CN104201895B

CN104201895B - 向同步整流器控制器供电

Info

Publication number: CN104201895B
Application number: CN201410094038.XA
Authority: CN
Inventors: 孔鹏举; 姚建明
Original assignee: Dailege Semiconductor Co
Current assignee: Dailege Semiconductor Co
Priority date: 2013-03-14
Filing date: 2014-03-13
Publication date: 2017-08-15
Anticipated expiration: 2034-03-13
Also published as: US20140268915A1; KR101555138B1; KR20140113468A; US8964421B2; CN104201895A

Abstract

本文的实施例描述一种开关型功率变换器。具体而言，本文的实施例公开一种用于向在开关型功率变换器中实现同步整流的同步整流器控制器供电的方法。同步整流器控制器可以由调节器电路或者直接从输出电压启用。

Description

向同步整流器控制器供电

技术领域

本文公开的实施例总体上涉及开关功率变换器，并且更具体地涉及用于向开关功率变换器的同步整流器控制器供电的技术。

背景技术

图1是使用开关Q1、比如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的常规回扫型开关功率变换器100的电路图。该开关功率变换器100包括功率级101和次级输出级103。功率级101包括开关Q1和功率变压器T1。功率变压器T1包括初级绕组Np、次级绕组Ns和辅助绕组Na。次级输出级103包括二极管D1和输出电容器C₁。控制器105使用具有导通时间（T_ON）和关断时间（T_OFF）的脉冲的形式的输出驱动信号107来控制开关Q1的导通状态和关断状态。

从AC电源（未示出）接收AC功率并且将AC功率整流以提供未调节的输入电压V_DC。在开关Q1被导通时在变压器T1中存储输入功率，因为二极管D₁在开关Q1被导通时变成反向偏置。然后在开关Q1被关断时跨越电容器C₁向电子设备传送整流的输入功率，因为二极管D₁在开关Q1被关断时变成正向偏置。二极管D₁作为输出整流器来工作，并且电容器C₁作为输出滤波器来工作。所得调节的输出电压V_OUT被向该电子设备递送。

在高输出电流应用中，作为输出整流器操作的二极管D1的传导损耗显著。MOSFET或者其它有源控制的开关可以取代二极管D1以最小化在高输出电流应用中在功率变换器100中的传导损耗。MOSFET在功率变换器100中作为同步整流器来工作。为了实现同步整流器的恰当操作，向功率变换器100添加同步整流器控制器以控制同步整流器的操作。

常规同步整流器控制器可以由功率变换器100的输出电压V_OUT来供电。然而许多应用具有比向常规同步整流器控制器供电所要求的偏置电压更低的输出电压。例如用于移动设备的交流（AC）-直流（DC）充电器要求该充电器根据移动设备的要求而在其中向移动设备提供恒定电压的恒定电压模式与其中向移动设备提供恒定电流的恒定电流模式之间切换操作。

在AC-DC充电器的恒定电流模式期间，输出电压可能降至为了向同步整流器控制器供电而要求的电压以下。作为结果，同步整流器控制器被禁用，因为输出电压不足以向同步整流器控制器供电。当同步整流器控制器被禁用时，同步整流器的体二极管开始传导从而导致更高传导损耗和热问题。因此，在常规开关型电源中跨越恒定电流模式的整个操作范围同步整流不可用。

发明内容

本文的实施例公开一种用于向在AC-DC充电器的开关型电源中所包括的同步整流器控制器供电的方法，该方法实现跨越恒定电流模式和恒定电压模式的整个操作范围的同步整流。在一个实施例中，开关型电源包括调节器电路，该调节器电路生成启用同步整流器控制器以控制同步整流器的偏置电压。

如果开关型电源的输出电压小于用于启用同步整流器控制器所要求的偏置电压，则调节器电路可以启用同步整流器控制器以控制同步整流器的操作。在另一实施例中，如果输出电压大于偏置电压，则调节器电路被禁用以免启用同步整流器。当调节器电路被禁用时，可以从开关型电源的输出电压直接向同步整流器控制器供电。

说明书中描述的特征和优点并非包括了全部的，并且特别是在阅读附图和说明书之后很多额外的特征和优点对于本领域技术人员是明显的。此外，应当理解，说明书中使用的语言主要是为了可读性和教导性的目的而选择的，并且可能不是为了勾画或者限定发明主题而选择的。

附图说明

通过结合附图考虑下列详细描述，可以容易理解本发明实施方式的教导。

图1是常规开关功率变换器的电路图。

图2是根据一个实施例的包括同步整流器电路的开关功率变换器的电路图。

图3是根据一个实施例的更具体图示图2的同步整流器电路的电路图。

图4是根据一个实施例的调节器电路的电路图。

图5是根据一个实施例的集成调节器电路的同步整流器控制器的电路图。

图6图示开关功率变换器的波形图。

图7是根据另一实施例的包括同步整流器电路的开关功率变换器的电路图。

图8是根据另一实施例的图7的同步整流器电路的电路图。

图9是根据另一实施例的检测器的电路图。

图10是根据另一实施例的同步整流器控制器的电路图。

具体实施方式

附图和下面的描述仅通过示例涉及优选实施例。应当注意，通过下面的讨论，将很容易认识到此处公开的结构和方法的替代实施例，作为在不偏离本发明的原理的情况下可以采用的可行的替代。

现在将详细基准若干实施例，其示例在附图中图示。注意在任何可行的地方，附图中可能使用类似或者相同的附图标记，并且可能指示类似或者相同的功能性。附图仅为示例的目的描绘了本发明的实施例。本领域技术人员从下面的描述将容易理解此处示例的结构和方法的替代实施例可以在不偏离此处描述的本发明的原理的情况下采用。

图2是回扫型开关功率变换器200的电路图。该功率变换器200可以被并入于AC-DC充电器中，该AC-DC充电器对耦合到AC-DC充电器的电子设备充电。AC-DC充电器被配置用于在其中向电子设备供应恒定电压的恒定电压（CV）模式与其中向电子设备供应恒定电流的恒定电流（CC）模式之间切换操作。AC-DC充电器根据耦合到AC-DC充电器的电子设备的要求而在CV模式与CC模式之间切换操作。如以下将描述的那样，功率变换器200包括同步整流器电路209，该同步整流器电路209跨越CC模式和CV模式的整个操作范围来操作、由此与常规功率变换器比较而增加功率变换器200的效率。

如图2中所示，功率变换器200包括开关Q1。在一个实施例中，开关Q1是MOSFET。然而开关Q1可以任何类型的开关器件、比如双极结晶体管（BJT）。开关功率变换器200包括功率级201和次级输出级203。功率级201包括开关Q1和功率变压器T1。功率变压器T1包括初级绕组Np、次级绕组Ns和辅助绕组Na。次级输出级203包括同步整流器电路209和输出电容器C₁。如图2中所示，同步整流器电路209耦合在变压器T1的次级绕组Ns的上侧与输出电容器C₁之间。控制器205使用具有导通时间（T_ON）和关断时间（T_OFF）的脉冲的形式的输出驱动信号207来控制开关Q1的导通状态和关断状态。也就是说，控制器205生成驱动开关Q1的输出驱动信号207。

从AC电源（未示出）接收AC功率并且对AC功率整流以提供未调节的输入电压V_DC。在开关Q1被导通时在变压器T1中存储输入功率。在开关Q1被关断时，同步整流器电路209被禁用（即关断）、由此阻塞用于向电子设备传送存储的输入功率的路径。然后在开关Q1被关断时并且在同步整流器电路209被导通时跨越电容器C1向电子设备传送整流的输入功率。在同步整流器电路209被启用（即导通）时，创建用于向电子设备递送存储的输入功率的路径。一般而言，同步整流器电路209作为输出整流器来工作，并且电容器C1作为输出滤波器来工作。所得调节的输出电压V_OUT被向电子设备递送。

如先前提到的那样，控制器205生成适当开关驱动脉冲207以控制开关Q1的导通时间和关断时间并且调节输出电压V_OUT。控制器205基于在开关功率变换器200的先前开关周期中的感测的输出电压V_SENSE和感测的初级侧电流I_pri使用返回回路来控制开关Q1以生成用于在包括PWM（脉冲宽度调制）和/或PFM（脉冲频率调制）模式的各种操作模式中在后续开关周期中导通或者关断开关Q1的定时。此外，控制器205可以控制功率变换器200以根据耦合到功率变换器200的电子设备的要求而在CV模式与CC模式之间切换操作。I_SENSE是跨越电阻器R_SNS的电压并且由控制器205用来以跨越感测电阻器R_SNS和地的电压的形式而感测经过初级绕组Np和开关Q1的初级电流I_pri。

输出电压V_OUT被跨越变压器T1的辅助绕组Na来反映，其经由电阻器R₁和R₂所组成的电阻分压器而向控制器205输入作为电压V_SENSE。基于感测的输出电压，控制器205确定在控制器205所运用的PFM、PWM或者任何其它调节模式中开关Q1被导通的时间。

图3是根据一个实施例的同步整流器电路209的电路图。同步整流器电路209包括同步整流器开关Q_SR。在一个实施例中，同步整流器开关Q_SR是取代常规功率变换器100中的二极管D1的MOSFET。然而可以在不同实施例中使用任何类型的开关器件、比如BJT。该同步整流器开关Q_SR将变压器T1的次级绕组Ns的上侧耦合到变换器200的输出并且操作为用于在同步整流器开关Q_SR导通时向电子设备传送在变压器T1中存储的功率的路径。如图3中所示，同步整流器开关Q_SR的源极端子耦合到功率变压器T1的次级绕组的上侧，并且同步整流器开关Q_SR的漏极端子耦合到功率变换器200的输出。同步整流器开关Q_SR的栅极端子如以下将进一步描述的那样耦合到在同步整流器电路209中包括的同步整流器（SR）控制器301。

SR控制器301使用在同步整流器开关Q_SR的每个开关周期期间具有导通时间和关断时间的脉冲的形式的输出驱动信号305来控制同步整流器开关Q_SR的导通状态和关断状态。具体而言，SR控制器301生成输出驱动信号305以在开关Q1导通时在每个开关周期期间关断同步整流器开关Q_SR。当每个开关周期期间同步整流器开关Q_SR关断并且开关Q1导通时，在变压器T1中存储输入功率，因为用于向电子器件传送功率的路径不可用。在一个实施例中，SR控制器301如以下将关于图6进一步描述的那样基于在SR控制器301的管脚V_D所感测的同步整流器开关Q_SR的漏极到源极电压而确定何时关断该同步整流器开关Q_SR。

相反地，SR控制器301生成输出驱动信号305以在每个开关周期期间在开关Q1被关断时导通同步整流器开关Q_SR。在同步整流器开关Q_SR被导通并且开关Q1被关断时，创建用于在同步整流器开关Q_SR导通时向电子设备传送在变压器T1中存储的输入功率的路径。在一个实施例中，SR控制器301如以下将关于图6进一步描述的那样基于在SR控制器301的管脚V_D所感测的同步整流器Q_SR的漏极到源极电压来确定何时导通同步整流器开关Q_SR。

如图3中所示，SR控制器301的电源管脚VCC耦合到在同步整流器电路209中包括的调节器电路303的输出管脚VO。SR控制器301的输出管脚GATE耦合到同步整流器Q_SR的栅极端子。SR控制器301的接地管脚GND耦合到调节器电路303的接地管脚GND。电容器C_de耦合在SR控制器30的GND管脚与VCC管脚之间。电容器C_de如以下将进一步描述的那样对调节器电路303向SR控制器301的VCC管脚提供的偏置电压307滤波以向SR控制器301供电。SR控制器301的输出电压管脚VD耦合到调节器电路303的输入电压管脚V_IN和同步整流器开关Q_SR的漏极端子。

注意在图3中所示实施例中，SR控制器301的GND管脚耦合到同步整流器开关Q_SR的源极端子。因此，用于SR控制器301的接地基准悬空。由于SR控制器301具有悬空的接地基准，所以输出电压V_OUT不能用来向SR控制器301供电，因为难以确定输出电压V_OUT是否充分高而以允许同步整流器开关Q_SR的适当操作的方式来向SR控制器供电。

在一个实施例中，调节器电路303生成用来在功率变换器200的每个开关周期期间对SR控制器301供电的偏置电压307。对于在市场中可用的多数MOSFET，偏置电压307至少为4V以便允许SR控制器301生成用于在每个开关周期期间有效导通该同步整流器开关Q_SR的控制信号305（例如栅极电压）。通过生成用于向SR控制器301供电的偏置电压307，SR控制器301可以贯穿功率变换器200的CC模式和CV模式的整个操作范围而操作该同步整流器开关Q_SR。

如图3中所示，调节器电路303在SR控制器301外部。调节器电路303的输入电压管脚VIN耦合到同步整流器开关Q_SR的漏极端子。因此，调节器电路303接收同步整流器开关Q_SR的漏极电压作为它的供应电压。调节器电路303的输出管脚VO耦合到SR控制器301的VCC管脚。调节器电路303的GND管脚耦合到SR控制器301的GND管脚。

图4图示根据一个实施例的调节器电路303的电路图。具体而言，线性调节器电路用来生成用来向SR控制器301供电的偏置电压307。在另一实施例中，充电泵电路可以用作调节器电路303而不是线性调节器电路。

如图4中所示，调节器电路303包括二极管D2。该二极管D2的正极耦合到开关Q_SR的漏极端子。二极管D2的负极在节点401耦合到电阻器R3和开关Q2的漏极。调节器电路303也包括齐纳二极管Z1。该齐纳二极管Z1的正极耦合到地GND（同步整流器Q_SR的源极端子）和电容器C2的负端。该齐纳二极管Z1的负极在节点403耦合到电阻器R3和开关Q2的栅极端子二者。电容器C2的正端在调节器303的VO管脚耦合到开关Q2的源极端子。

在开关Q1导通并且同步整流器开关QSR被禁用时，同步整流器开关Q_SR的漏极电压为高。二极管D2对漏极电压和流过电阻器R3的电流整流。齐纳二极管Z1对在连结到开关Q2的栅极端子的节点403的电压（例如1.5V）钳位、由此导通开关Q2。在电容器C2中将经过开关Q2生成的电流存储为能量。

在开关Q2被关断时，在电容器C2中存储的能量被释放、由此生成用来向SR控制器301供电的偏置电压307。在偏置电压307大于齐纳二极管Z1的击穿电压与开关Q2的栅极阈值电压的差值时开关Q2被关断。开关Q2也可以在开关Q_SR的漏极电压小于齐纳二极管Z1的击穿电压时（这可以在开关Q1被关断时的持续时间期间发生）被关断。

图5图示SR控制器301的一个备选实施例，在图5中，调节器电路303集成在SR控制器301中而不是如关于图3描述的那样实施为独立部件。图6中所示调节器电路303和SR控制器301执行与关于图3描述的功能相似的功能并且因此省略该描述。

图6图示功率变换器200的波形，这些波形描述同步整流器电路209在功率变换器200的开关周期期间的操作。该波形包括初级侧电流（I_pri）波形、次级侧电流（I_sec）波形、用于开关Q1的驱动信号207波形、用于同步整流器开关Q_SR的驱动信号305波形和同步整流器开关Q_SR的漏极到源极电压（V_DS）波形。在时间T1，由控制器205生成的驱动信号207为高601、由此导通开关Q1。在开关Q1导通时，初级侧电流I_pri上升603直至在时间T2达到峰初级侧电流I_{pri_pk}。在时间T1，同步整流器开关Q_SR如由低605驱动信号305指示的那样关断。

在时间T2，驱动信号207转变为低605、由此关断开关Q1。在时间T1与时间T2之间，同步整流器开关Q_SR的漏极到源极电压（V_DS）在与在变压器T1的次级绕组Ns的电压与输出电压V_OUT之和（即(V_in/n)+V_OUT，其中n是在变压器T1中的绕组数目）对应的电压电平。漏极到源极电压（V_DS）波形的在用于操作SR控制器301而要求的电压V_CC与如下电压电平之间的区域607代表向调节器电路303输入的用于生成偏置电压307的漏极电压，该电压电平对应于在变压器T1的次级绕组的电压与输出V_OUT之和。

在时间T2开关Q1被关断时，次级电流I_sec瞬时达到峰次级电流Isec_pk并且开始随着向电子设备传送在变压器T1中的存储的输入功率而下降609。另外，在时间T2，同步整流器开关Q_SR的漏极到源极电压（V_DS）下降至近似零伏特611。在时间T2，SR控制器301检测同步整流器Q_SR的电压V_DS近似为零伏特611并且作为响应向同步整流器开关Q_SR的栅极端子施加高613驱动信号305以导通同步整流器Q_SR。在同步整流器开关Q_SR的在时间T2与时间T3之间的导通时间期间，次级侧电流I_SEC由于同步整流器开关Q_SR的导通电阻而引起同步整流器开关Q_SR的V_DS电压（在若干毫伏的范围中）。因此，电压V_DS在次级侧电流I_SEC达到近似零安培时迫近零。在时间T3，次级侧电流（I_sec）达到近似零安培615。SR控制器301检测同步整流器开关Q_SR的电压V_DS近似为零伏特611并且作为响应向同步整流器开关Q_SR的栅极端子施加低619驱动信号305以关断该同步整流器开关Q_SR。在T3之后，电压V_DS开始由功率状态201的寄生电容和变压器T1的电感所引起的激振（ring）617。

图7是根据一个实施例的回扫开关功率变换器700的电路图。该功率变换器700包括与图2中所示实施例的部件相似的部件。因此，省略功率变换器700的相似元件的描述。然而在图7中所示功率变换器700中，与图2中所示的耦合到变压器T1的次级绕组Ns的上侧的同步整流器209对照，注意该同步整流器电路701耦合到变压器T1的次级绕组Ns的下侧。

图8是根据一个实施例的同步整流器电路701的电路图。同步整流器电路701包括同步整流器开关Q_SR。同步整流器开关Q_SR的漏极耦合到功率变压器T1的次级绕组的下侧，并且同步整流器开关Q_SR的源极端子耦合到地。该同步整流器701也包括各自执行与关于图3描述的功能相似的功能的SR控制器301和调节器电路303。注意在SR控制器301输出用于导通同步整流器开关Q_SR的驱动信号305时，功率变压器T1的次级绕组Ns的下侧耦合到地、由此完成功率变换器700的输出级203的电路以允许向电子设备递送存储的输入功率。在同步整流器开关Q_SR关断时，功率变压器T1的次级绕组Ns的下侧悬空从而导致开路，这防止向电子设备递送存储的输入功率。

在图8中所示实施例中，SR控制器301的GND管脚和调节器电路303耦合到地。如以下将描述的那样，由于用于SR控制器301和调节器电路303的接地基准是接地，所以输出电压V_OUT可以用来向SR控制器301供电。另外，SR控制器301的VCC管脚如以下将进一步描述的那样耦合到输出电压V_OUT和调节器电路303的输出管脚二者。

在一个实施例中，同步整流器电路701包括检测器801。该检测器801启用调节器电路303或者禁用调节器电路303以免生成在功率变换器700的每个开关周期期间向SR控制器301供电的偏置电压307。在一个实施例中，检测器801基于由二极管D3整流的功率变换器700的输出电压V_OUT来启用或者禁用调节器电路303。该检测器801接收输出电压V_OUT并且基于输出电压V_OUT的量值来检测输出电压V_OUT是否可以用作为用于向SR控制器301供电的偏置电压。

在一个实施例中，检测器801比较输出电压V_OUT与基准电压。基准电压可以是为了向SR控制器301供电而要求的最小偏置电压。如果输出电压V_OUT小于基准电压，则检测器801发送信号EN以启用调节器电路303以生成向SR控制器301的VCC管脚发送的偏置电压307。虽然SR控制器301的VCC管脚也经由二极管D3连结到V_OUT，但是偏置电压307大于输出电压V_OUT、由此超越在SR控制器301的VCC管脚感测的输出电压V_OUT。二极管D3在这一条件下反向偏置以避免从VCC向V_OUT的电流流动。

如果输出电压V_OUT大于基准电压，则它可以用来向SR控制器301供电。在输出电压V_OUT大于基准电压时，在一个实施例中，检测器801发送禁用信号以禁用调节器电路303以免生成偏置电压307。SR控制器301使用耦合到VCC管脚的输出电压V_OUT以向SR控制器301供电。耦合到调节器电路303的VO管脚和SR控制器301的VCC管脚的二极管D4防止电流流向调节器电路303的VO管脚。通过在输出电压V_OUT足以向SR控制器301供电时禁用调节器电路303，调节器电路303的传导损耗被消除从而造成功率变换器700的更高效率。

图9是根据一个实施例的检测器801的电路图。检测器801包括比较器901。该比较器901由二极管D5输出的整流的输出电压来供电。比较器901的输入经由包括电阻器R4和R5的电阻分压器而耦合到输出电压V_OUT。具体而言，比较器901的输入是代表输出电压V_OUT的电压V1。比较器901的另一输入耦合到基准电压Vref。如先前提到的那样，基准电压Vref可以代表用于向SR控制器301供电要求的最小偏置电压。

比较器901将电压V1与基准电压Vref比较。如果电压小于基准电压Vref，则因为输出电压V_OUT不足以用于向SR控制器301供电，所以检测器801输出启用信号EN以启用调节器电路303以生成用来向SR控制器301供电的偏置电压307。然而如果电压V1大于基准电压Vref，则因为输出电压V_OUT足以用于向SR控制器301供电，所以检测器输出禁用信号以禁用调节器电路303。因此，SR控制器301被直接从功率变换器700的输出电压V_OUT供电。

图10是在功率变换器700中包括的SR控制器301的备选实施例的电路图。在图10中所示实施例中，检测器801和调节电路303集成到SR控制器301中。检测器801和调节电路303执行与关于图8和图9描述的功能相似的功能。在一个实施例中，SR控制器301还包括门逻辑1000。该门逻辑1000如上文先前描述的那样向同步整流器Q_SR的栅极端子输出驱动信号305以导通该同步整流器Q_SR。

调节电路303在调节电路303的VCC管脚接收同步整流器开关Q_SR的漏极电压V_D。调节电路303还在管脚VO接收变换器700的输出电压V_OUT作为输入并且在管脚EN接收启用信号EN（或者禁用信号以启用调节电路303以生成用于向SR控制器301供电的偏置电压。

如果检测器801确定输出电压V_OUT小于基准电压Vref，则检测器801如图10中所示向调节电路303的EN管脚输出启用信号EN。该启用信号EN启用调节电路303以生成用于向SR控制器301供电的偏置电压。对照而言，如果检测器801确定输出电压V_OUT大于基准电压Vref，则检测器向调节器电路303的EN管脚输出禁用信号由此禁用调节电路303。输出电压V_OUT可以由调节电路303直接用来在调节电路303被禁用时向SR控制器301供电。

当阅读本公开，本领域技术人员将理解还有的其他的替代设计用于向SR控制器供电以跨越CC模式和CV模式的操作范围而提供同步整流。因此，尽管已经示例说明和描述了具体实施例和应用，将理解这里讨论的实施例不限于此处公开的确切构造和部件，并且在不偏离本发明精神和范围的情况下，对于本领域技术人员很明显可以在此处公开的本发明的方法和设备的布置、操作和细节中做出各种修改，改变和变化。

Claims

1.一种开关功率变换器，包括：

变压器，包括耦合到输入电压端子的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的输出的次级绕组；

开关，耦合到所述变压器的所述初级绕组，经过所述初级绕组的电流在所述开关被导通时生成并且在所述开关被关断时不生成；

第一控制器，被配置用于生成用于在所述开关的每个开关周期导通或者关断所述开关的第一控制信号；

同步整流器开关，耦合到所述变压器的所述次级绕组，在所述同步整流器开关被导通时向所述开关功率变换器的所述输出递送功率，并且在所述同步整流器开关被关断时不向所述开关功率变换器的所述输出递送功率；

第二控制器，耦合到所述开关功率变换器的输出电压端子并且被配置用于生成用于在所述同步整流器开关的每个开关周期导通或者关断所述同步整流器开关的第二控制信号；以及

调节器电路，被配置用于如果所述开关功率变换器的所述输出电压小于阈值电压则向所述第二控制器供电。

2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述调节器电路被配置用于如果所述开关功率变换器的所述输出电压小于所述阈值电压则通过生成用于向所述第二控制器供电的偏置电压来向所述第二控制器供电。

3.根据权利要求1所述的开关功率变换器，还包括：

检测器电路，被配置用于确定所述开关功率变换器的所述输出电压小于所述阈值电压或者大于所述阈值电压；

其中所述检测器电路还被配置用于如果所述开关功率变换器的所述输出电压大于所述阈值电压则禁用所述调节器电路以免向所述第二控制器供电；并且

其中如果所述调节器电路被禁用，则使用所述开关功率变换器的所述输出电压来向所述第二控制器供电。

4.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述变压器的所述次级绕组包括第一端和第二端，其中所述同步整流器开关耦合在所述第二端与地之间。

5.根据权利要求4所述的开关功率变换器，其中所述同步整流器开关在所述同步整流器开关被导通时将所述次级绕组的所述第二端耦合到地并且在所述同步整流器开关被关断时将所述次级绕组的所述第二端从地去耦合。

6.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述调节器电路集成在所述第二控制器中。

7.根据权利要求3所述的开关功率变换器，其中所述调节器电路和所述检测器电路集成在所述第二控制器中。

8.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述调节器电路是线性调节器电路或者充电泵电路。

9.一种开关功率变换器，包括：

第一控制器，被配置用于生成用于在所述开关的多个开关周期中的每个开关周期导通或者关断所述开关的第一控制信号；

同步整流器开关，耦合到所述变压器的所述次级绕组和所述开关功率变换器的所述输出，在所述同步整流器开关被导通时向所述开关功率变换器的所述输出递送功率，并且在所述同步整流器开关被关断时不向所述开关功率变换器的所述输出递送功率；

第二控制器，被配置用于生成用于在所述同步整流器开关的多个开关周期中的每个开关周期导通或者关断所述同步整流器开关的第二控制信号；以及

调节器电路，耦合到所述第二控制器，所述调节器电路被配置用于在所述同步整流器开关的所述多个开关周期中的每个开关周期期间向所述第二控制器供电。

10.根据权利要求9所述的开关功率变换器，其中所述调节器电路被配置用于通过在所述开关的所述多个开关周期中的每个开关周期期间生成用于向所述第二控制器供电的偏置电压来向所述第二控制器供电。

11.根据权利要求9所述的开关功率变换器，其中所述变压器的所述次级绕组包括第一端和第二端，其中所述同步整流器开关耦合在所述开关功率变换器的所述输出与所述第一端之间。

12.根据权利要求9所述的开关功率变换器，其中所述调节器电路集成在所述第二控制器中。

13.根据权利要求9所述的开关功率变换器，其中所述调节器电路是线性调节器电路或者充电泵电路。

14.一种在第二控制器中控制开关功率变换器的方法，所述开关功率变换器包括：变压器，包括耦合到输入电压端子的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的输出的次级绕组；开关，耦合到所述变压器的所述初级绕组，经过所述初级绕组的电流在所述开关被导通时生成并且在所述开关被关断时不生成，所述开关功率变换器还包括：第一控制器，被配置用于生成用于在所述开关的每个开关周期导通或者关断所述开关的第一控制信号，耦合到所述变压器的所述次级绕组的同步整流器开关，所述开关功率变换器还包括耦合到所述开关功率变换器的输出电压端子的所述第二控制器，并且所述开关功率变换器还包括耦合到所述第二控制器的调节器电路，所述方法包括：

从所述调节器电路接收向所述第二控制器供电的信号，如果所述开关功率变换器的所述输出电压小于阈值电压则所述信号被接收；以及

生成用于在所述同步整流器开关的每个开关周期导通或者关断所述同步整流器开关的第二控制信号，在所述同步整流器开关被导通时向所述开关功率变换器的所述输出递送功率，并且在所述同步整流器开关被关断时不向所述开关功率变换器的所述输出递送功率。

15.根据权利要求14所述的方法，还包括：

如果所述开关功率变换器的所述输出电压小于所述阈值电压，则生成用于向所述第二控制器供电的偏置电压。

16.根据权利要求14所述的方法，还包括：

确定所述开关功率变换器的所述输出电压小于所述阈值电压或者大于所述阈值电压；以及

如果所述开关功率变换器的所述输出电压大于所述阈值电压则禁用所述调节器电路以免向所述第二控制器供电；

17.一种在第二控制器中控制开关功率变换器的方法，所述开关功率变换器包括：变压器，包括耦合到所述开关功率变换器的输入电压端子的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的输出的次级绕组；开关，耦合到所述变压器的所述初级绕组，经过所述初级绕组的电流在所述开关被导通时生成并且在所述开关被关断时不生成，所述开关功率变换器还包括：第一控制器，被配置用于生成用于在所述开关的多个开关周期中的每个开关周期导通或者关断所述开关的第一控制信号，耦合到所述变压器的所述次级绕组的同步整流器开关，所述开关功率变换器还包括所述第二控制器，并且所述开关功率变换器还包括耦合到所述第二控制器的调节器电路，所述方法包括：

从所述调节器电路接收向所述第二控制器供电的信号，在所述同步整流器开关的所述多个开关周期中的每个开关周期期间所述信号被接收；以及

生成用于在所述同步整流器开关的多个开关周期中的每个开关周期导通或者关断所述同步整流器开关的第二控制信号，在所述同步整流器开关被导通时向所述开关功率变换器的所述输出递送功率，并且在所述同步整流器开关被关断时不向所述开关功率变换器的所述输出递送功率。

18.根据权利要求17所述的方法，还包括：

生成用于在所述开关的所述多个开关周期中的每个开关周期期间向所述第二控制器供电的偏置电压。