CN102265233B - 基于初级侧自适应数字控制驱动bjt的用于开关电源变换器的控制器 - Google Patents

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Abstract

AC/DC反激开关电源变换器的控制器使用自适应数字控制方案来基于初级侧反馈控制BJT功率开关的开关操作，以调节次级侧恒定输出电压和电流，而不使用输入线路电压。在以PWM，PFM和/或多个PWM模式和PFM模式的组合工作的恒定电压模式和恒定电流模式中都基于感测的初级侧电流而不是输入线路电压实现逐个开关周期地对峰值电流的控制和限制。控制器不需要独立的管脚和ADC电路来感测输入线路电压。控制器IC直接驱动BJT基极，基于负载变化逐个周期动态调节BJT基极电流幅度。

Description

基于初级侧自适应数字控制驱动BJT的用于开关电源变换器的控制器
技术领域
本发明涉及驱动BJT(双极结晶体管)开关的用于开关电源变换器的控制器。
背景技术
同时实现低成本和高性能是设计低功耗AC/DC电源中的挑战。与传统次级侧反馈开关电源相比，初级侧反馈开关电源变换器通过去除诸如光电耦合器和输出电流感测电阻器的部件而提供很大的成本节约并增强可靠性。然而，初级侧反馈开关电源变换器中使用的传统控制器IC(集成电路)经常使用输入线路电压作为控制开关电源变换器的操作来进行输出电压调节的参数。因此，这些传统电源控制器IC通常具有Vin管脚来感测由整流器电路整流的瞬时线路电压(输入电压)，这向控制器IC增加了额外的管脚。此外，感测线路电压也需要模数转换器(ADC)和其相关电路，用于将模拟输入电压转换成数字控制器IC可以使用的数字值；控制器IC内部的控制逻辑；以及控制器IC外部的电阻性分压器，用于采样和馈送线路电压信息给Vin管脚。这样的额外管脚和额外电路增加了控制器IC的芯片尺寸和制造成本。
同时，使用BJT作为开关电源中的功率开关有若干优点，包括比功率MOSFET更低的成本，更小的EMI(电磁干扰)噪声，以及去除用于2到3瓦的低功耗设计的昂贵的并且有损耗的缓冲器电路。然而，为了实现包括高效率的高性能，BJT的驱动器设计更具有挑战性并且更复杂。
发明内容
本发明的实施方式包括AC/DC反激开关电源变换器的控制器，其使用自适应数字控制方案来基于初级侧反馈控制BJT功率开关的开关操作，以调节次级侧恒定输出电压和电流，而不使用输入线路电压。在反激开关电源变换器的恒定电压操作模式和恒定电流操作模式中都借助于自适应数字控制，基于感测的初级侧电流而不是输入线路电压实现逐个开关周期的峰值电流控制和限制。因此，控制器不需要独立的管脚和ADC电路来感测输入线路电压。结果，控制器的芯片尺寸和成本可以显著降低。
在一个实施方式中，开关电源变换器包括：变压器，耦合在输入电压和开关电源变换器的输出之间，变压器包括耦合到输入电压的初级绕组和耦合到开关电源变换器的输出的次级绕组；开关，耦合到变压器的初级绕组，当开关接通时产生流过初级绕组的电流，当开关断开时不产生流过初级绕组的电流；以及控制器，配置为产生接通或断开开关的控制信号，开关响应于控制信号处于第一状态而被接通，并且开关响应于控制信号处于第二状态而被断开。控制器配置为，响应于指示变压器初级绕组的电流超过开关的峰值电流开关的峰值电流阈值的感测的信号，产生第二状态的控制信号来断开开关。控制器不接收或使用输入线路电压的幅度来调节开关电源变换器的输出电压或者输出电流。控制器是不包括用于在开关电源变换器的常规操作期间接收开关电源变换器的输入电压的独立管脚的集成电路芯片。
在一个实施方式中，开关是双极结晶体管(BJT)开关，并且控制器直接驱动BJT的基极端子，基于负载变化实时地逐开关周期动态调节BJT基极电流幅度。这是为了确保BJT总是在最佳开关条件下工作。在恒定电压(CV)和恒定电流(CC)操作中，控制器都可以使用脉宽调制(PWM)，脉冲频率调制(PFM)和/或PWM模式和PFM模式的组合来控制开关频率。
说明书中描述的特征和优点并非包括了全部的，并且特别是在阅读附图和说明书之后很多额外的特征和优点对于本领域技术人员是明显的。此外，应当理解，说明书中使用的语言主要是为了可读性和教导性的目的而选择的，并且可能不是为了勾画或者限定发明主题而选择的。
附图说明
通过结合附图考虑下列详细描述，可以容易理解本发明实施方式的教导。
图1示出根据本发明一个实施方式的AC到DC反激开关电源变换器。
图2A示出根据本发明一个实施方式的AC到DC反激开关电源变换器的控制器IC的管脚说明。
图2B更详细示出根据本发明一个实施方式的AC到DC反激开关电源变换器的控制器IC的内部电路。
图2C示出根据本发明一个实施方式的AC到DC反激开关电源变换器的控制器IC的数字逻辑控制块内部的电路的示例。
图3示出图1的反激开关电源变换器的工作波形。
具体实施方式
附图和下面的描述仅通过示例涉及本发明的优选实施方式。应当注意，通过下面的讨论，将很容易认识到此处公开的结构和方法的替代实施方式，作为在不偏离本发明的原理的情况下可以采用的可行的替代。
现在将详细参考本发明的若干实施方式，其示例示出于附图中。注意在任何可行的地方，附图中可能使用类似或者相同的附图标记，并且可能指示类似或者相同的功能性。附图仅为示例的目的描绘了本发明的实施方式。本领域技术人员从下面的描述将容易理解此处示例的结构和方法的替代实施方式可以在不偏离此处描述的本发明的原理的情况下采用。
根据本发明的各种实施方式，AC/DC反激开关电源变换器的控制器使用自适应数字控制方案来基于初级侧反馈控制反激电源变换器的BJT开关的开关操作，以调节次级侧恒定输出电压和电流，而不使用输入线路电压。在开关电源变换器的恒定电压操作模式和恒定电流操作模式中都借助于自适应数字控制，基于感测的初级侧电流而不是输入线路电压实现逐个开关周期的峰值电流控制和限制。因此，控制器IC不需要独立的管脚和ADC电路来感测输入线路电压。
图1示出根据本发明一个实施方式的AC到DC反激开关电源变换器。电源变换器100包括三个主要部分，即，前端，功率级，以及次级。前端104在节点L，N连接到AC电压源(未示出)，并且包括由电感器L1，电阻器R1，F1，二极管D1，D2，D3，D4，和电容器C2构成的桥型整流器。节点105处的经过整流的输入线路电压经由电阻器R10和R11输入到控制器IC 102的电源电压管脚Vcc(管脚1)。节点105处的线路电压还耦合到功率变压器T1-A的初级绕组106。电容器C5从到电源电压管脚Vcc(管脚1)的经整流的线路电压输入去除高频噪声。前端部分在节点105的输出是未经调节的DC输入电压。注意电源电压管脚Vcc(管脚1)接收节点105处的经整流的输入线路电压仅用作在IC控制器102的启动阶段的对控制器IC 102的电源电压(Vcc)。如下面将更详细讨论的，Vcc管脚(管脚1)处的节点105处的经整流的输入线路电压并未由控制器IC 102分别在恒定电压操作模式和恒定电流操作模式中在确定输入线路电压的幅度以便调节次级侧恒定输出电压Vout和输出电流Iout中使用。
功率级由功率变压器T1-A，BJT功率开关Q1，以及控制器IC 102构成。功率变压器T1-A包括初级绕组106，次级绕组107，以及辅助绕组108。控制器IC 102通过经由从控制器IC 102的输出管脚(管脚5)输出的控制信号110控制BJT功率开关Q1的开和关状态，维持输出调节。控制信号110驱动BJT功率开关Q1的基极(B)。BJT功率开关Q1的集电极(C)连接到初级绕组106，而BJT功率开关Q1的发射极(E)连接到控制器IC 102的ISENSE管脚(管脚4)并经由电阻器R12接地。ISENSE管脚(管脚4)以跨感测电阻器R12的电压的形式感测流过初级绕组106和BJT开关Q1的电流。控制器IC 102可以采用多种调制技术中的任何一种和/或它们的组合来控制BJT功率开关110的开和关状态以及占空比，以及BJT开关110的基极电流的幅度，所述多种调制技术诸如脉宽调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)。控制器IC 102的GND管脚(管脚2)接地。
在开关电源中使用BJT作为功率开关有几个优点。首先，BJT通常具有比功率MOSFET更低的成本，特别是对于高电压额定。同时，BJT通常在开关期间具有较低的电压或电流变化率(即dv/dt和di/dt)，允许更简单的EMI(电磁干扰)设计。另外，BJT通常具有缓慢的关断速度，因此不需要为2-3瓦的低功耗设计使用缓冲器，降低了开关电源中的部件数量和BOM(物料清单)成本，以及消除了与缓冲器电路相关的功率损失。另外，BJT开关将是控制器IC 102外部的分立部件，提供了广泛的部件选择，具有实现开关电源变换器100中较低的总体BOM成本的可能性。然而，由于BJT是电流驱动器件，设计用于驱动开关电源100中使用的BJT的驱动器更有挑战性并且更复杂。另外，有不同类型的BJT驱动电路拓扑结构。与控制器IC 102一起使用基极驱动拓扑结构，这带来了比其他BJT驱动拓扑结构甚至更低的dv/dt(电压变化)和EMI噪声。
次级由作为输出整流器工作的二极管D6和作为输出滤波器工作的电容器C10构成。得到的节点109处的经调节的输出电压Vout被传送到负载(未示出)。电阻器R14是前负载，其通常用于在反激开关电源变换器100的无负载条件下稳定输出。另外，ESD放电间隙(ESD1)耦合在初级绕组106和二极管D6的阴极之间。
节点109处的输出电压Vout在节点120处被反射跨辅助绕组108，其经由电阻器R3和R4构成的电阻性分压器被输入控制器IC102的VSENSE管脚(管脚3)。另外，尽管控制器IC 102在启动时由线路电压105供电，控制器IC 102在启动之后以及在常规操作中由跨辅助绕组108的电压供电。因此，二极管D5和电阻器R2形成整流器，用于对跨辅助绕组108的电压进行整流，以用作在启动之后在常规操作期间对控制器IC 102的Vcc管脚(管脚1)的电源电压输入。因此，电源电压管脚Vcc管脚(管脚1)在启动之后不接收线路电压105，并且控制器IC 102不使用线路电压105上的信息来调节输出电压或输出电流。电容器C9用于在启动时保持来自节点105处的线路电压的功率，或者在启动之后在开关周期之间保持来自跨辅助绕组108的电压的功率。
图2A示出根据本发明一个实施方式的AC到DC反激开关电源变换器的控制器IC的管脚说明。在一个实施方式中，控制器IC 102是5个管脚的IC。管脚1(Vcc)是用于接收电源电压的电源输入管脚，管脚2(GND)是地管脚，管脚3(Vsense)是模拟输入管脚，配置为以模拟电压的形式感测反激开关电源变换器的初级侧电流，用于逐个周期的峰值电流控制和限制。管脚5(输出)是输出管脚，其输出基极驱动信号110以控制BJT功率开关Q1的接通时间以及断开时间，以及BJT开关Q1的基极电流的幅度。电源电压管脚Vcc(管脚1)接收节点105处的经整流的输入线路电压仅用作在IC控制器102的启动阶段的对控制器IC 102的电源电压(Vcc)。电源电压(Vcc)管脚(管脚1)处的电压并未由控制器IC 102分别在恒定电压操作模式和恒定电流操作模式中在确定输入线路电压的幅度以便调节次级侧恒定输出电压和输出电流中使用。
注意开关控制器102不包括Vin管脚来感测输入线路电压(或者Rin管脚，其通常被包括来连接电阻器以便感测输入线路电压)，以便使用感测的输入电路电压来调节开关电源变换器100的输出电压或者输出电流。开关控制器102配置用于使用来自管脚5(输出)的输出控制信号管理BJT功率开关Q1的基极驱动。另外，开关控制器IC 102不具有IBC管脚，该IBC管脚是驱动BJT功率开关的传统电源控制器IC中通常需要的以便设置最大BJT基极电流。IBC管脚在图1的开关电源100中不是必要的，因为其特别设计用于低功耗AC/DC应用，其中最大初级电流在一定的预定义范围内，这使得最大BJT基极电流的外部调节不必要。去除IBC管脚还带来了简化内部BJT基极驱动器设计的可能性。
图2B更详细示出根据本发明一个实施方式的AC到DC反激开关电源变换器的控制器IC的内部电路。控制器IC 102接收模拟参数比如管脚3处的Vsense电压和管脚4处的Isense电压，但是使用数字电路和数字状态机自适应地处理这些参数，以生成管脚5(输出)处适当的基极驱动信号。控制器IC 102包括若干主要电路块，包括启动块210，信号条件块202，数字逻辑控制块204，数模转换器(DAC)220，接通逻辑块206，断开逻辑块208，SR触发器212，Ipeak比较器218，过电流保护(OCP)比较器216，以及BJT基极驱动器214。控制器IC 102借助于自适应数字初级侧反馈控制调节开关电源100的输出电压Vout和输出电流Iout。在Isense管脚(管脚4)感测初级侧电流允许CV(恒定电压)模式和CC(恒定电流)模式中的逐个周期的峰值电流控制和限制，以及对变压器T1-A的磁化电感Lm敏感的精确的恒定电流(输出电流Iout)控制。在Vsense管脚(管脚3)感测被反射跨辅助绕组108的输出电压Vout允许精确的输出电压调节。
控制器102使得开关电源100在真实的峰值电流模式工作。更具体地，在加电之后，当电源电压Vcc电压被累积到高于预定上电复位(POR)阈值的电压时，从启动块210生成使能信号。使能信号被发送到数字逻辑控制块204，其启动接通命令。作为响应，接通逻辑块206设置SR触发器212，使得BJT基极电流生成器214生成通过输出管脚(管脚5)的基极驱动电流110来接通BJT功率开关Q1。控制器IC 102接着通过Vsense管脚(管脚3)接收反射在辅助绕组108上的关于输出电压Vout的反馈信息。
信号条件块202接收Vsense电压并生成各种电压和电流反馈参数供数字逻辑控制块204使用。信号条件块202生成各种电压反馈信息，诸如数字反馈电压值VFB。VFB是代表在每个开关周期中在变压器复位时间的结束处采样的Vsense电压的数字值，其被缩放到可比较的等级以便与参考电压VREF比较。VREF也是数字值，其代表开关电源变换器的目标调节输出电压(例如5V)，其根据次级绕组107和辅助绕组108之间的匝数比和电阻性分压器(R3/(R3+R4))被缩放到较低值(例如1.538V)。因此，参考电压VREF的具体值根据开关电源变换器的目标调节输出电压来确定。对于电流反馈，信号条件块202基于在管脚3采样的Vsense电压导出次级电流定时信息，比如Tp(开关电源变换器100的开关周期的开关时间)以及Trst(变压器复位时间)，并将这样的次级定时信息提供给数字逻辑控制块204。包括VFB，Tp和Trst的电压反馈值和电流反馈值可以使用多种传统技术之一确定。
图2C示出使用信号条件块202提供的电压和电流反馈参数来生成控制电压Vc的数字逻辑控制块204内部的电路的示例。在数字逻辑控制块204内部的是确定数字电压反馈值VFB和数字参考电压VREF之间的差异的数字误差生成器228。得到的数字误差信号230被输入P-I函数(比例积分函数)240，其由积分器232和比例块234构成。积分器232在预定数量的开关周期上积分数字误差信号230，其输出在加法器236中被添加到数字误差信号230的经过缩放的值(由比例块234中的系数Kp缩放)，以产生控制电压Vc 236。控制电压Vc 236指示电源负荷的程度，即每个开关周期有多少能量被传递到负载以便维持要求的输出电压，使得数字误差信号230维持零。一般，高控制电压Vc指示输出电流低于所期望并且应当被增加。尽管图2C示出生成控制电压Vc的数字实施，但是可以使用其他模拟实施来生成反映电源负荷程度的类似参数。
再次参考图2B，使用控制电压Vc和Tp和Trst信息来计算Vipk的适当数字值219，其将用作峰值电流模式开关的峰值阈值。如果误差信号230指示输出电压Vout低于所期望，则P-I函数240将增加控制电压Vc，使得BJT开关Q1的接通时间增加并从而每个开关周期传递更多的能量给负载以维持要求的输出调节电压。如果误差信号230指示输出电压Vout高于期望，则P-I函数240将减小控制电压Vc，使得BJT开关Q1的接通时间减少并从而每个开关周期传递更少的能量给负载以维持要求的输出调节电压。另外，数字逻辑控制块204包括数字状态机(未示出)，其确定开关电源100应当工作的正确工作模式。该数字状态机自适应地选择脉冲宽度调制(PWM)或者脉冲频率调制(PFM)来控制开关频率，并且自适应地选择恒定电压(CV)模式或者恒定电流(CC)模式用于输出调节。在所选工作模式(PWM或PFM，以及CV模式或CC模式)使用Vc、Tp、Trst，数字逻辑控制块204生成适当的数字输入信号219，其被转换成用于峰值电流模式开关的模拟峰值电流模式阈值电压Vipk。Vipk被输入到比较器218并与Isense电压比较，Isense电压指示了开关电源变换器100中流过BJT功率开关Q1的初级侧电流。一旦Isense管脚电压达到峰值电流模式阈值电压Vipk，比较器218的输出Ipeak被设定为高，使得断开块208复位SR触发器212。作为响应，BJT基极驱动电流214断开BJT功率开关Q1。
数字逻辑控制块204基于所选择的PWM模式或者PFM模式确定何时接通BJT功率开关Q1。不是遍及整个工作范围输出恒定幅度的基极电流，控制器IC 102基于负载改变实时地逐个开关周期动态调节BJT基极电流110的幅度。该动态BJT基极电流控制通过数字逻辑控制块204来实现。基于确定的峰值电流阈值Vipk信息，数字逻辑控制块204可以预测最大BJT集电极电流(因为Isense被限制到Vipk)，并确定BJT功率开关Q1中需要多少基极电流，而不进入过驱动或者驱动不足状况。连同Tp，Trst定时信息和确定的基极电流信息，数字逻辑控制块204可以用动态基极驱动控制接通BJT功率开关Q1。以这种方式，BJT开关Q1在整个电源工作范围内以最佳开关条件工作，产生低开关和传导损耗，因此产生高效率。在BJT开关Q1接通并且变压器初级电流被建立之后，Isense管脚电压增加，因为感测电阻器R12(见图1)从BJT Q1发射极连接到地，并且该发射极连接到Isense管脚。如上所解释的，一旦Isense管脚电压达到阈值电压Vipk，BJT基极驱动器214断开BJT功率开关。因此，通过设定阈值电压Vipk，数字逻辑控制块204也通过峰值电流模式开关控制BJT功率开关Q1的断开。
为了安全和可靠性，控制器IC 102还包括过电流保护(OCP)比较器216。一旦Isense管脚电压达到OCP阈值(例如在图2B的示例中为1.1V)，比较器216的输出Vocp被设定到高，引起断开块208复位SR触发器212。作为响应，BJT基极驱动器214断开BJT功率开关Q1。因此，不管开关电源100工作在什么工作条件或者工作模式下，BJT基极驱动器214为了安全原因被直接断开。也可以在控制器102中提供其他安全措施，诸如在电阻器R12短路的情况下保护电源100的机构，或者当故障发生时断开BJT基极驱动器214的机构，在此未示出。
如图2B中所示，控制器102借助于自适应数字控制，基于Isense管脚电压实现开关电源变换器100中的峰值电流模式开关，而不独立地感测输入线路电压Vin。换言之，根据本发明的控制器102使用Isense管脚电压作为输入线路电压Vin的指标。这是可能的，因为流过开关Q1的初级电流Ip(由Isense电压代表)的增加的斜率基本上通过关系Vin＝Lm(dIp/dt)与输入线路电压成比例，其中Lm是变压器T1-A的初级绕组106的磁化电感。控制器102在CV模式中使用Isense电压(代表初级电流Ip)作为线路电压Vin的指标。控制器102还可以在CC模式中使用Isense电压(代表初级电流Ip)来维持从开关电源变换器100的恒定经调节的输出电流，例如如美国专利第7,443,700号中说明的，该专利于2008年10月28号颁发给Yan等人，并且转让给iWatt公司，其通过引用以其整体并入于此。
因为线路电压Vin在控制器IC 102中不是必要的，本发明的控制器102中不需要通常在常规电源控制器IC中找到的Vin和Rin管脚。另外，控制器IC 102不需要ADC电路来将输入线路电压转换到数字值，或者与感测Vin线路电压关联的其他电路。这带来了芯片尺寸和制造控制器IC 102的成本的很大节约。
图3示出图1的反激开关电源变换器的工作波形。结合图1参考图3，控制器102输出控制信号110(输出，以电流形式)，其定义了BJT功率开关Q1的接通和断开状态，以及BJT功率开关Q1的基极电流的幅度。流过BJT功率开关Q1和初级绕组106的初级电流Ip表示为电压Isense 304。当控制信号110为高并且从而功率开关Q1处于接通状态，初级电流(由Isense代表)304斜升。初级电流(Isense)304斜升的速率主要基于节点105处的输入线路电压以及初级绕组106的磁化电感Lm。当功率开关Q1处于接通状态，输出整流器二极管D6反向偏置，因此Vsense电压306(代表输出电压Vout)为零并且输出电流(次级电流)Iout 308也等于0A。因此，尽管功率开关Q1处于接通状态，能量存储在功率变压器T1-A中而不传递到输出处的负载。
当初级电流(Isense)304达到峰值电流模式阈值Vipk，控制信号110变为0伏特(低)并且功率开关Q1被切换到关断状态。结果，输出整流器二极管D6变成正向偏置，并且存储在功率变压器T-1A中的能量基于初级绕组106和次级绕组107之间的匝数比被传送到功率变压器T-1A的次级侧。当存储在功率变压器T-1A中的能量被传送到次级，次级电流Iout 308尖峰升高并且接着开始缓慢地斜变降低。类似地，Vsense电压306也尖峰升高并且接着开始缓慢地斜变降低。当存储在功率变压器T-1A中的所有能量被传送到次级，次级电流Iout 308变为等于0A，该点也称为变压器复位点312。时间段Trst也称为变压器复位时间。注意反馈电压VFB(上面参照图2C解释)在变压器复位点312从Vsense采样，如图3所示。如果功率开关Q1在变压器复位点312之后保持在断开状态，Vsense电压表现出高频振铃，一般在电压振铃期间310内发生，振铃的振幅随时间衰减。接着，控制器IC 102将基于所选的工作模式(PWM或PFM，以及CV模式或CC模式)确定功率开关Q1的下一接通时间，并生成高输出控制信号110来为下一开关周期接通功率开关Q1，并且在下一开关周期以及后续的开关周期重复上述操作。
本发明的控制器的系统结构使得能够构造具有低成本的初级反馈数字控制器，而仍然实现高性能。控制器IC 102中仅需要5个管脚，去除了输入线路电压并且配置用于BJT功率开关的直接基极驱动，从而降低了制造控制器IC的成本。使用BJT开关Q1不仅降低了功率器件成本，还简化了EMI滤波器设计并为低功率电源设计去除了昂贵并且有损耗的缓冲器电路。如图1所示，2到3瓦范围内的整个电源可以仅用23个部件来构造，大大降低了构造整个开关电源的成本。同时，动态BJT基极电流控制和PWM、PFM以及它们的适当组合的操作实现了高性能，其包括高效率和低EMI。
当阅读本公开，本领域技术人员将理解还有的其他的开关电源变换器的替代设计。例如，图1的电源应用电路，图2A中的管脚名称，以及图2B中的内部电路仅为示例目的而提供并且可以被修改。因此，尽管已经示例说明和描述了本发明的特定实施方式和应用，将理解本发明不限于此处公开的确切构造和部件，并且在不偏离本发明精神和范围的情况下，对于本领域技术人员很明显可以在此处公开的本发明的方法和设备的布置、操作和细节中做出各种修改，改变和变化。

Claims (18)

1.一种开关电源变换器，包括：
变压器，耦合在输入电压和所述开关电源变换器的输出之间，所述变压器包括耦合到所述输入电压的初级绕组和耦合到所述开关电源变换器的输出的次级绕组；
开关，耦合到所述变压器的初级绕组，当所述开关接通时产生流过所述初级绕组的电流，当所述开关断开时不产生流过所述初级绕组的电流；以及
控制器，配置为产生接通或断开所述开关的控制信号，所述开关响应于处于第一状态的所述控制信号而被接通，并且开关响应于处于第二状态的所述控制信号而被断开，
其中所述控制器还配置为，响应于指示流过所述初级侧绕组的电流超过所述开关电源变换器的峰值电流开关的峰值电流阈值的感测的信号，产生第二状态的控制信号来断开所述开关，其中指示通过所述初级绕组的电流的感测的信号的增加的斜率基本上与对开关电源变换器的输入电压成比例并且是所述输入电压的指标；以及
其中所述控制器是不包括用于在所述开关电源变换器的常规操作期间接收所述开关电源变换器的输入电压的独立管脚的集成电路芯片；以及
其中所述控制器不从所述集成电路芯片的任何管脚接收所述输入电压的幅度，而是使用所感测的信号的增加的斜率来调节所述开关电源变换器的输出电压。
2.根据权利要求1所述的开关电源变换器，其中所述控制器是具有五个管脚的集成电路芯片，该五个管脚包括用于接收所述控制器的电源电压的第一管脚，用于连接到地的第二管脚，用于接收指示所述开关电源变换器的缩小的输出电压的电压信号的第三管脚，用于接收指示所述初级绕组中的电流的感测的信号的第四管脚，以及用于输出所述控制信号来接通或者断开所述开关的第五管脚。
3.根据权利要求1所述的开关电源变换器，其中所述感测的信号是跨所述初级绕组中的电流流过的电阻器测量的电压。
4.根据权利要求1所述的开关电源变换器，其中所述开关是双极结晶体管，并且所述控制器信号直接驱动所述双极结晶体管的基极端子以提供所述双极结晶体管中的基极电流，并且控制器基于所述开关电源变换器的负载变化逐个开关周期地动态调节所述基极电流的幅度。
5.根据权利要求1所述的开关电源变换器，其中所述控制器包括峰值电流比较器，用于将所述感测的信号与所述峰值电流阈值比较。
6.根据权利要求1所述的开关电源变换器，其中所述控制器还配置为响应于指示所述变压器的初级绕组中的电流超过指示过电流条件的预定电压的感测的信号，产生第二状态的控制信号来断开所述开关。
7.根据权利要求1所述的开关电源变换器，其中所述开关电源变换器不包括模数转换器来将所述输入电压转换成数字值，供所述控制器在调节所述开关电源变换器的输出电压或输出电流中使用。
8.根据权利要求1所述的开关电源变换器，其中所述开关电源变换器是初级侧反馈，反激型开关电源变换器。
9.一种开关电源变换器，包括：
变压器，耦合在输入电压和所述开关电源变换器的输出之间，所述变压器包括耦合到所述输入电压的初级绕组和耦合到所述开关电源变换器的输出的次级绕组；
开关，耦合到所述变压器的初级绕组，当所述开关接通时产生流过所述初级绕组的电流，当所述开关断开时不产生流过所述初级绕组的电流；以及
控制器，配置为产生接通或断开所述开关的控制信号，所述开关响应于处于第一状态的控制信号而被接通，并且开关响应于处于第二状态的控制信号而被断开，
其中所述控制器是不包括用于在所述开关电源变换器的常规操作期间接收所述开关电源变换器的输入电压的独立管脚的集成电路芯片；以及
其中所述控制器不从所述集成电路芯片的任何管脚接收输入电压而是使用指示通过所述初级绕组的电流的感测的信号的增加的斜率作为所述输入电压的指标来调节所述开关电源变换器的输出电压。
10.根据权利要求9所述的开关电源变换器，其中所述控制器是具有五个管脚的集成电路芯片，该五个管脚包括用于接收所述控制器的电源电压的第一管脚，用于连接到地的第二管脚，用于接收指示所述开关电源变换器的缩小的输出电压的电压信号的第三管脚，用于接收指示所述初级绕组中的电流的感测的信号的第四管脚，以及用于输出所述控制信号来接通或者断开所述开关的第五管脚。
11.根据权利要求9所述的开关电源变换器，其中所述开关是双极结晶体管，并且所述控制器信号直接驱动所述双极结晶体管的基极端子以提供所述双极结晶体管中的基极电流，并且所述控制器基于开关电源变换器的负载变化逐个开关周期地动态调节基极电流的幅度。
12.根据权利要求9所述的开关电源变换器，其中所述开关电源变换器不包括模数转换器来将所述输入电压转换成数字值，供所述控制器在调节所述开关电源变换器的输出电压或输出电流中使用。
13.根据权利要求9所述的开关电源变换器，其中所述开关电源变换器是初级侧反馈，反激型开关电源变换器。
14.在不包括用于在开关电源变换器的常规操作期间接收所述开关电源变换器的输入电压的独立管脚的控制器集成电路芯片中，控制所述开关电源变换器的方法，该开关电源变换器包括：变压器，耦合在输入电压和所述开关电源变换器的输出之间，变压器包括耦合到所述输入电压的初级绕组和耦合到所述开关电源变换器的输出的次级绕组；以及开关，耦合到所述变压器的初级绕组，当所述开关接通时产生流过所述初级绕组的电流，当所述开关断开时不产生流过所述初级绕组的电流，该方法包括：
产生接通所述开关的控制信号，所述开关响应于处于第一状态的所述控制信号而被接通；
响应于指示所述变压器初级绕组中的电流超过所述开关电源变换器的峰值电流开关的峰值电流阈值的感测的信号，产生第二状态的控制信号来断开所述开关；以及
使用所感测的信号的增加的斜率并且所述控制器不从所述控制器集成电路芯片的任何管脚接收所述开关功率变换器的输入电压的幅度，来调节所述开关功率变换器的输出电压，所感测的信号的增加的斜率指示通过所述初级绕组的、基本上与对开关电源变换器的输入电压成比例并且是所述输入电压的指标的电流。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述感测的信号是跨所述初级绕组中的电流流过的电阻器测量的电压。
16.根据权利要求14所述的方法，还包括响应于指示所述变压器的初级绕组中的电流超过指示过电流条件的预定电压的感测的信号，产生第二状态的控制信号来断开所述开关。
17.根据权利要求14所述的方法，其中所述开关是双极结晶体管，并且所述控制器信号直接驱动所述双极结晶体管的基极端子以提供所述双极结晶体管中的基极电流，并且所述控制器基于开关电源变换器的负载变化逐个开关周期地动态调节基极电流的幅度。
18.根据权利要求14所述的方法，其中所述开关电源变换器是初级侧反馈，反激型开关电源变换器。
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