ｉｂが電流源３３の電流Ｉｃよりも小さくなるので、電流ホールド回路３４に流れ込むフィードバック電流Ｉｆｂがその電流Ｉａに逆比例して大きくなる。これによって、ＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２には、ホトカプラ電流Ｉｐｃに代えてフィードバック電流Ｉｆｂが流れることになる。

このとき、ＯＮ期間制御回路２１では、抵抗Ｒ２にフィードバック電流Ｉｆｂが流れることで電圧Ｖｒ２が発生するが、この電圧Ｖｒ２は、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなるとフィードバック電流Ｉｆｂが大きくなって低い電圧となるので、コンパレータＯＰ１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になるタイミングが早くなり、ＯＮ期間が短くなる。ＯＦＦ期間制御回路２２では、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短くなったことによって電流センス回路２５のセンス電流Ｉｏｆｆが小さくなり、しかもフィードバック電流Ｉｆｂが大きくなるので、抵抗Ｒ３の電圧Ｖｒ３が電圧Ｖｒｅｆ２にまで上昇する時間が長くなり、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になるタイミングが遅くなり、ＯＦＦ期間が長くなる。

このような動作によって、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ２まで低下した後は、出力電力を減少させるので出力電流Ｉｏｕｔが順次減少すると同時に出力電圧Ｖｏｕｔも順次低下して、その電流電圧の特性が図５に示す特性となる。以上により、本実施例では、電源制限において、図５に示すフの字特性を実現することができる。以上のフォールドバック動作の際の動作波形図を図６に示した。Ｖｒｉｓｅ＿Ｌは補助巻線Ｌ３に発生する負電圧の大きさを示している。

１０：トランス、Ｌ１：１次巻線、Ｌ２：２次巻線、Ｌ３：補助巻線
２０：制御回路、２１：ＯＮ期間制御回路、２２：ＯＦＦ期間制御回路、２２１：ＤＦＦ回路、２３：ＳＲＦＦ回路、２４：駆動回路、２５：電流センス回路、２６：反転検出回路
３０：電流制限フィードバック回路、３１：第１カレントミラー回路、３２：第２カレントミラー回路、３３：電流源、３４：電流ホールド回路、３５：タイミング生成回路
４０：出力電圧フィードバック回路
５０：ホトカプラ

Claims

スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線、負荷が接続される２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記２次巻線から前記負荷に供給される出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記センス電圧と前記ホトカプラ電流を取り込んで前記スイッチングトランジスタのＯＮ/ＯＦＦを制御する制御回路とを有するスイッチング電源装置において、
前記補助巻線で得られる電圧により前記出力電圧の低下を検出し、前記補助巻線で得られる電圧が所定値以下に達したとき前記補助巻線で得られる電圧に逆比例したフィードバック電流を生成して前記ホトカプラ電流に代えて前記制御回路に取り込ませる電流制限フィードバック回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記電流制限フィードバック回路は、前記スイッチングトランジスタのＯＦＦ期間に前記補助巻線に発生する電圧が所定以下のとき、前記補助巻線に発生する電圧に逆比例させた前記フィードバック電流を前記スイッチングトランジスタのＯＮ期間及びＯＦＦ期間にわたって生成することを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、
前記センス電圧を取り込んで負荷電流に対応するセンス電流を前記スイッチングトランジスタのＯＦＦ期間に出力する電流センス回路と、
前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記フィードバック電流が大きいほど且つ前記センス電圧が大きいほど、早いタイミングで生成するＯＮ期間制御回路と、
前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記フィードバック電流が大きいほど且つ前記センス電流が小さいほど、遅いタイミングで生成するＯＦＦ期間制御回路と、
前記ＯＮ期間制御回路から出力する前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ、前記ＯＦＦ期間制御回路から出力する前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項３に記載のスイッチング電源装置において、
前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記ホトカプラ電流又は前記フィードバック電流が流れる経路に挿入される第２抵抗と、該第２抵抗の前記ホトカプラ電流又は前記フィードバック電流の導入側に生成する第２電圧が前記センス電圧と同じ電圧になると前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第１コンパレータと、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項３に記載のスイッチング電源装置において、
前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦしているとき前記センス電流で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＮすると放電される第４キャパシタと、該第４キャパシタの電圧から前記ホトカプラ電流又は前記フィードバック電流によって電圧降下を生じさせるように挿入された第３抵抗と、該第３抵抗の前記第４キャパシタの側と反対側の端子の電圧が所定値になると前記ＯＮタイミング信号を生成する第２コンパレータと、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項５に記載のスイッチング電源装置において、
前記トランスに設けられた補助巻線に発生する電圧を波形整形してパルス信号を生成する反転検出回路を有し、前記ＯＦＦ期間制御回路の前記ＯＮタイミング信号は前記パルス信号でリタイミングされることを特徴とするスイッチング電源装置。