IT201700022263A1 - Circuito di controllo, alimentatore, apparecchiatura e procedimento corrispondenti - Google Patents

Circuito di controllo, alimentatore, apparecchiatura e procedimento corrispondenti

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IT201700022263A1
IT201700022263A1 IT102017000022263A IT201700022263A IT201700022263A1 IT 201700022263 A1 IT201700022263 A1 IT 201700022263A1 IT 102017000022263 A IT102017000022263 A IT 102017000022263A IT 201700022263 A IT201700022263 A IT 201700022263A IT 201700022263 A1 IT201700022263 A1 IT 201700022263A1
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IT
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feedback
coupled
power transistor
cycles
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Alfio Pasqua
Salvatore Tumminaro
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St Microelectronics Srl
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Description

“Circuito di controllo, alimentatore, apparecchiatura e procedimento corrispondenti”
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo tecnico
La descrizione si riferisce ai circuiti di controllo. Una o più forme di attuazione possono essere applicate al controllo di alimentatori di tipo switching, utilizzabili per esempio in carica-batterie (battery charger) per dispositivi per comunicazioni mobili.
Sfondo tecnologico
Una scelta adottata nel campo degli alimentatori switching con isolamento galvanico fra tensione d’uscita e tensione d’ingresso può prevedere di realizzare il feedback di controllo mediante un dispositivo opto-accoppiatore che, oltre a chiudere l’anello di controllo, consente di realizzare appunto l’isolamento galvanico.
Una scelta parimenti adottata può prevedere di ricorrere a sistemi ZVS (Zero Voltage Switching) in cui le riaccensioni del transistore di potenza (ad es. un power-MOS) possono avvenire quando la tensione di drain raggiunge il suo valore più basso, ad es. per mezzo di un blocco rilevatore degli attraversamenti dello zero (Zero Crossing Detector - ZCD) connesso ad un pin omonimo, con la frequenza di switching che non è fissa ma può dipendere dalle condizioni di carico e tensione di ingresso.
In altre soluzioni, la frequenza di switching può essere fissa, determinata da un oscillatore interno.
In entrambi i casi il metodo di controllo è del tipo “current mode”, nel quale il picco di corrente al lato primario del trasformatore è determinato dal valore di tensione su un pin di ingresso e dal blocco di retroazione (feedback) così da risultare proporzionale ad un segnale errore ottenuto confrontando la tensione di uscita ed un riferimento interno dell’amplificatore di errore.
Parlando di - metodo di controllo – si intende evidenziare il fatto che per le applicazioni qui considerate si possono avere principalmente due metodi di controllo: uno chiamato “Current Mode” e un altro chiamato “Voltage Mode”, con una o più forme di attuazione suscettibili di riferirsi al metodo di controllo “Current Mode”.
Queste due modalità di controllo si riferiscono alla modalità di generazione della corrente di picco primaria e/o anche alla generazione del segnale switched (ad es. PWM) per il pilotaggio di un transistore di potenza (ad es. PowerMos) a differenza del possibile obiettivo della regolazione che può essere della tensione d'uscita Vout (CV mode: Constant Voltage) o della corrente Iout (CC mode: Constant Current).
In entrambi i casi sopra considerati è possibile utilizzare una rete di compensazione ottenuta mediate un filtro (comprendente ad es. una rete RC con due capacità e da una resistenza) connesso al pin di ingresso al lato primario e dalla rete RC connessa all’amplificatore d'errore posto al lato secondario.
Sono stati altresì proposti alimentatori switching con isolamento galvanico fra tensione d’uscita e tensione d’ingresso in cui il feedback della tensione d’uscita è realizzato senza l’ausilio di un opto-accoppiatore, operando direttamente dal lato primario attraverso un avvolgimento ausiliario. In questo caso l’informazione relativa alla tensione di uscita è acquisita attraverso tale avvolgimento ausiliario, con un campionatore interno (ad es. un blocco Sample & Hold - S&H) che acquisisce una partizione della tensione ausiliaria nell’istante in cui il trasformatore si è demagnetizzato. In tale istante questa tensione può essere vista, a meno del rapporto spire, come identica alla tensione di uscita con l’aggiunta della tensione di soglia del diodo di ricircolo che è trascurabile e in ogni caso facilmente compensabile con una opportuna scelta di un partitore di scalamento, essendo la tensione di soglia indipendente dal carico. La tensione così campionata può essere confrontata con un riferimento interno per mezzo di un amplificatore di errore come nei casi precedenti. Anche in questo caso è presente una rete esterna connessa al suddetto pin di ingresso per realizzare la rete di compensazione.
Per completezza, si può anche citare una nuova classe di dispositivi che consentono l’isolamento galvanico tra primario e secondario senza l’ausilio di opto-accoppiatore. Questi dispositivi possono ad es. integrare un link di dati tra due chip, incapsulati in singolo package e isolati galvanicamente secondo le normative vigenti (UL1577). In un tale schema, la tensione di feedback può generare, ad es. mediante un amplificatore di errore, un segnale sul lato secondario che, una volta digitalizzato, può essere trasferito al lato primario mediate un link isogalvanico infine riconvertito in analogico.
In applicazioni flyback non isolate a frequenza fissa è possibile realizzare il feedback di controllo collegando una partizione della tensione di uscita direttamente ad un pin di feedback del dispositivo primario in cui è implementato il circuito amplificatore di errore che, mediante una rete esterna, può fissare la compensazione per il controllo della tensione di uscita.
Scopo e sintesi
Dalla panoramica sulla tecnica nota condotta in precedenza emerge l'esigenza di disporre di soluzioni perfezionate, ad esempio per ciò che riguarda la possibilità di ridurre il costo applicativo utilizzando un numero ridotto di componenti esterni.
Una o più forme di attuazione si prefiggono lo scopo di contribuire a soddisfare tale esigenza.
Secondo una o più forme di attuazione, tale scopo può essere conseguito grazie ad un circuito avente le caratteristiche richiamate nelle rivendicazioni che seguono.
Una o più forme di attuazione possono riguardare una corrispondente alimentatore, una corrispondente apparecchiatura (ad esempio un carica-batterie per dispositivi per comunicazioni mobili comprendente un tale alimentatore) nonché un corrispondente procedimento.
Le rivendicazioni formano parte integrante degli insegnamenti tecnici qui somministrati in relazione ad una o più forme di attuazione.
Una o più forme di attuazione possono fornire una innovativa soluzione di controllo di tensione (CV) suscettibile di poter fare a meno di reti di compensazione esterna per convertitori flyback con feedback di tipo isolato o non isolato.
Una o più forme di attuazione possono essere applicate a convertitori per alimentatori switching di tipo PWM con o senza isolamento galvanico fra lato primario, suscettibile di essere connesso direttamente alla rete domestica (ad es. 220 V in alternata), e tensione regolata in uscita. Una o più forme di attuazione possono essere applicate a caricabatterie, ad es. del tipo Quick Charger (QC), convertitori, ed a varie soluzioni controllo dell’interferenza elettromagnetica (EMI).
Una o più forme di attuazione possono consentire di avere una frequenza di commutazione (switching) quasi costante rispetto alla variazione della corrente nel carico in convertitori flyback di tipo SMPS (Switched-Mode Power Supply) con controllo ON-OFF facilitando altresì l’ottenimento di un contenuto armonico dei segnali switching principali simile a quello di convertitori flyback di tipo SMPS con frequenza fissa.
Una o più forme di attuazione possono prevedere l’inserimento, in un controllo ON-OFF, di mezzi per ottimizzare il valore di corrente di picco primaria rispetto alla variazione del carico: in questo modo si facilità l’ottenimento di una frequenza di switching (media) costante su un ampia gamma di possibile variazione della corrente nel carico, rendendo appunto il contenuto armonico dei segnali switching principali simile a quello di convertitori con frequenza fissa.
Breve descrizione delle varie viste dei disegni
Una o più forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento alle figure annesse, in cui:
- la Figura 1 è uno schema a blocchi esemplificativo di un convertitore switching con controllo on-off,
- le Figura 2 è una schema a blocchi esemplificativo di forme di attuazione,
- La Figura 3 esemplifica una possibile implementazione di uno degli elementi della Figura 2, e - le Figure 4 e 5 sono schemi a blocchi esemplificativi di forme di attuazione,
- la Figura 6 esemplifica una possibile implementazione di forme di attuazione, e
- La Figura 7, comprendente tre parti indicate rispettivamente con a), b) e c), raccoglie diagrammi esemplificativi del possibile andamento di alcuni segnali in forme di attuazione.
Descrizione particolareggiata
Nella descrizione che segue sono illustrati vari dettagli specifici allo scopo di fornire una comprensione approfondita di vari esempi di forme di attuazione secondo la descrizione. Le forme di attuazione possono essere ottenute senza uno o più dei dettagli specifici, o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, strutture, materiali o operazioni note non sono illustrate o descritte in dettaglio in modo che i vari aspetti delle forme di attuazione non saranno resi poco chiari. Un riferimento a “una forma di attuazione” nel quadro della presente descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura o caratteristica descritta in relazione alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come “in una forma di attuazione” che possono essere presenti in vari punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento esattamente alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.
I riferimenti qui utilizzati sono forniti unicamente per comodità e quindi non definiscono l’ambito di protezione o la portata delle forme di attuazione.
A titolo di introduzione alla descrizione particolareggiata di esempi di una o più forme e di attuazione, appare utile riassumere varie osservazioni fatte in relazione alla tecnica nota.
Al riguardo si osserverà che, in modo indipendente dalle varie considerazioni fatte nel seguito, gli schemi delle Figure 1, 2, 4 e 5 esemplificano possibili realizzazioni di un alimentatore di tipo switching, quale ad es. di un alimentatore utilizzabile in una qualsiasi delle apparecchiature menzionate in precedenza fra le possibile applicazioni di una o più forme di attuazione.
Per quanto qui interessa, si può quindi trattare di alimentatori suscettibili di comprendere un trasformatore T presentante un avvolgimento primario W1 ed un avvolgimento secondario W2.
All'avvolgimento primario W1 può essere applicata una tensione di ingresso VIN, mentre ai capi dell'avvolgimento secondario W2 può essere ottenuta una tensione di uscita VOUT destinata ad essere applicata ad un carico LOAD. Ai capi dell'avvolgimento secondario W2, in cui può essere inserito un diodo di ricircolo D, è disposto un condensatore di uscita Cout suscettibile, così come l'anodo del diodo D, di essere riferito a massa, Sull'avvolgimento primario W1 del trasformatore T (ai cui capi può essere disposto un circuito SC con funzione di “snubber”) può agire uno switch elettronico PS, quale un transistore di potenza (ad es. un transistore MOSFET, quale un PMos) il cui terminale di controllo (gate, nel caso di un transistore ad effetto di campo quale un MOSFET) è pilotato da un uscita di pilotaggio GD del circuito 10 discusso nel seguito.
Un resistore amperometrico di sensing RS interposto fra il transistore PS e massa è in grado di fornire ad un ingresso di sensing CS del circuito 10 un segnale (di tensione) indicativo dell'intensità della corrente che fluisce nel cammino di corrente (source-drain, nel caso di un transistore ad effetto di campo quale un MOSFET) del transistore di potenza PS e dunque, almeno approssimativamente, nell'avvolgimento primario W1 del trasformatore T.
Con VD è poi indicato un partitore di tensione accoppiato alla tensione di uscita VOUT e suscettibile di trasferire una versione scalata della tensione VOUT ad un ingresso di retroazione (feedback) FB del circuito 10.
Il circuito 10 può comprendere un blocco generatore PWM 100 (ossia un generatore di segnale switching, ad onda rettangolare) suscettibile di generare un segnale (ad es. con duty-cycle selettivamente variabile, secondo i criteri che regolano la generazione di un segnale PWM) utilizzabile per pilotare, ad es. tramite un driver 102, l'uscita GD e dunque il terminale di controllo dello switch di potenza (Power MOS) PS.
Il funzionamento del blocco generatore 100 può essere controllato da un blocco 104 presentante ingressi differenziali.
Uno degli ingressi (ad es. quello non-invertente) del blocco 104 è accoppiato all’ingresso amperometrico CS, così da ricevere il segnale del sensore RS.
L’altro ingresso (ad es. quello invertente) del blocco 104 può invece ricevere un altro segnale suscettibile di essere generato secondo modalità almeno parzialmente diverse nelle varie soluzioni esemplificate nelle Figure 1, 2, 4 e 5.
Il riferimento 106 indica un oscillatore (qui rappresentato come interno al blocco 10, ma che potrebbe anche essere localizzato all’esterno) suscettibile di generare un segnale di oscillatore che si può assumere essere a frequenza fissa fosc. In proposito si apprezzerà che i vari componenti discussi in precedenza e rappresentati nelle Figura 1, 2, 4 e 5 come esterni rispetto al circuito 10 possono costituire elementi distinti rispetto alle forme di attuazione.
Si è osservato che le varie soluzioni discusse in precedenza in relazione allo sfondo tecnologico possono prevedere la presenza un pin dedicato (ad es. un pin chiamato COMP, connesso all’uscita di un trans-conduttore EA) a cui connettere una rete di compensazione tipicamente formata da due capacità e una resistenza a formare un polo ed uno zero. Le caratteristiche e la scelta della rete di compensazione dipendono dal tipo di applicazione scelta e dal modo di funzionamento e dal valore della capacità d’uscita Cout e della relativa resistenza serie equivalente (ESR).
Una o più forme di attuazione come qui esemplificate possono permettere di realizzare un sistema di controllo della tensione totalmente integrato senza l’ausilio di una rete di compensazione e del suddetto pin, riducendo così il numero di componenti da impiegare e di conseguenza anche costi e la dimensione dell’intera applicazione.
Al riguardo si è osservato che un tipo di controllo robusto intrinsecamente stabile tale da non richiede la realizzazione di una rete di compensazione è il controllo di tipo ON-OFF esemplificato nella Figura 1, dove è presente un comparatore di ON-OFF 108 che confronta il segnale di retroazione di tensione sull’ingresso FB e la cui uscita viene posta in AND (in una porta 110) con il segnale di clock CLK dell’oscillatore 106.
In questo modo l’uscita del comparatore 108 può controllare il cadenzamento del generatore 100 da parte di un segnale ONpmos realizzando un’azione di gating sul segnale CLK che in pratica “passa” o “non passa” verso il generatore 100 (permettendo a questo di generare gli impulsi del segnale GD) secondo che l’uscita ON_OFF del comparatore 108 sia “on” (ad es. retroazione FB sotto il riferimento REF, per cui il transistore PS viene attivato nel senso di aumentare la tensione VOUT), oppure “off” (ad es. con la retroazione FB che raggiunge il riferimento REF, per cui il transistore PS viene spento così da non aumentare la tensione VOUT).
Questo comportamento è esemplificato nei diagrammi a) e b) della Figura 7 (su cui si tornerà nel seguito) in cui Tclk indica il periodo degli impulsi del segnale GD, pari a 1/fosc, dove foscindica la frequenza del segnale di clock CLK generato dall’oscillatore 106.
Osservando tali diagrammi si comprende perché, a seguito di tali accensioni e spegnimenti gli impulsi del segnale GD possano avere una frequenza media fsw_avgdiversa da fosc.
Un segnale IPKmax è portato all’ingresso (ad es. invertente) del blocco 104 sul cui altro ingresso è applicato il segnale amperometrico dell’ingresso CS.
Una tale tipologia di controllo ON-OFF si presta a comandare il generatore 100 in modo da realizzare cicli di switching con una corrente di picco primaria dipendente dalla tensione IPKmax e dalla resistenza RS.
Il picco di corrente primaria è determinato dal comparatore del reset del generatore PWM confrontando la tensione presente sull’ingresso CS con la tensione IPKmax e quindi la corrente primaria dipende dal valore di IPKmax e dal valore della resistenza RS (ad es. risultando proporzionale o uguale a IPKmax/RS).
La resistenza RS può essere scelta in modo tale da facilitare l'ottenimento, alla frequenza di switching più elevata fissata dal blocco 106 e pari a fosc, ad es. della tensione di ingresso Vin più bassa e della corrente più elevata sul carico LOAD.
Si è notato che, ad es. quando il carico LOAD richiede valori di corrente inferiori ad un certo valore ILOADmaxil sistema di controllo ON-OFF riduce la frequenza media di switching fsw_avgsaltando cicli di ON quando la tensione sull’ingresso FB è maggiore di REF. Il sistema dunque lavora a pacchetti di energia (vedere sempre il diagramma a) della Figura 7) la cui frequenza di switching media fsw_avgdipende dalla corrente richiesta dal carico LOAD.
Così come prospetta in generale nella Figura 1, questa soluzione può presentare l’inconveniente di avere una frequenza di switching suscettibile di risultare (anche marcatamente) variabile con il carico, il che, per esempio, può ostacolare le applicazioni per cui si desiderino ottenere prestazioni efficienti in termini di EMI condotte e radiate.
Per esempio, per livelli di carico pari a 3A e 1,5A (naturalmente, tali valori sono puramente esemplificativi) è possibile riscontrare la presenza sul drain del transistore PS di spettri di segnale molto differenti. Inoltre, quando i carichi sono medio-bassi (ad es. 0,7A) la frequenza di switching media può ricadere nella banda dell’udibile e quindi si possono manifestare problemi di rumore acustico dovuti alle vibrazioni del trasformatore T durante la fase di magnetizzazione. Questo impone l’uso di trasformatori costosi ottenuti con tecniche costruttive particolari che minimizzano le vibrazioni.
Un modo per ovviare a tale problema è quello esemplificato nella Figura 2, ove parti o elementi corrispondenti a parti o elementi già descritti in relazione alla Figura 1 sono indicati con gli stessi riferimenti, senza ripeterne qui la descrizione.
Una o più forme di attuazione (vedere ad es. la soluzione esemplificata nella Figura 2) possono prevedere di regolare il valore del parametro IPKmax in ingresso al blocco 104 tramite un blocco 200 in modo tale che, per un determinato valore di corrente ILOADrichiesto dal carico, la frequenza fsw_avgsia mantenuta costante e prossima al valore fisso foscdeterminato dall’oscillatore 106.
Si è osservato che, se conseguentemente alla diminuzione della corrente di carico si attua una strategia di controllo on/off tale da permettere di diminuire il valore del picco di corrente diminuendo la tensione IPKmax facendo sì che i cicli di “on” prevalgano su quelli di “off”, ossia facendo sì che il generatore 100 sia quanto più possibile attivo o acceso (compatibilmente con esigenza di mantenere il valore di VOUT desiderato indicato dal segnale di feedback FB) è possibile ottenere una frequenza media di switching fsw_avgpressoché costante.
Una o più forme di attuazione possono pertanto prevedere di inserire, in un sistema di controllo di tipo ON-OFF, un sistema (ad es. un blocco 200) configurato in modo da ricercare un certo valore (per così dire “ottimo”) della corrente di picco primaria suscettibile di rendere la frequenza media di switching fsw_avgcostante al variare del carico e prossima alla frequenza foscfissata dall’oscillatore (ad es. interno) 106 e rendere di fatto il contenuto armonico dei segnali di switching dell’applicazione assimilabile a un sistema a frequenza di switching fissa e indipendente dal carico.
In una o più forme di attuazione ciò può avvenire grazie al blocco 200, che, in una o più forme di attuazione, può ricevere in ingresso il segnale CLK (uscita dell’oscillatore 106) e il segnale ON_OFF (uscita del comparatore 108) e perseguire l’obiettivo primario di regolare il valore del picco di corrente primaria IPK riducendo ad un limite inferiore i tempi di off ed aumentando compatibilmente i cicli di on.
La Figura 3 esemplifica una possibile implementazione “digitale” di una o più forme di attuazione, mentre nel seguito, con riferimento alle Figure 5 e 6, sarà discussa anche una possibile implementazione “analogica”.
Procedendo per semplicità di illustrazione dall’uscita, nella implementazione esemplificata nella Figura 3 il blocco 200 può comprendere un convertitore digitale-analogico (DAC) 202, ad es. a N bit, per la generazione del segnale (analogico) IPK alimentato da un contatore a salire e scendere (UP-DOWN) 204 che genera un set di uscite di bus digitale Bit<0,...,N> in ingresso al convertitore 202.
Il contatore 204 è pilotato da due ulteriori contatori 206a, 206b definibili, rispettivamente, come contatori “COUNTER Non” e “COUNTER Noff”. Questi contatori rilasciano un impulso dopo aver contato un certo numero di eventi di CLK del segnale in arrivo dall’oscillatore 106.
Tali eventi sono in numero “Non” nel caso del contatore “COUNTER Non” 206a e “Noff” nel caso del contatore “COUNTER Noff” 206b.
Ad esempio il conteggio di ciascuno dei contatori 206a, 206b può partire quando un ingresso (di abilitazione) EN va alto, ed è resettato ogniqualvolta EN va basso. Il tutto con l’ingresso EN del contatore 206a che riceve il segnale ON_OFF dal comparatore 108 e l’ingresso EN dei contatore 206b che riceve lo stesso segnale ON_OFF in forma negata ON_OFF_NEG attraverso un invertitore logico 208.
Per completezza si noterà che, in una o più forme di attuazione, i segnali di conteggio “COUNTER Non” (206a) e “COUNTER Noff” (206b) possono essere trasferiti al contatore UP/DOWN 204 come impulsi Pulse_UP e Pulse_DOWN tramite porte AND 210a e 210b che ricevono sugli altri ingressi i segnali ON_OFF e ON_OFF_NEG con tali impulsi che confluiscono in una porta OR 212 che a sua volta pilota il contatore 204 (ingresso clk_count).
Per esempio, quando il segnale ON_OFF è alto (stato in cui il sistema dà energia al carico abilitando il rilascio degli impulsi ONpmos alla frequenza foscdell’oscillatore 106) e ci permane per un numero “Non” di eventi di CLK, il contatore “COUNTER Non” 206a rilascia un impulso Pulse_UP: questo incrementa il conteggio del contatore 204 di una unità e conseguentemente il segnale IPK cresce di un gradino (ad es. gradino di tensione pari a (IPKmax-IPKmin)/2<N>dove N è il numero di bit del DAC).
In una o più forme di attuazione, IPKmax può essere il valore di tensione a cui si ha un valore limite superiore del picco di corrente primaria e IPKmin è il valore limite inferiore.
Se ON_OFF va basso prima che il contatore abbia contato “Non” il contatore internamente è resettato senza rilasciare alcun impulso. Quando ON_OFF è basso (stato in cui il sistema non dà energia al carico inibendo il rilascio degli impulsi di ONpmos) il contatore “COUNTER Noff” 206b rilascia un impulso Pulse_DW dopo aver contato un numero di eventi di CLK pari a “Noff”. Nessun impulso viene rilasciato se ON_OFF va alto prima che abbia contato tale numero resettando di nuovo il contatore interno.
In una o più forme di attuazione è possibile aumentare i cicli di accensione e ridurre i cicli di spegnimento imponendo “Non”>>”Noff”.
Infatti il sistema precedentemente descritto, per un dato valore di corrente del carico ILOAD, aggiusta il valore del IPK attorno ad un valore in cui i cicli saltati sono al più “Noff” e quelli di accensione sono “Non” o qualche ciclo in più.
E’ possibile verificare che, supponendo che i cicli di accensione siano esattamente “Non” e quelli saltati siano “Noff”, la frequenza media di switching fsw_avgrisulta esprimibile come:
fsw_avg= [Non/(Non+ Noff)].fosc
La relazione mostra che per Non>>Noff il valore fsw_avgè prossimo alla frequenza foscimpostata dall’oscillatore 106, con il sistema ON-OFF che tende a funzionare quasi sempre in ON facilitando l’ottenimento di un contenuto spettrale dei segnali di switching simile a quello di un sistema a frequenza fissa.
Ad esempio, per un dato valore di corrente di carico ILOAD,supponendo che il valore di IPK si trovi inizialmente ad un valore più alto di un certo valore di riferimento (“di riferimento” essendo definito col criterio di fare lavorare il sistema come un sistema a frequenza fissa per un dato livello di corrente del carico ILOAD), il sistema modificherà il valore di IPK con la procedura sopra descritta e dopo un certo numero di “colpi” di clock (eventi di CLK) la tensione IPK si assesterà ad un valore per cui la frequenza media di switching risulta prossima al valore stabilito dalla relazione in precedenza riportata.
Se ILOADvaria, verrà ricercato il nuovo valore di IPK, mantenendo così sostanzialmente costante la frequenza media al variare del carico.
Ad esempio, supponendo (a puro titolo di esempio e senza intenti limitativi) che Noff=1 ed Non=7, a regime il valore di IPK oscilla tra due valori tali per cui le accensioni durano 7 cicli di accensioni mentre il periodo di salti di accensione dura 1 solo ciclo di CLK.
Varie sperimentazioni condotte con riferimento ad un valore di fosc=100kHz hanno permesso di riscontrare che la frequenza media di switching si mantiene pressoché costante. Ancora, il contenuto spettrale osservato al nodo di drain del transistore PS nei casi di, rispettivamente, ILOAD=1,5A e ILOAD=3A non mostra grosse differenze tra i due carichi ed ha un contenuto armonico dominante alla frequenza fosc=100kHz e multipli.
Si è peraltro avuto modo di osservare che una o più forme di attuazione così come esemplificate nella Figura 2 possono essere influenzate da una certa lentezza della variazioni positive della tensione IPK in quanto dipendenti da “Non”, fosce dai livelli “2<N>” del convertitore 202.
Questo potrebbe essere alla base di aspetti critici nel caso di transitori di carico da valori bassi a valori alti di corrente come, volendo citare il caso peggiore, da carico nullo a carico massimo. In questo caso, una certa lentezza dell’incremento di IPK potrebbe portare ad una indesiderata caduta della tensione di uscita a valori non compatibili con talune applicazioni.
Una o più forme di attuazione possono affrontare questo aspetto utilizzando un comparatore aggiuntivo (108’ nella Figura 4, ove parti o elementi corrispondenti a parti o elementi già descritti in relazione alla Figura 3 sono indicati con gli stessi riferimenti) che monitora la tensione sull’ingresso FB rispetto ad un ulteriore riferimento REF2 ad es. minore di REF.
Quando la tensione VOUT e dunque il relativo segnale di feedback su FB scendono sotto il livello REF2 il comparatore 108’ può inviare un impulso di Boost (vedere ad es. 204’ in Figura 3) che ha l’effetto di configurare il DAC 202 al valore massimo IPKmax, dopo di che può aver luogo la ricerca valore di IPK “ottimale” nei termini descritti in precedenza.
Si è osservato che non si determinano fenomeni apprezzabili di sovraelongazione (overshoot) della tensione nel caso di transitorio da massimo a nullo, ciò essendo riconducibile al naturale meccanismo di controllo primario ON-OFF di regolazione che inibisce l’erogazione di energia quando il segnale sull’ingresso FB e più alto di REF.
Le Figure 5 e 6 esemplificano una o più forme di attuazione in cui il blocco 200 può essere realizzato in forma analogica.
Anche nel caso della Figura 5, parti o elementi corrispondenti a parti o elementi già descritti in relazione alle Figure 2 e 4 sono indicati con gli stessi riferimenti, senza ripeterne qui la descrizione.
La Figura 6 esemplifica possibili forme di attuazione in cui il segnale IPK che definisce il picco di corrente primaria può essere dato da una tensione ai capi di una capacità Cipk, tale tensione (suscettibile di essere limitata ad un valore VIPKmax ad es. da un diodo zener Vz) essendo ottenibile caricando la capacità Cipk con una corrente I_UP durante la fase di TON, ossia la fase in cui il comparatore 108 del controllo ON-OFF opera in modo tale da trasferire energia al carico LOAD mediante accensioni alla frequenza (costante) fosc=1/Tclkdell’oscillatore 106 scaricandola con una corrente I_DOWN durante la fase TOFF (fase in cui non viene trasferita energia sul carico).
In una o più forme di attuazione le correnti I_UP e I_DOWN possono essere generate con generatori di corrente (di tipo noto) suscettibili di essere attivati, così come schematicamente rappresentato da due switch 220a e 220b, da rispettivi segnali ON_OFF e ON_OFF_NEG suscettibili di essere generati come già discusso in precedenza.
Per un dato livello di corrente nel carico ILOADe in condizione di stato stazionario la tensione IPK oscillerà attorno ad un valore medio IPKavg, in accordo ad una relazione del tipo:
I_UP.TON/Cipk = I_DOWN.TOFF/Cipk
da cui si ricava la relazione:
TON/TOFF = I_DOWN/I_UP
La frequenza media di switching in condizioni di steady state può essere così espressa come:
fsw_avg= [TON/(TON TOFF)].fosc
da cui dividendo numeratore e denominatore per TOFF e sostituendo l’equazione precedente si ottiene:
fsw_avg= {(TON/TOFF)/[(TON/TOFF)+1]}.fosc=
= {(I_DOWN/I_UP)/[(I_DOWN/I_UP)+1]}.fosc
Realizzando I_DOWN>>I_UP anche in questo caso è possibile far sì che la frequenza media sia prossima a quella impostata dall’oscillatore fosce soprattutto che tale frequenza non vari in modo apprezzabile al variare del carico.
Infatti se il carico dovesse diminuire il valore di IPK dopo un certo transitorio si assesterà ad un valore più basso ed a regime stazionario la frequenza media di switching sarà quella data dalla relazione sopra richiamata.
Anche in questo caso, potendo I_DOWN essere (molto) grande rispetto a I_UP le variazioni di IPK positive potrebbero risultare lente, determinando eventuali criticità ad es. in presenza di un transitorio di carico da basso a alto.
Anche in questo caso, una o più forme di attuazione possono prevedere il ricorso ad un comparatore 108’ che genera un segnale di Boost quando la tensione sull’ingresso FB scende sotto un riferimento REF2<REF.
Quando il segnale di Boost è ad es. alto la capacità Cipk può essere caricata velocemente con una corrente I_BOOST prodotta da un generatore (di tipo noto) suscettibile di essere attivato, così come schematicamente rappresentato da uno switch 220c, dal segnale Boost stesso aumentando di fatto l’energia da trasferire al carico evitando una indesiderata caduta della tensione di uscita VOUT.
Il diagramma della parte c) della Figura 7 esemplifica un possibile andamento del segnale IPK così come rilevabile all’uscita del convertitore 202 della Figura 3 (versione “digitale”) o sulla capacità Cipk della Figura 6 (versione analogica) in modo comparato con un possibile andamento del segnale GD all’uscita del generatore 100 e del segnale ON_OFF all’uscita del comparatore 108, evidenziandone le possibili variazioni rispetto ad un valore medio IPKavg.
Si apprezzerà altresì che l’utilizzazione di una o più forme di attuazione può essere riscontrata rilevando, ad esempio il comportamento del segnale sul drain del transistore PS, l’assenza nel circuito di ingressi pin COMP e/o l’assenza une rete esterna di regolazione.
Una o più forme di attuazione possono pertanto riguardare un circuito (ad es. 10) comprendente:
- un terminale di pilotaggio (ad es. GD) accoppiabile al terminale di controllo di un transistore di potenza (ad es. PS) di alimentazione di un carico (ad es. T, LOAD), - un ingresso amperometrico (ad es. CS) di rilevazione di un segnale amperometrico, detto segnale amperometrico indicativo dell’intensità della corrente che fluisce attraverso detto transistore di potenza di alimentazione di detto carico,
- un ingresso di retroazione (ad es. FB) di rilevazione di un segnale di retroazione (ad es. VD), detto segnale di retroazione indicativo della tensione (ad es. VOUT) applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza,
- un generatore (ad es. 100) di segnale switched accoppiato a detto terminale di pilotaggio per comandare la generazione di picchi di corrente primaria da parte di detto transistore di potenza,
- una linea di clock (ad es. 106) di cadenzamento (ad es. CLK, ONpmos) di detto generatore (100) ad una frequenza di oscillazione di clock, fosc,
- accoppiato a detto ingresso di feedback, almeno un comparatore di retroazione (ad es. 108) di comparazione di detto segnale di retroazione con almeno un livello di riferimento (ad es. REF),
- un blocco di gating (ad es. la porta 110) pilotato (vedi ad es. il segnale ON_OFF) in cicli di on e di off da detto almeno un comparatore di retroazione, con il generatore di segnale switched accoppiato (ad es. tramite il segnale ONpmos) a detto blocco di gating in attivazione in detti cicli di on e in disattivazione in detti cicli di off, detti picchi di corrente primaria presentando una frequenza media, fsw_avg, funzione di detti cicli di on e di off (vedere ad es. la Figura 7),
- un comparatore di pilotaggio (ad es. 104) di detto generatore, detto comparatore di pilotaggio avendo ingressi di comparazione accoppiati a detto ingresso amperometrico e ad un blocco (ad es. 200) di determinazione del valore di detti picchi di corrente primaria (ad es. IPK), per cui la tensione applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza è funzione del valore di detti picchi di corrente primaria,
in cui detto blocco di determinazione è accoppiato (ad es. tramite il segnale ON/OFF) a detto almeno un comparatore di retroazione ed è configurato per regolare il valore di detti picchi di corrente primaria regolando la tensione applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza mantenendo detta frequenza media, fsw_avg, in prossimità di (e sostanzialmente pari a) detta frequenza di oscillazione di clock, fosc.
Detto altrimenti, una o più forme di attuazione possono prevedere un blocco di determinazione accoppiato (ad es. tramite il segnale ON/OFF) a detto almeno un comparatore di retroazione ed configurato per regolare il valore di detti picchi di corrente primaria regolando la tensione applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza avendo come target o obiettivo di regolazione di detta frequenza media, fsw_avg, detta frequenza di oscillazione di clock, fosc.
In una o più forme di attuazione detto blocco di determinazione può essere configurato per regolare il valore di detti picchi di corrente primaria con detti cicli di off ridotti in favore dei cicli di on, con il rapporto fra il numero o la durata dei cicli di on ed il numero o la durata totale dei cicli di on e di off (ad es. Non/(Non+Noff)o TON/(TON+TOFF)) prossimo (e sostanzialmente pari) all'unità.
Detto altrimenti, una o più forme di attuazione, possono prevedere che detto blocco di determinazione sia configurato per regolare il valore di detti picchi di corrente primaria con detti cicli di off ridotti in favore dei cicli di on, avendo come target o obiettivo di regolazione un rapporto unitario fra il numero o la durata dei cicli di on ed il numero o la durata totale dei cicli di on e di off (ad es. Non/(Non+Noff)o TON/(TON+TOFF)).
Come noto, come target o obiettivo si intende un valore che un sistema di controllo mira a perseguire e che determina il comportamento del sistema anche se tale valore può non essere destinato ad essere conseguito in modo esatto.
In una o più forme di attuazione detto blocco di determinazione può comprendere:
- un primo (ad es. 206a) ed un secondo contatore (ad es. 206b) di conteggio degli impulsi del clock (106) di cadenzamento di detto generatore, detti primo e secondo contatore abilitati e disabilitati al conteggio in modo complementare (vedi ad es. l’invertitore 208) da detti cicli di on e off di detto almeno un comparatore di retroazione,
- un contatore a salire e scendere (ad es. 204) con in uscita (ad es. il DAC 202) il valore di detti picchi di corrente primaria, detto contatore a salire e scendere pilotato a contare a salire e a scendere, rispettivamente, dall'uno e dall'altro di detti primo e secondo contatore.
In una o più forme di attuazione detto blocco di determinazione può comprendere:
- una capacità (ad es. Cipk) di accumulo di una carica elettrica indicativa del valore di detti picchi di corrente primaria,
- un primo (ad es. I_UP) ed un secondo (ad es. I_DOWN) generatore rispettivamente di carica e di scarica di detta capacità, detti primo e secondo generatore abilitati e disabilitati in modo complementare (ad es. 208) dai cicli di on e off di detto almeno un comparatore di retroazione.
Una o più forme di attuazione possono comprendere, accoppiato a detto ingresso di feedback, almeno un ulteriore comparatore (ad es. 108') di comparazione di detto segnale di retroazione con almeno un ulteriore livello di riferimento (ad es. REF2, opzionalmente minore di REF), detto ulteriore comparatore accoppiato a detto blocco di determinazione per forzare (ad es. Boost; 204', 204") il valore di detti picchi di corrente primaria (IPK) ad un limite superiore come risultato del fatto che il segnale di retroazione su detto ingresso di retroazione scende sotto detto ulteriore livello di riferimento.
In una o più forme di attuazione detto blocco di determinazione detto ulteriore comparatore può essere accoppiato a detto contatore a salire e scendere in detto blocco di determinazione per forzare l'uscita di detto contatore a salire e scendere ad un limite superiore di conteggio (ad es. SET_MAX_VALUE).
In una o più forme di attuazione detto blocco di determinazione detto ulteriore comparatore può essere accoppiato ad un ulteriore generatore di carica di detta capacità per caricare detta capacità ad un limite superiore di carica (ad es. Vz).
In una o più forme di attuazione detto blocco di determinazione un alimentatore può comprendere:
- un trasformatore (ad es. T) con un avvolgimento primario (ad es. W1) ed un avvolgimento secondario (ad es. W2) accoppiabile ad un carico (ad es. LOAD) alimentato, - un transistore di potenza che pilota l'avvolgimento primario del trasformatore, il transistore di potenza avendo un terminale di controllo,
- un sensore amperometrico (ad es. RS) sensibile alla corrente che fluisce nel transistore di potenza, e
- una rete di retroazione (ad es. VD) sensibile alla tensione (ad es. VOUT) applicata a detto carico,
- un circuito secondo una o più forme di attuazione avente detto terminale di pilotaggio accoppiato al terminale di controllo di detto transistore di potenza, detto ingresso di controllo amperometrico accoppiato a detto sensore amperometrico e detto ingresso di retroazione accoppiato a detta rete di retroazione.
Un apparecchiatura secondo una o più forme di attuazione può comprendere un caricabatterie.
Un procedimento di impiego di un circuito secondo una o più forme di attuazione può comprendere:
- provvedere un trasformatore con un avvolgimento primario ed un avvolgimento secondario accoppiato ad un carico alimentato,
- provvedere un transistore di potenza che pilota l'avvolgimento primario del trasformatore, il transistore di potenza avendo un terminale di controllo,
- provvedere un sensore amperometrico sensibile alla corrente che fluisce nel transistore di potenza, e
- provvedere una rete di retroazione sensibile alla tensione applicata a detto carico,
- accoppiare detto terminale di pilotaggio al terminale di controllo di detto transistore di potenza, - accoppiare detto ingresso di controllo amperometrico a detto sensore amperometrico,
- accoppiare detto ingresso di retroazione a detta rete di retroazione,
- attivare il generatore di segnale switched in detti cicli di on e disattivare il generatore di segnale switched in detti cicli di off, con detti picchi di corrente primaria presentanti una frequenza media, fsw_avg, funzione di detti cicli di on e di off,
- regolare il valore di detti picchi di corrente primaria regolando la tensione applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza (PS) mantenendo detta frequenza media, fsw_avg, in prossimità di detta frequenza di oscillazione di clock, fosc.
Detto altrimenti, una o più forme di attuazione possono prevedere di regolare il valore di detti picchi di corrente primaria regolando la tensione applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza (PS) avendo come target o obiettivo di regolazione di detta frequenza media, fsw_avg, detta frequenza di oscillazione di clock, fosc.
Fermi restando i principi di fondo, i particolari di realizzazione e le forme di attuazione potranno variare, anche in modo significativo, rispetto a quanto qui illustrato a puro titolo di esempio non limitativo, senza per questo uscire dall'ambito di protezione.
Tale ambito di protezione è definito dalle rivendicazioni annesse.

Claims (10)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito (10) comprendente: - un terminale di pilotaggio (GD) accoppiabile al terminale di controllo di un transistore di potenza (PS) di alimentazione di un carico (T, LOAD), - un ingresso amperometrico (CS) di rilevazione di un segnale amperometrico, detto segnale amperometrico indicativo dell’intensità della corrente che fluisce attraverso detto transistore di potenza (PS) di alimentazione di detto carico (LOAD), - un ingresso di retroazione (FB) di rilevazione di un segnale di retroazione (VD), detto segnale di retroazione indicativo della tensione (VOUT) applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza (PS), - un generatore (100) di segnale switched accoppiato a detto terminale di pilotaggio (GD) per comandare la generazione di picchi di corrente primaria da parte di detto transistore di potenza (PS), - una linea di clock (106) di cadenzamento (CLK, ONpmos) di detto generatore (100) ad una frequenza di oscillazione di clock, fosc, - accoppiato a detto ingresso di feedback (FB), almeno un comparatore di retroazione (108) di comparazione di detto segnale di retroazione con almeno un livello di riferimento (REF), - un blocco di gating (110) pilotato (ON_OFF) in cicli di on e di off da detto almeno un comparatore di retroazione (108), con il generatore (100) di segnale switched accoppiato (ONpmos) a detto blocco di gating (110) in attivazione in detti cicli di on e in disattivazione in detti cicli di off, detti picchi di corrente primaria (GD) presentando una frequenza media, fsw_avg, funzione di detti cicli di on e di off, - un comparatore di pilotaggio (104) di detto generatore (100), detto comparatore di pilotaggio avendo ingressi di comparazione accoppiati a detto ingresso amperometrico (CS) e ad un blocco (200) di determinazione del valore di detti picchi di corrente primaria (IPK), per cui la tensione (VOUT) applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza (PS) è funzione del valore di detti picchi di corrente primaria (IPK), in cui detto blocco di determinazione (200) è accoppiato (ON/OFF) a detto almeno un comparatore di retroazione (108) e configurato per regolare il valore di detti picchi di corrente primaria (IPK) regolando la tensione (VOUT) applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza (PS) mantenendo detta frequenza media, fsw_avg, in prossimità di detta frequenza di oscillazione di clock, fosc.
  2. 2. Circuito (10) secondo la rivendicazione 1, comprendente detto blocco di determinazione (200) configurato per regolare il valore di detti picchi di corrente primaria (IPK) con il rapporto fra il numero o la durata dei cicli di on ed il numero o la durata totale dei cicli di on e di off prossimo all'unità.
  3. 3. Circuito (10) secondo la rivendicazione 1 o la rivendicazione 2, in cui detto blocco di determinazione (200) comprende: - un primo (206a) ed un secondo contatore (206b) di conteggio degli impulsi del clock (106) di cadenzamento di detto generatore (100), detti primo (206a) e secondo contatore (206b) abilitati e disabilitati al conteggio (ON/OFF) in modo complementare (208) da detti cicli di on e off di detto almeno un comparatore di retroazione (108), - un contatore a salire e scendere (204) con in uscita (202) il valore di detti picchi di corrente primaria (IPK), detto contatore a salire e scendere pilotato a contare a salire e a scendere, rispettivamente, dall'uno e dall'altro di detti primo (206a) e secondo contatore (206b).
  4. 4. Circuito (10) secondo la rivendicazione 1 o la rivendicazione 2, in cui detto blocco di determinazione (200) comprende: - una capacità (Cipk) di accumulo di una carica elettrica indicativa del valore di detti picchi di corrente primaria (IPK), - un primo (I_UP) ed un secondo (I_DOWN) generatore rispettivamente di carica e di scarica di detta capacità(Cipk), detti primo (I_UP) e secondo (I_DOWN) generatore abilitati e disabilitati al conteggio (ON/OFF) in modo complementare (208) dai cicli di on e off di detto almeno un comparatore di retroazione (108).
  5. 5. Circuito (10) secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni comprendente, accoppiato a detto ingresso di feedback (FB), almeno un ulteriore comparatore (108') di comparazione di detto segnale di retroazione con almeno un ulteriore livello di riferimento (REF2), detto ulteriore comparatore (108') accoppiato a detto blocco di determinazione (200) per forzare (Boost; 204', 204") il valore di detti picchi di corrente primaria (IPK) ad un limite superiore come risultato del fatto che il segnale di retroazione su detto ingresso di retroazione (FB) scende sotto detto ulteriore livello di riferimento (REF2).
  6. 6. Circuito (10) secondo la rivendicazione 3 e la rivendicazione 5, in cui detto ulteriore comparatore (108') è accoppiato a detto contatore a salire e scendere (204) in detto blocco di determinazione (200) per forzare l'uscita di detto contatore a salire e scendere (204) ad un limite superiore di conteggio (SET_MAX_VALUE).
  7. 7. Circuito (10) secondo la rivendicazione 4 e la rivendicazione 5, in cui detto ulteriore comparatore (108') è accoppiato ad un ulteriore generatore (I_BOOST) di carica di detta capacità (Cipk) per caricare detta capacità (Cipk) ad un limite superiore di carica (Vz).
  8. 8. Alimentatore comprendente: - un trasformatore (T) con un avvolgimento primario (W1) ed un avvolgimento secondario (W2) accoppiabile ad un carico (LOAD) alimentato, - un transistore di potenza (PS) che pilota l'avvolgimento primario (W1) del trasformatore (T), il transistore di potenza (PS) avendo un terminale di controllo, - un sensore amperometrico (RS) sensibile alla corrente che fluisce nel transistore di potenza, e - una rete di retroazione (VD) sensibile alla tensione (VOUT) applicata a detto carico (LOAD), - un circuito (10) secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni avente detto terminale di pilotaggio (GD) accoppiato al terminale di controllo di detto transistore di potenza (PS), detto ingresso di controllo amperometrico (CS) accoppiato a detto sensore amperometrico (RS) e detto ingresso di retroazione (FB) accoppiato a detta rete di retroazione (VD).
  9. 9. Apparecchiatura comprendente un alimentatore secondo la rivendicazione 8, l’apparecchiatura comprendendo di preferenza un caricabatterie.
  10. 10. Procedimento di impiego di un circuito secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1 a 8, il procedimento comprendendo: - provvedere un trasformatore (T) con un avvolgimento primario (W1) ed un avvolgimento secondario (W2) accoppiato ad un carico (LOAD) alimentato, - provvedere un transistore di potenza (PS) che pilota l'avvolgimento primario (W1) del trasformatore (T), il transistore di potenza (PS) avendo un terminale di controllo, - provvedere un sensore amperometrico (RS) sensibile alla corrente che fluisce nel transistore di potenza, e - provvedere una rete di retroazione (VD) sensibile alla tensione (VOUT) applicata a detto carico (LOAD), - accoppiare detto terminale di pilotaggio (GD) al terminale di controllo di detto transistore di potenza (PS), - accoppiare detto ingresso di controllo amperometrico (CS) a detto sensore amperometrico (RS), - accoppiare detto ingresso di retroazione (FB) a detta rete di retroazione (VD), - attivare il generatore (100) di segnale switched in detti cicli di on e disattivare il generatore (100) di segnale switched in detti cicli di off, con detti picchi di corrente primaria (GD) presentanti una frequenza media, fsw_avg, funzione di detti cicli di on e di off, - regolare il valore di detti picchi di corrente primaria (IPK) regolando la tensione (VOUT) applicata a detto carico alimentato da detto transistore di potenza (PS) mantenendo detta frequenza media, fsw_avg, in prossimità di detta frequenza di oscillazione di clock, fosc.
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