JP6487742B2

JP6487742B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP6487742B2
Application number: JP2015060480A
Authority: JP
Inventors: 公義三添; 暢近野
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2015-03-24
Filing date: 2015-03-24
Publication date: 2019-03-20
Anticipated expiration: 2035-03-24
Also published as: JP2016181975A

Description

本発明はスイッチング電源装置に関する。

周波数が一定のＰＷＭ信号を使用するスイッチング電源装置では、そのＰＷＭ信号のデューティを負荷に応じて変化させてパワートランジスタをオン／オフさせている。軽負荷モード時において出力電圧が所望値以下になるとパワートランジスタがオンされる動作が行われる。このとき、パワートランジスタのドレインに自由振動電圧が発生しているときでも、パワートランジスタは任意のタイミングでオンするため、その自由振動の例えばピークタイミングでオンすると、大きなノイズが発生し、また電源効率が低下するという問題がある。

そこで、パワートランジスタのドレインに発生している自由振動電圧のボトムのタイミングにおいてパワートランジスタをオンさせるようにした擬似共振制御方式のスイッチング電源装置が提案されている（特許文献１）。

このスイッチング電源装置を図６に示す。ＮＭＯＳのパワートランジスタＭＰ２がオンからオフになった時点から開始したフライバック期間が終了すると、電源トランスＴ５０の１次巻線Ｌ５１の側のコンデンサＣ１１、１次巻線Ｌ５１のインダクタンス成分、パワートランジスタＭ２のゲートとドレイン間の寄生コンデンサＣ１２およびゲートとソース間の寄生コンデンサＣ１３により、自由振動が始まる。

この自由振動の期間において、パワートランジスタＭＰ２のゲートの電圧ＶＧ２が所定値まで低下すると、その低下したことが電圧検出回路１１０により検出され、その検出信号がタイマ回路１２０に与えられる。タイマ回路１２０では、その検出信号に対して遅延を与えて自由振動におけるボトム付近の時刻に同期したオン駆動信号を制御回路１３０に与える。これにより制御回路１３０がドライブ回路１４０に対してパワートランジスタＭＰ２を自由振動のボトム付近でオンさせるＰＷＭ駆動信号を出力する。このように、パワートランジスタＭＰ２を自由振動のボトムのタイミングでオンさせ、大きなノイズが発生することを抑制している。

なお、図６において、Ｌ５２は電源トランスの２次巻線、Ｄ１１は整流ダイオード、Ｃ１４は出力コンデンサ、Ｄ１２はツェナーダイオード、ＰＤはホトダイオード、ＰＴはそのホトダイオードとカップリングされたホトトランジスタである。ホトダイオードＰＤで検出された出力電圧ＶＯＵＴを示す信号に応じてホトトランジスタＰＴの導通度が制御されることで、パワートランジスタＭＰ２を駆動するＰＷＭ信号のデューティが制御され、出力電圧ＶＯＵＴが目標値に自動制御される。

特開２００７−１０４７５９号公報

しかしながら、図６のスイッチング電源装置では、電圧検出回路１１０やタイマ回路１２０が特別に必要となって回路構成の規模が大きくなり、コスト増を招く問題がある。

本発明の目的は、簡単な回路構成により、パワートランジスタをオンさせるタイミングを自由振動のボトムに設定できるようにしたスイッチング電源装置を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを備え、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに放電される第１のコンデンサと、前記電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに前記第１のコンデンサから独立して第１の抵抗を介して充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに前記第１のコンデンサから独立して前記第１の抵抗を介して放電される第２のコンデンサと、前記整流平滑回路の出力電圧が低いほど大きな電流を前記第１の抵抗を介して前記第２のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、前記第１のコンデンサに充電された電圧が第１の電圧を超えると前記パワートランジスタをオフさせるとともに前記第２のコンデンサを放電させ、前記第２のコンデンサに充電された電圧と前記第１の抵抗に発生する合成電圧が第２の電圧を超えると前記パワートランジスタをオンさせるドライブ回路と、を備えることを特徴とする。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記電圧クランプ回路は、前記電圧／電流変換回路から前記正電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第１のクランプ電圧として発生する第１のトランジスタと、前記電圧／電流変換回路から前記負電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第２のクランプ電圧として発生する第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する充電電流として出力する第１のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する放電電流として出力する第２のカレントミラー回路群と、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第２のコンデンサに対する充電電流として出力する第３のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第２のコンデンサに対する放電電流として出力する第４のカレントミラー回路群と、を備えることを特徴とする。

請求項３にかかる発明は、一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線とを備えた電源トランスを備え、制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を出力端子に取り出すスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記１次巻線の電圧を検出することで前記パワートランジスタのドレイン電圧の振動を正負の電流に変換して出力する電圧差分検出回路と、該電圧差分検出回路の出力側に第２の抵抗を介して接地に接続された第３のコンデンサと、前記電圧差分検出回路の出力電圧が所定値を超えると前記パワートランジスタに対してオン信号を発生するオン制御回路と、前記出力端子の出力電圧を検出する出力電圧フィードバック回路と、該出力電圧フィードバック回路で検出される電圧が低いほど大きな電流を前記第２の抵抗を介して前記第３のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、前記オン制御回路からオン信号が出力すると前記パワートランジスタをオンさせ、前記出力電圧フィードバック回路で検出される前記出力電圧に応じて前記パワートランジスタのオフタイミングを決めるドライブ回路と、を備えることを特徴とする。

請求項４にかかる発明は、一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続したインダクタと、前記インダクタと前記パワートランジスタの共通接続点にアノードが接続された整流ダイオードと、該整流ダイオードのカソードと前記第２の入力端子に接続された出力コンデンサとを備え、制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記インダクタの逆起電力を整流平滑して出力端子に出力するスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記インダクタの電圧を検出することで前記パワートランジスタのドレインの電圧の振動を正負の電流に変換して出力する電圧差分検出回路と、該電圧差分検出回路の出力側に第２の抵抗を介して接地に接続された第３のコンデンサと、前記電圧差分検出回路の出力電圧が所定値を超えると前記パワートランジスタに対してオン信号を発生するオン制御回路と、前記出力端子の出力電圧を検出する出力電圧フィードバック回路と、該出力電圧フィードバック回路で検出される電圧が低いほど大きな電流を前記第２の抵抗を介して前記第３のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、前記オン制御回路からオン信号が出力すると前記パワートランジスタをオンさせ、前記出力電圧フィードバック回路で検出される前記出力電圧に応じて前記パワートランジスタのオフタイミングを決めるドライブ回路と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、フライバック期間の後にパワートランジスタのドレインに発生する自由振動に応じた正電流あるいは負電流によって、抵抗が接続されパワートランジスタのオンタイミングを決める電圧に向けて充電されるコンデンサに対する充放電を行わせ、その抵抗に発生する電圧が所定値になるとパワートランジスタをオンさせるようにしているので、パワートランジスタのオンタイミングをその自由振動のボトムタイミングにあわせることができる。つまり、簡単な回路構成により、パワートランジスタをオンさせるタイミングを自由振動のボトムに設定できる。

本発明の第１の実施例のスイッチング電源装置の回路図である。図１のスイッチング電源装置の動作波形図である。本発明の第２の実施例のスイッチング電源装置の回路図である。本発明の第３の実施例のスイッチング電源装置の回路図である。図４のスイッチング電源装置の動作波形図である。従来の自励式のスイッチング電源装置の回路図である。

＜第１の実施例＞
図１に本発明の第１の実施例のスイッチング電源装置を示す。Ｔ１０は電源トランスであり、１次巻線Ｌ１１、２次巻線Ｌ１２、補助巻線Ｌ１３を備える。１次巻線Ｌ１１の巻初め（●印）は正側入力端子ＩＮ＋に接続され、巻終わりはパワートランジスタＭＰ１のドレインに接続される。パワートランジスタＭＰ１のソースは負側入力端子ＩＮ−に接続される。両入力端子ＩＮ＋とＩＮ−の間には入力電圧ＶＩＮが入力し、そこに入力コンデンサＣ１が接続される。また、電源トランスＴ１０の２次巻線Ｌ１２の巻終わりに整流ダイオードＤ１のアノードが接続され、その整流ダイオードＤ１のカソードには出力コンデンサＣ２の一端が接続される。出力コンデンサＣ２の他端は２次巻線Ｌ１２の巻初め（●印）に接続される。この出力コンデンサＣ２は、正側出力端子ＯＵＴ＋と負側出力端子ＯＵＴ−の間に接続され、出力電圧ＶＯＵＴの平滑動作を行う。これらの部分はスイッチング電源のメインの構成であり、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）やフライバック電源と同じ構成である。

本実施例では、パワートランジグタＭＰ１のオン／オフを制御する制御回路として、電圧／電流変換回路１０、電圧クランプ回路２０、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１の直列回路、ドライブ回路３０、出力電圧フィードバック回路４０、およびタイミング電流発生回路５０を設ける。コンデンサＣ３は請求項に記載の第１のコンデンサを、コンデンサＣ４は請求項に記載の第２のコンデンサ、抵抗Ｒ１は請求項に記載の第１の抵抗を、それぞれ構成する。

電圧／電流変換回路１０は、その入力側が電源トランスＴ１０の補助巻線Ｌ１３の巻初め（●印）に接続され、出力側は電圧クランプ回路２０の入力側のノードＮ１に接続される。電圧クランプ回路２０の出力側のノードＮ２には一端が接地されたコンデンサＣ３の他端が接続される。電圧クランプ回路２０の別の出力側のノードＮ３には、抵抗Ｒ１の一端が接続される。この抵抗Ｒ１の他端はコンデンサＣ４を経由して接地に接続される。また、電圧クランプ回路２０のノードＮ２はドライブ回路３０のオフ制御入力側に接続され、ノードＮ３はドライブ回路３０のオン制御入力側に接続される。このドライブ回路３０の出力側はパワートランジスタＭＰ１のゲートに接続される。また、２次巻線Ｌ１２の整流平滑回路の出力電圧ＶＯＵＴが出力電圧フィードバック回路４０で取り込まれ、その出力電圧ＶＯＵＴの検出信号がタイミング電流発生回路５０に入力する。このタイミング電流発生回路５０は、出力電圧フィードバック回路４０で検出された出力電圧ＶＯＵＴが高いほど小さな電流を出力する。

次に図２を参照して動作を説明する。パワートランジスタＭＰ１がオンしているときは、補助巻線Ｌ１３の電圧ＶＬ３は正電圧であるので、この正電圧に応じて電圧／電流変換回路１０で変換された正電流が電圧クランプ回路２０に流入し、その電圧クランプ回路２０に第１のクランプ電圧が発生する。この第１のクランプ電圧に対応した電流が電圧クランプ回路２０のノードＮ２、Ｎ３から個々に出力してコンデンサＣ３，Ｃ４を充電する。この後、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が上昇して電圧Ｖ１に達すると、ドライブ回路３０の出力電圧ＶＧ１が“Ｌ”に変化して、パワートランジスタＭＰ１がオフする。このとき、コンデンサＣ４はドライブ回路３０によって放電される。

パワートランジスタＭＰ１がオフすることで、２次巻線Ｌ１２にフライバック電圧が発生し、整流ダイオードＤ１が導通して出力コンデンサＣ２が充電される。このとき、補助巻線Ｌ１３の電圧ＶＬ３が負になる。この負電圧に応じて、電圧／電流変換回路１０で変換された負電流が電圧クランプ回路２０から電圧／電流変換回路１０に流出し、その電圧クランプ回路２０に第２のクランプ電圧が発生する。この第２のクランプ電圧に対応した電流が電圧クランプ回路２０のノードＮ２から引き込まれることで、コンデンサＣ３が放電して電圧ＶＣ３が所定の時定数で低下する。

一方、コンデンサＣ４は、コンデンサＣ３の電圧が電圧Ｖ１に到達したときにドライブ回路３０によって瞬時に放電されており、電圧クランプ回路２０で第２のクランプ電圧が発生しているときは、電圧クランプ回路２０のノードＮ３から引き込まれる電流とタイミング電流発生回路５０から出力する電流の差分によって充電される。タイミング電流発生回路５０から出力する電流は、出力電圧ＶＯＵＴに反比例する電流であるが、その電圧ＶＯＵＴが所定値よりも高い場合には、少ないかあるいは０Ａとなる。

この後、整流ダイオードＤ１が非導通になると、パワートランジスタＭＰ１のドレイン電圧ＶＤ１が自由振動を行うので、それに比例して補助巻線Ｌ１３の出力電圧ＶＬ３も０Ｖを中心に同様に振動を行う。コンデンサＣ４とそこに直列接続した抵抗Ｒ１には、タイミング電流発生回路５０からの一定の充電電流の他に、その自由振動による充放電電流が流れる。これらの電流によって、ノードＮ３の電圧ＶＲ１は振動しながら上昇し、その電圧ＶＲ１がＶ２に達すると、ドライブ回路３０から出力するゲート電圧ＶＧ１が“Ｈ”となって、パワートランジスタＭＰ１がオンする。

電圧ＶＲ１の波形が電圧Ｖ２に達するタイミングは、図２に示すように、パワートランジスタＭＰ１のドレイン電圧ＶＤ１の自由振動のボトムの部分である。つまり、振動時のエネルギーが最も低いタイミングでパワートランジスタＭＰ１がオンする。このため、パワートランジスタＭＰ１のオンタイミングに発生するノイズを最小限にとどめることができる疑似共振のスイッチング電源装置を実現することができる。

＜第２の実施例＞
図３に第２の実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。本実施例は図１の回路を具体化したものである。本実施例では、電圧／電流変換回路１０を、抵抗Ｒ２で構成している。また、電圧クランプ回路２０とドライブ回路３０は半導体集積回路で構成している。

電圧クランプ回路２０において、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はＮＰＮトランジスタであり、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ７はＰＭＯＳトランジスタであり、Ｍ５，Ｍ６，Ｍ８はＮＭＯＳトランジスタである。また、Ｉａは定電流源である。

トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２のエミッタは入力側のノードＮ１に接続されている。トランジスタＱ１はコレクタとベースが共通接続され、さらにトランジスタＱ３のベースと接続されている。そして、トランジスタＱ１とＱ３は、エミッタを接地に接続されてカレントミラー構成となっている。

これにより、ノードＮ１から正電流が電圧クランプ回路２０の内部に流入するときは、そのノードＮ１がトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧（Ｖｂｅ）にクランプされる。この電圧が第１のクランプ電圧であり、これに応じた電流がトランジスタＱ３のコレクタから出力する。

また、トランジスタＱ２のベースはトランジスタＱ４のベースとコレクタに共通接続されている。トランジスタＱ４のエミッタはトランジスタＱ５のコレクタとベースに接続され、トランジスタＱ５のエミッタは接地に接続されている。そして、トランジスタＱ４のコレクタに定電流源Ｉａから定電流Ｉａが流れることで、トランジスタＱ４とＱ５のベース・コレクタ間電圧は一定に保持される。

これにより、電圧クランプ回路２０のノードＮ１から負電流が電圧／電流変換回路１０に向けて流出するときは、トランジスタＱ２のエミッタ電圧は、トランジスタＱ４のコレクタ電圧（２Ｖｂｅ）からトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧（Ｖｂｅ）分だけ低下した電圧（Ｖｂｅ）でクランプされる。この電圧が第２のクランプ電圧であり、これに応じた電流がトランジスタＱ２のコレクタから取り出される。

そして、トランジスタＱ３のコレクタに流れる電流は、トランジスタＭ３，Ｍ４からなるカレントミラー回路によってノードＮ２からコンデンサＣ３に流れる充電電流に変換される。また、トランジスタＭ３，Ｍ７からなるカレントミラー回路によってノードＮ３からコンデンサＣ４に流れる充電電流に変換される。

一方、トランジスタＱ２のコレクタに流れる電流は、トランジスタＭ１，Ｍ２からなるカレントミラー回路とトランジスタＭ５，Ｍ６からなるカレントミラー回路とによってコンデンサＣ３に流れる放電電流に変換される。また、トランジスタＭ１，Ｍ２からなるカレントミラー回路とトランジスタＭ５，Ｍ８からなるカレントミラー回路によってコンデンサＣ４に流れる放電電流に変換される。

なお、請求項に記載の第１のカレントミラー回路群は、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｍ３，Ｍ４で構成されている。また、第２のカレントミラー回路群は、トランジスタＱ２，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ５，Ｍ６で構成されている。第３のカレントミラー回路群は、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｍ３，Ｍ７で構成されている。また、第４のカレントミラー回路群は、トランジスタＱ２，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ５，Ｍ８で構成されている。

ドライブ回路３０において、３１は基準電圧Ｖ１が設定されたコンパレータ、３２は基準電圧Ｖ２が設定されたコンパレータ、３３はＲＳフリップフロップ回路、３４はパワートランジスタＭＰ１を駆動するドライバである。コンパレータ３１は電圧クランプ回路２０のノードＮ２の電圧ＶＣ３が電圧Ｖ１を超えると出力を“Ｈ”にする。コンパレータ３２は電圧クランプ回路２０のノードＮ３の電圧ＶＲ１が電圧Ｖ２を超えると出力を“Ｈ”にする。このコンパレータ３２の入力側にはＮＭＯＳトランジスタＭ９が接地との間に接続されていて、コンパレータ３１の出力が“Ｈ”になるとオンする。ＲＳフリップフロップ回路３３は、コンパレータ３１の出力が“Ｈ”になるとリセットされてＱ端子を“Ｌ”に、ＱＸ端子を“Ｈ”にし、これによりドライバ３４はゲート電圧ＶＧ１を“Ｌ”にしてパワートランジスタＭＰ１をオフさせる。また、ＲＳフリップフロップ回路３３は、コンパレータ３２の出力が“Ｈ”になるとセットされてＱ端子を“Ｈ”に、ＱＸ端子を“Ｌ”にし、これによりドライバ３４はゲート電圧ＶＧ１を“Ｈ”にしてパワートランジスタＭＰ１をオンさせる。

次に図２を参照して動作を説明する。パワートランジスタＭＰ１がオンしているときは、補助巻線Ｌ１３の出力電圧ＶＬ３が正であるので、ノードＮ１に流入する電流によりノードＮ１がトランジスタＱ１のベース・エミッタ電圧、つまり第１のクランプ電圧にクランプされ、ノードＮ２からコンデンサＣ３に充電電流が流れる。また、この第１のクランプ電圧によってノードＮ３からコンデンサＣ４に充電電流が流れ、そのコンデンサＣ４は瞬時に充電される。

この後、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が電圧Ｖ１を超えると、コンパレータ３１によってＲＳフリップフロップ回路３３がリセットされてドライバ３４から出力するゲート電圧ＶＧ１が“Ｌ”となり、パワートランジスタＭＰ１がオフする。また、コンパレータ３１の出力が“Ｈ”になると、トランジスタＭ９がオンしてコンデンサＣ４の電荷を瞬時に放電させる。

パワートランジスタＭＰ１がオフになることで、フライバック電圧が発生して整流ダイオードＤ１が導通し、補助巻線Ｌ１３に負電圧が発生する。この負電圧に応じて、電圧／電流変換回路１０で変換された負電流が、電圧クランプ回路２０のノードＮ１から電圧／電流変換回路１０に流出する。この負電流によって、ノードＮ１がトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧である第２のクランプ電圧にクランプされる。また、その第２のクランプ電圧によって、ノードＮ３から電流が引き込まれ、ノードＮ３からも電流が引き込まれる。

このとき、コンデンサＣ４は、コンデンサＣ３の電圧が電圧Ｖ１に充電されたときにトランジスタＭ９がオンすることで瞬時に放電されており、この後、電圧クランプ回路２０のノードＮ３から引き込まれる電流とタイミング電流発生回路５０から出力する電流の差分によって充電される。タイミング電流発生回路５０から出力する電流は、出力電圧ＶＯＵＴが所定値よりも高い場合には、減少するか０Ａとなる。

この後、整流ダイオードＤ１が非導通になると、パワートランジスタＭＰ１のドレイン電圧ＶＤ１が自由振動を行うので、それに比例して補助巻線Ｌ１３の出力電圧ＶＬ３も０Ｖを中心にして振動する。コンデンサＣ４とそこに直列接続した抵抗Ｒ１には、その自由振動の充放電電流が流れる。

この際、補助巻線Ｌ１３に発生する電圧ＶＬ３が正のときは、トランジスタＭ７を流れる電流により抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４に充電電流が流れるので、ノードＮ３に発生する電圧ＶＲ１は、その充電電流が抵抗Ｒ１からコンデンサＣ４に流れることによって、コンデンサＣ４自体の充電電圧よりも高くなる。

一方、補助巻線Ｌ１３に発生する電圧ＶＬ３が負のときは、トランジスタＭ８を流れる電流により抵抗Ｒ１とコンデンサＣ４に放電電流が流れるので、ノードＮ３に発生する電圧ＶＲ１は、その放電電流がコンデンサＣ４から抵抗Ｒ１に流れることによって、コンデンサＣ４自体の充電電圧よりも低くなる。

このような自由振動の間中、ノードＮ３の電圧ＶＲ１は振動しながら徐々に高くなっていって電圧Ｖ２に達すると、コンパレータ３２の出力が“Ｌ”から“Ｈ”となり、ＲＳフリップフロップ回路３３がセットされて、ドライバ３４から出力するゲート電圧ＶＧ１が“Ｈ”になり、パワートランジスタＭＰ１がＯＮする。

電圧ＶＲ１が電圧Ｖ２に到達するタイミングは、補助巻線Ｌ３の出力電圧ＶＬ３が上昇しているときである。このときは、パワートランジスタＭＰ１のドレイン電圧ＶＤ１が入力電圧ＶＩＮよりも低くなっているときである（図２参照）。

以上により、パワートランジスタＭＰ１のドレイン電圧ＶＤ１の自由振動が発生しているときであっても、そのドレイン電圧ＶＤ１のボトムのタイミングでパワートランジスタＭＰ１がオンする動作となり、パワートランジスタＭＰ１のオンタイミングに発生するノイズを最小限にとどめることができる。

＜第３の実施例＞
図４に第３の実施例のスイッチング電源装置を示す。本実施例では、１次巻線Ｌ２１と２次巻線２２を備え、補助巻線を備えない電源トランスＴ２０を使用する。パワートランジスタＭＰ１は一次巻線Ｌ２１と接地間に接続される。６０は入力電圧ＶＩＮとパワートランジスタＭＰ１のドレイン電圧ＶＤ１の差分、つまり１次巻線Ｌ２１に発生する電圧ＶＡを検出する電圧差分検出回路であり、その出力側と接地間に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５の直列回路が接続されている。７０はパワートランジスタＭＰ１をオンにさせるためのオン制御回路、８０はＰＷＭ信号発生回路である。

このＰＷＭ信号発生回路８０は、オン制御回路７０の出力電圧が“Ｈ”になることによってパワートランジスタＭＰ１のゲート電圧ＶＧ１を“Ｈ”に制御する。そして、出力電圧フィードバック回路４０の出力電圧に応じた期間の後にゲート電圧ＶＧ１を“Ｌ”にしてパワートランジスタＭＰ１をオフにし、ＰＷＭ制御を行う。なお、コンデンサＣ５の電荷は、ゲート電圧ＶＧ１が“Ｌ”になったときに、図３で説明したトランジスタＭ９と同様な並列接続のトランジスタ（図示せず）がオンに制御されることで、放電される。

本実施例では、パワートランジスタＭＰ１がオフして不連続モードとなり、その後ダイオードＤ１が非導通になることでドレイン電圧ＶＤが自由振動を開始すると、電源トランスＴ２０の１次巻線Ｌ２１の両端間の電圧ＶＡが正負に変化する電圧となる。この正負の電圧は差分電圧検出回路６０に入力されて、電圧／電流変換され正負の電流となって出力して、抵抗Ｒ３を経由してコンデンサＣ５を充放電させる。

このとき、コンデンサＣ５にはタイミング電流発生回路５０から出力電圧ＶＯＵＴのレベルに反比例した電流の充電が継続しており、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５の直列回路の電圧ＶＲ３は、振動しながら徐々に上昇する。そして、その電圧ＶＲ３がオン制御回路７０に設定された閾値電圧（図２、図３の電圧Ｖ２に相当）に達すると、そのオン制御回路７０の出力が“Ｈ”となって、ＰＷＭ信号発生回路８０に入力して、そのＰＷＭ信号発生回路８０から出力するゲート電圧ＶＧ１が“Ｈ”となり、パワートランジスタＭＰ１がオンする。

これにより、本実施例でも、図３で説明したのと同様に、パワートランジスタＭＰ１が自由振動のボトムのタイミングでオンする擬似共振動作が実現され、パワートランジスタＭＰ１のオンタイミングに発生するノイズを最小限にとどめることができる

＜第４の実施例＞
図５に第４の実施例のスイッチング電源装置を示す。本実施例のスイッチング電源装置は、入力側と出力側の接地を共通に接続した非絶縁型昇圧電源装置の構成である。インダクタＬ３０とパワートランジスタＭＰ１は入力端子ＩＮ＋，ＩＮ−に対して直列接続され、そのインダクタＬ３０の一端とパワートランジスタＭＰ１のドレインの共通接続点と出力端子ＯＵＴ＋との間に整流ダイオードＤ１のアノードが接続されている。出力コンデンサＣ２は出力端子ＯＵＴ＋，ＯＵＴ−間に接続している。その他は図４で説明した構成と同じである。

本実施例においても、パワートランジスタＭＰ１がオフして不連続モードとなり、その後ダイオードＤ１が非導通になることでドレイン電圧ＶＤが自由振動を開始すると、インダクタＬ３０の両端間の電圧ＶＡが正負に変化する電圧となる。この正負の電圧は差分電圧検出回路６０に入力されて、電圧／電流変換され正負の電流となって出力して、抵抗Ｒ３を経由してコンデンサＣ５を充放電させる。

＜その他の実施例＞
なお、図４と図５で説明したスイッチング電源装置では、ドライブ回路８０に電圧安定化のためのＰＷＭ制御方式を採用しているが、ドライブ回路８０を別の回路に変更することで、ＰＦＭ（パルス周波数変調）制御方式やヒステリシスコンパレータを用いた閾値調整型のヒステリシス制御方式や自励式などその他の制御方式にも適用可能である。

１０：電圧／電流変換回路
２０：クランプ回路
３０：ドライブ回路、３１，３２：コンパレータ、３３：ＲＳフリップフロップ回路、３４：ドライバ
４０：出力電圧フィードバック回路
５０：タイミング電流発生回路
６０：電圧差分検出回路
７０：オン制御回路
８０：ドライブ回路
１１０：電圧検出回路
１２０：タイマ回路
１３０：制御回路
１４０：ドライブ回路

Claims

一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線と、一端を制御回路に接続し他端を前記第２の入力端子に接続した補助巻線とを備えた電源トランスを備え、前記制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を取り出すスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、
前記パワートランジスタがオンした際に前記補助巻線に発生する正電圧を正電流に変換して出力し、前記パワートランジスタがオフした際に前記補助巻線に発生する負電圧を負電流に変換して出力する電圧／電流変換回路と、
前記電圧／電流変換回路から出力する前記正電流に基づいて第１のクランプ電圧を発生し、前記電圧／電流変換回路から出力する前記負電流に基づいて第２のクランプ電圧を発生する電圧クランプ回路と、
該電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに放電される第１のコンデンサと、
前記電圧クランプ回路で前記第１のクランプ電圧が発生しているときに前記第１のコンデンサから独立して第１の抵抗を介して充電され、前記電圧クランプ回路で前記第２のクランプ電圧が発生しているときに前記第１のコンデンサから独立して前記第１の抵抗を介して放電される第２のコンデンサと、
前記整流平滑回路の出力電圧が低いほど大きな電流を前記第１の抵抗を介して前記第２のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、
前記第１のコンデンサに充電された電圧が第１の電圧を超えると前記パワートランジスタをオフさせるとともに前記第２のコンデンサを放電させ、前記第２のコンデンサに充電された電圧と前記第１の抵抗に発生する合成電圧が第２の電圧を超えると前記パワートランジスタをオンさせるドライブ回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記電圧クランプ回路は、前記電圧／電流変換回路から前記正電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第１のクランプ電圧として発生する第１のトランジスタと、前記電圧／電流変換回路から前記負電流が出力するときにベース・エミッタ間電圧を前記第２のクランプ電圧として発生する第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する充電電流として出力する第１のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第１のコンデンサに対する放電電流として出力する第２のカレントミラー回路群と、前記第１のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第２のコンデンサに対する充電電流として出力する第３のカレントミラー回路群と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流に対応した電流を前記第２のコンデンサに対する放電電流として出力する第４のカレントミラー回路群と、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続した１次巻線と、整流ダイオードと出力コンデンサによる整流平滑回路が接続された２次巻線とを備えた電源トランスを備え、制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記２次巻線から出力電圧を出力端子に取り出すスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、
前記１次巻線の電圧を検出することで前記パワートランジスタのドレイン電圧の振動を正負の電流に変換して出力する電圧差分検出回路と、
該電圧差分検出回路の出力側に第２の抵抗を介して接地に接続された第３のコンデンサと、
前記電圧差分検出回路の出力電圧が所定値を超えると前記パワートランジスタに対してオン信号を発生するオン制御回路と、
前記出力端子の出力電圧を検出する出力電圧フィードバック回路と、
該出力電圧フィードバック回路で検出される電圧が低いほど大きな電流を前記第２の抵抗を介して前記第３のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、
前記オン制御回路からオン信号が出力すると前記パワートランジスタをオンさせ、前記出力電圧フィードバック回路で検出される前記出力電圧に応じて前記パワートランジスタのオフタイミングを決めるドライブ回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
一端を第１の入力端子に接続し、他端をパワートランジスタを経由して第２の入力端子に接続したインダクタと、前記インダクタと前記パワートランジスタの共通接続点にアノードが接続された整流ダイオードと、該整流ダイオードのカソードと前記第２の入力端子に接続された出力コンデンサとを備え、制御回路によって前記パワートランジスタをオン／オフ制御することで前記インダクタの逆起電力を整流平滑して出力端子に出力するスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、
前記インダクタの電圧を検出することで前記パワートランジスタのドレインの電圧の振動を正負の電流に変換して出力する電圧差分検出回路と、
該電圧差分検出回路の出力側に第２の抵抗を介して接地に接続された第３のコンデンサと、
前記電圧差分検出回路の出力電圧が所定値を超えると前記パワートランジスタに対してオン信号を発生するオン制御回路と、
前記出力端子の出力電圧を検出する出力電圧フィードバック回路と、
該出力電圧フィードバック回路で検出される電圧が低いほど大きな電流を前記第２の抵抗を介して前記第３のコンデンサに充電するタイミング電流発生回路と、
前記オン制御回路からオン信号が出力すると前記パワートランジスタをオンさせ、前記出力電圧フィードバック回路で検出される前記出力電圧に応じて前記パワートランジスタのオフタイミングを決めるドライブ回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。