TWI497891B - 電壓轉換器與電壓轉換方法 - Google Patents

電壓轉換器與電壓轉換方法 Download PDF

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Description

電壓轉換器與電壓轉換方法
本發明的實施例有關於產生調節過的輸出電壓(regulated output voltage)，特別地，有關於一種一輔助開關(auxiliary switch)設置於其中的電壓轉換器(voltage converter)與相關的電壓轉換方法。
直流-直流切換式轉換器(DC-DC switching converter)為許多電源管理系統中一個不可缺少的必要元件，由於所有的設計者均努力要降低電路尺寸，因此電壓轉換器的設計便無法違反此一趨勢，設計者因而不斷探索縮小晶片內(on-chip)電路實作與晶片外(off-chip)電路實作之尺寸的方法，而在所有可能的方案中，單一電感多重輸出(single-inductor multiple-output,SIMO)轉換器便普遍地被採用。由於僅有單一電感被用以調節一個以上的輸出電壓，此一電路實作便可避免習知電壓轉換器類型所發生的問題(例如使用太多體積龐大的功率裝置(其包括電感、電容與控制晶片))，因而使得大量製造的成本可明顯地大幅降低。對於直流-直流轉換器而言，單一電感多重輸出的設計便成為最適合且最具有成本效益的解決方案。
針對基於降壓型電壓轉換器拓樸(bulk topology)之單一電感多重輸出轉換器的許多控制機制已被提出。舉例來說，這些控制機制可包含電壓模式(voltage mode)的控制機制、電流模式(current mode)的 控制機制、非連續導通模式(discontinuous conduction mode,DCM)的控制機制以及虛擬(pseudo)連續導通模式(continuous conduction mode,CCM)的控制機制，然而，由於任一轉換器輸出上的負載變化(load transient)會影響到其它轉換器輸出的電壓調節(voltage regulation)，從而導致不想要的現象產生，這對於直流-直流轉換器的設計者而言仍然是一個極大的挑戰。從轉換效率的觀點來看，連續導通模式的控制機制是比較有吸引力的，且針對單一電感多重輸出轉換器的一些基於連續導通模式的解決方案已經被提出。然而，基於連續導通模式的解決方案總是會遭遇到單一電感多重輸出轉換器之不同的調節過的輸出電壓之間的交互調節(cross regulation)問題。
因此，習知技術的種種缺點便迫切地促使了應用於單一電感多重輸出轉換器之一種新的控制方法的開發。
依據本發明的實施例，揭示了一種具有一輔助開關設置其中的電壓轉換器與相關的電壓轉換方法，以解決上述的問題。
依據本發明之第一實施例，其提供一種具有一輸入端以接收一參考輸入電壓以及僅具有N個輸出端以分別輸出複數個調節過的輸出電壓的電壓轉換器。該電壓轉換器包含一直流-直流電源供應區塊以及(N+1)個開關。該直流-直流電源供應區塊具有一輸入端點以及一 輸出端點。該(N+1)個開關包含N個主要輸出開關以及一輔助開關，其中該N個主要輸出開關與該輔助開關中的每一開關均具有一第一端以及一第二端，該N個主要輸出開關之複數個第一端耦接至該輸出端點，該N個主要輸出開關之複數個第二端分別耦接至該N個輸出端，以及N為一正整數。此外，於一預定時段中，該(N+1)個開關會交替地導通。
依據本發明之第二實施例，其提供一種電壓轉換方法，包含以下步驟：提供一電壓轉換器以接收一參考輸入電壓並輸出N個調節過的輸出電壓，其中該電壓轉換器具有N個輸出操作階段以及一輔助操作階段，該N個輸出操作階段會分別提供該N個調節過的輸出電壓，該輔助操作階段不提供調節過的輸出電壓，且N為一正整數；以及於一預定時段中，交替地啟用該N個輸出操作階段與該輔助操作階段。
本發明增加一輔助開關至一電壓轉換器(例如一單一電感多重輸出轉換器)，如此一來，由電壓轉換器之輸出端所提供予負載裝置的輸出電壓便可透過於一預定時段中會交替地導通之個別的主要輸出開關之可控制的非重疊工作週期而被適當地調節，換言之，由於輔助開關(其並未用以控制輸出電壓)可允許主要輸出開關(其用以控制輸出電壓)的工作週期得以受到妥善的控制，故交互調節的問題便得以解決。
在說明書及後續的申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特定的元件。所屬領域中具有通常知識者應可理解，硬體製造商可能會用不同的名詞來稱呼同樣的元件。本說明書及後續的申請專利範圍並不以名稱的差異來作為區分元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區分的準則。在通篇說明書及後續的請求項當中所提及的「包含」係為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不限定於」。另外，「耦接」一詞在此係包含任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述一第一裝置耦接於一第二裝置，則代表該第一裝置可直接電氣連接於該第二裝置，或透過其他裝置或連接手段間接地電氣連接至該第二裝置。
本發明的主要概念在於增加一輔助開關至一電壓轉換器(例如一單一電感多重輸出轉換器)，如此一來，由電壓轉換器之輸出端所提供予負載裝置的輸出電壓便可透過於一預定時段中會交替地(alternately)導通之個別的主要輸出開關(main output switch)之可控制的(controllable)非重疊工作週期(non-overlapped duty cycle)而被適當地調節，換言之，由於輔助開關(其並未用以控制輸出電壓)可允許主要輸出開關(其用以控制輸出電壓)的工作週期得以受到妥善的控制，故交互調節的問題便得以解決。進一步的細節將於下詳述。
第1圖為本發明之廣義的電壓轉換器(voltage converter)的實施例的方塊圖。示範性的電壓轉換器100具有一輸入端IN以及複數個輸 出端OUT_1、OUT_2、...、OUT_N。舉例來說(但本發明並不以此為限)，電壓轉換器100是操作於連續導通模式。輸入端IN可耦接至用以提供一參考輸入電壓VI之一電壓源(voltage source)(未顯示於圖中)，此外，輸出端OUT_1~OUT_N分別耦接至複數個負載裝置(未顯示於圖中)以分別輸出複數個調節過的輸出電壓VO_1、VO_2、...、VO_N(其用以作為該複數個負載裝置所需的供應電壓)。如第1圖所示，電壓轉換器100包含(但不侷限於)一直流-直流電源供應區塊(DC-DC power supply block)102、複數個輸出開關(其包括主要輸出開關(main output switch)104_1、104_2、...、104_N以及一輔助開關(auxiliary switch)104_N+1)以及一開關控制電路106。直流-直流電源供應區塊102具有一輸入端點N_IN以及一輸出端點N_OUT，並包含一電感112與一開關模組114。對於電感112來說，其是用以透過耦接至輸入端IN之輸入端點N_IN來儲存能量，並透過輸出端點N_OUT來釋放所儲存的能量，而對於開關模組11來說，其是耦接至電感112，並且用以於一預定時段之中在至少一第一連接組態(interconnection configuration)與一第二連接組態之間交替地切換。
包含N個主要輸出開關104_1~104_N與一個輔助開關104_N+1之(N+1)個開關中的每一開關均具有一第一端N1以及一第二端N2，其中所有的(N+1)個開關104_1~104_N+1的第一端N1會耦接至前端的直流-直流電源供應區塊102的輸出端點N_OUT，以及N個主要輸出開關104_1~104_N的第二端N2則分別耦接至N個輸出 端點OUT_1~OUT_N。請注意，上述之N的數值係為正整數。
開關控制電路106是用以控制開關模組114與(N+1)個開關104_1~104_N+1，其中在開關模組114交替地於第一連接組態與第二連接組態進行切換的預定時段之中，(N+1)個開關104_1~104_N+1會交替地導通。請注意，電壓轉換器100僅具有N個輸出端OUT_1~OUT_N，以及所使用之開關(例如104_1~104_N+1)的個數則是N+1，簡而言之，由於使用單一電感112並產生多個調節過的輸出電壓VO_1~VO_N，因此電壓轉換器100的運作係等同於單一電感多重輸出轉換器。
透過輔助開關104_N+1的使用，主要輸出開關104_1~104_N之非重疊工作週期便可由開關控制電路106來直接控制，因而解決習知單一電感多重輸出轉換器所遭遇到的交互調節問題。更進一步來說，對於習知單一電感多重輸出轉換器而言，最後一個輸出開關(其控制並傳遞最後一個調節過的輸出電壓)的工作週期是由1減去其他的輸出開關(其係於最後一個開關導通之前控制並傳遞調節過的輸出電壓)之可控制的工作週期的總和來直接設定，換言之，最後一個輸出開關的工作週期是在決定出其他輸出開關的工作週期之後才被動地決定，因此，其他輸出電壓的電壓調節將會影響最後一個輸出電壓的電壓調節，因而造成最後一個輸出電壓可能無法被適當地調整至相對應負載裝置所需的目標電壓值。然而，對於本發明所揭示之示範性的單一電感多重輸出轉換器(亦即電壓轉換器100) 來說，用以控制並傳遞調節過的輸出電壓VO_1~VO_N的主要輸出開關104_1~104_N的所有工作週期均被妥善地控制，如此一來，輸出電壓VO_1~VO_N中的每一輸出電壓將被適當地調節，來達到相對應負載裝置所需的目標電壓值。
請參閱第2圖，其為本發明所揭示之直流-直流電源供應區塊102、主要輸出開關104_1~104_N以及輔助開關104_N+1的第一實作範例的示意圖。如第2圖所示，電壓轉換器200是基於第1圖所示之架構，明確來說，第1圖所示之直流-直流電源供應區塊102是由直流-直流電源供應區塊202來加以實作，第1圖所示之包含主要輸出開關104_1~104_N與輔助開關104_N+1的(N+1)個開關是分別由複數個主動開關(active switch)PW_1、PW_2、...、PW_N+1來加以實作，舉例來說，主動開關PW_1~PW_N+1可以是電晶體。於本實作範例中，直流-直流電源供應區塊202包含一電感L與一開關模組214，其中開關模組214包含一第一開關PWP與一第二開關PWN，以及第一開關PWP與第二開關PWN中的每一開關是由主動開關(例如電晶體)來加以實作。電感L耦接於輸出端點N_OUT，第一開關PWP耦接於輸入端點N_IN與電感L之間，以及第二開關PWN耦接於一訊號接地端(signal ground)與電感L之間。
舉例來說(但本發明並不以此為限)，電壓轉換器200可以是一電壓轉換晶片，其具有複數個接腳分別作為輸入端IN與輸出端OUT_1~OUT_N。如第2圖所示，一輸入電容(input capacitor)CIN耦接於輸 入端IN，以及複數個輸出電容(output capacitor)COUT_1、COUT_2、...、COUT_N分別耦接至輸出端OUT_1~OUT_N，此外，由電阻ROUT_1、ROUT_2、...、ROUT_N所代表之複數個負載裝置亦是分別耦接至輸出端OUT_1~OUT_N。於本實作範例中，直流-直流電源供應區塊202具有降壓型電壓轉換器拓樸，所以，當開關模組214具有第一連接組態時，第一開關PWP會導通(switched on)且第二開關PWN並不會導通(switched off)，以及當開關模組214具有第二連接組態時，第二開關PWN會導通且第一開關PWP並不會導通。由於熟習該項技藝者可輕易地瞭解降壓型電壓轉換器拓樸的操作原理，故進一步的說明便在此省略以求簡潔。
在第一開關PWP與第二開關PWN會交替地導通的預定時段之中，輸出開關PW_1~PW_N+1亦會交替地導通，更明確地說，輸出開關PW_1~PW_N+1會逐一地依序導通，所以，在預定時段中，於主要輸出開關PW_1~PW_N已經交替地導通之後，輔助開關PW_N+1才會導通。請參閱第3圖，其為電壓轉換器200所包含之複數個開關的導通次序示意圖。如第3圖所示，第一開關PWP會被給予工作週期D，第二開關PWN會被給予工作週期(1-D)，主要輸出開關PW_1~PW_N會分別被給予工作週期D1、D2、D3、...、DN-1、DN，以及輔助開關PW_N+1會被給予工作週期DN+1。請注意，輔助開關PW_N+1的工作週期DN+1是根據主要輸出開關PW_1~PW_N的工作週期D1~DN來直接設定，於本實施例中，工作週期DN+1可透過以下的方程式來設定：
因此，工作週期DN+1的設定會取決於分配予主要輸出開關PW_1~PW_N之工作週期D1~DN的設定，其中主要輸出開關PW_1~PW_N會在輔助開關PW_N+1導通之前便交替地導通。換言之，工作週期D1~DN會被適當地調整而使得調節過的輸出電壓VO_1~VO_N分別符合個別負載裝置(例如ROUT_1~ROUT_N)所需的目標電壓值，然而，由於輔助開關PW_N+1是耦接於電壓轉換器200之輸入端IN與直流-直流電源供應區塊102之輸出端點N_OUT之間，且不是用以控制提供予負載裝置的輸出電壓，因此，工作週期DN+1的設定便會跟輸出電壓的調節毫不相關。於後續的說明中，將會解釋工作週期DN+1是因應流經電感L之電感電流IL受到第一開關PWP之工作週期D與第二開關PWN之工作週期(1-D)的調整所產生的改變而被動地進行調整。再者，請注意到，第3圖僅是顯示本發明的一個實施例，而於本發明的另一實施例中，開關PW_1~PW_N+1之導通週期D1*T、D2*T、...、DN+1*T的總和亦可以比預定時段T還短，或者是工作週期D1~DN+1的總和可小於1。
為了清楚說明本發明的技術特徵，電壓轉換器200在不同操作階段(phase)下的硬體狀態係示範性地顯示於第4圖、第5圖與第6圖之中。在第3圖所示之時間點t1時，電壓轉換器200處於第1個操作階段，因而所有的(N+1)個開關(除了主要輸出開關PW_1以外)均 不導通，第一開關PWP會導通，以及第二開關PWN不導通，因此，如第4圖所示，電感電流IL會傳遞至由電阻ROUT_1所代表的負載裝置，藉此使得調節過的輸出電壓VO_1達到目標電壓值。於第3圖所示之時間點t2時，電壓轉換器200會處於第(N-1)個操作階段，因而所有的(N+1)個開關(除了主要輸出開關PW_N-1以外)均不導通，第一開關PWP不會導通，以及第二開關PWN會導通，因此，如第5圖所示，電感電流IL會傳遞至由電阻ROUT_N-1所代表的負載裝置，藉此使得調節過的輸出電壓VO_N-1達到目標電壓值。於第3圖所示之時間點t3時，電壓轉換器200會處於額外的操作階段(亦即，第(N+1)個操作階段)，因而所有的(N+1)個開關(除了輔助開關PW_N+1以外)均不導通，第一開關PWP不導通，以及第二開關PWN會導通，因此，如第6圖所示，電感電流IL會透過一迴授路徑(feedback path)而傳遞至用以提供參考輸入電壓VI的電壓源(未顯示於圖中)。由第6圖可得知，當輔助開關PW_N+1導通時，電感L的電感電流IL會迴授至電壓轉換器200的輸入端，換言之，當輔助開關PW_N+1導通時，電感L的電感電流IL並不會注入至電壓轉換器200的任一輸出端。
於上述之第2圖所示的實作範例中，第1圖所示之輔助開關104_N+1是由一主動開關(亦即電晶體)來加以實作，然而，此僅作為範例說明之用。請參閱第7圖，其為本發明所揭示之直流-直流電源供應區塊102、主要輸出開關104_1~104_N以及輔助開關104_N+1的第二實作範例的示意圖。電壓轉換器700的架構類似於 電壓轉換器200的架構，而主要的不同之處在於：輔助開關PW_N+1現在是由一被動開關(passive switch)來加以實作，舉例來說，被動開關可以是二極體(diode)。請參閱第8圖，其為本發明所揭示之直流-直流電源供應區塊102、主要輸出開關104_1~104_N以及輔助開關104_N+1的第三實作範例的示意圖。電壓轉換器800的架構類似於電壓轉換器200/700的架構，而主要的不同之處在於：輔助開關PW_N+1現在是由一主動開關(例如電晶體)與一被動開關(例如二極體)的組合來加以實作。請注意，這些設計上的變化同樣可達到於輸入端IN與輸出端點N_OUT之間建立一放電路徑/迴授路徑來作為一緩衝器(buffer)的目的。
請注意，主要輸出開關PW_1~PW_N分別由複數個電晶體(亦稱為傳輸電晶體(pass transistor))來加以實作，而這些電晶體是由一內部迴路控制(inner loop control)機制來決定多少功率將會於預定時段T中傳遞至負載裝置，然而，對於第一開關PWP與第二開關PWN來說，這兩個開關是由一外部迴路控制(external loop control)機制來決定在預定時段T中流經電感L的平均電感電流(average inductor current)。第1圖所示之開關控制電路106所採用之內部迴路控制機制與外部迴路控制機制的操作細節將於下說明。
請參閱第9圖，其為第1圖所示之開關控制電路106所採用之一內部迴路控制電路的示意圖。請注意，內部迴路控制電路900可用以控制第2圖、第7圖與第8圖所示之主要輸出開關PW_1~PW_N 的工作週期。內部迴路控制電路900包含(但不侷限於)複數個監控模組(monitoring module)902_1~902_N、一控制邏輯電路(control logic)904以及一縮放單元(scaling unit)906，其中監控模組902_1~902_N中的每一監控模組具有相同的硬體組態與操作原理。監控模組902_1~902_N會分別接收調節過的輸出電壓VO_1-VO_N，接著分別產生複數個偵測結果S_1、S_2、...、S_N。由於監控模組902_1~902_N具有相同的硬體組態與操作原理，因此為了更加清楚及簡潔地說明本發明的技術特徵，以下僅詳述監控模組902_1的運作。監控模組902_1包含(但不侷限於)由複數個電阻R1、R2所構成之一分壓電路(voltage divider)912、具有一補償網路(compensation network)915之一誤差放大器(error amplifier)914、一比較器(comparator)916、一電容C以及一重置開關(reset switch)SW。一迴授電壓VFB_1會由分壓電路912根據調節過的輸出電壓VO_1來產生，並接著饋入至誤差放大器915。然後，一控制電壓VC_1會根據迴授電壓VFB_1與一參考電壓VREF之間的差量來產生，其中電阻R1與電阻R2的電阻值以及參考電壓VREF的電壓位準應該要根據調節過的輸出電壓VO_1的目標電壓值來適當地設定。內部迴路控制機制係採用電荷控制原理(charge control theorem)，控制電壓VC_1係為誤差放大器的輸出，並取決於耦接至輸出端OUT_1之負載裝置的負載狀況。透過正確的平均電感電流的供給，內部迴路控制本身便會保證輸出端OUT_1所要求的功率會於傳輸電晶體(亦即主要輸出開關PW_1)處於導通狀態之下進行傳遞。重置開關SW是用以於導通時對電容C進行重置。請注意，重置開關SW的開/關狀態(導/ 不導通狀態)係相反於傳輸電晶體(亦即主要輸出開關PW_1)的開/關狀態(導/不導通狀態)，亦即，當主要輸出開關PW_1導通時，重置開關SW則不導通，因而允許縮放單元906所產生之縮放過的電感電流(scaled inductor current)K*IL來對電容C進行充電。請注意，縮放係數(scaling factor)K係小於1。電容C於主要輸出開關PW_1處於導通狀態的時間中所儲存的電荷量會等於K*IL*D1*T，其中IL為平均電感電流。控制電壓VC_1會指示出多少功率是經由傳輸電晶體(亦即主要輸出開關PW_1)而傳遞至輸出端OUT_1。於穩態(steady state)時，控制電壓VC_1與平均電感電流IL之間的關係可表示如下：
透過比較實際的控制電壓VC_1與預期的控制電壓(K*IL*D1*T)/C而得到的比較結果可作為傳遞至控制邏輯電路904的偵測結果S_1。接著，控制邏輯電路904會透過參考偵測結果S_1來增加、降低或維持目前的工作週期D1，舉例來說，當偵測結果S_1指示出實際的控制電壓VC_1高於預期的控制電壓(K*IL*D1*T)/C時，這表示調節過的輸出電壓VO_1低於目標電壓值，控制邏輯電路904因而會增加目前的工作週期D1；當偵測結果S_1指示出實際的控制電壓VC_1低於預期的控制電壓(K*IL*D1*T)/C時，這表示調節過的輸出電壓VO_1高於目標電壓值，控制邏輯電路904因而會降低目前的工作週期D1；以及當偵測結果S_1指示出實際的控制電壓VC_1等於預期的控制電壓 (K*IL*D1*T)/C時，這表示調節過的輸出電壓VO_1等於目標電壓值，控制邏輯電路904便會維持目前的工作週期D1不變。
對於監控模組902_1~902_N來說，控制電壓VC_2~VC_N與平均電感電流IL之間的關係可用以下的方程式來加以表示：
由所採用之輔助開關PW_N+1而導入之額外的操作階段會保證先前的操作階段均會具有足夠的餘裕(margin)來適當地調節輸出端OUT_1~OUT_N上的輸出電壓，此外，即便任一轉換器輸出上的負載變化會影響其它轉換器輸出的電壓調節，主要輸出開關PW_1~PW_N之所有的工作週期D1~DN仍然可以妥善地受到控制。簡而言之，透過用以提供額外的操作階段且作為緩衝器使用之輔助開關PW_N+1的協助，控制邏輯電路904便被允許來直接地調整工作週期D1~DN，因而使得調節過的輸出電壓VO_1~VO_N可正確地調整至個別的目標電壓值。由於所有的輸出電壓現在允許被適當且正確地調節，因此便可以避免交互調節所造成之不想要的效應。
外部迴路控制可確保來自不同負載裝置的平均電流要求(average current request)均可在穩態之下被滿足。請參閱第10圖，其為第1 圖所示之開關控制電路106所採用之一外部迴路控制電路的示意圖。請注意，外部迴路控制電路1000可用以控制第2圖、第7圖與第8圖所示之第一開關PWP與第二開關PWN的工作週期。外部迴路控制電路1000包含(但不侷限於)上述的縮放單元906與控制邏輯電路904、複數個結合單元(combining unit)1002、1004、一誤差放大器1006、一比較器1008、複數個電壓-電流(voltage-to-current,V2I)轉換單元1010_1、1010_2、...、1010_N、1010_N+1以及一電阻R。誤差放大器1006是用以比較工作週期DN+1與一預定工作週期DREF，並相對應地產生一比較結果(亦即一誤差放大器輸出)來作為一額外控制電壓VC_N+1，明確來說，誤差放大器1006會依據具有工作週期DN+1之輔助開關的控制訊號與具有預定工作週期DREF(例如10%)之一參考振盪訊號來產生控制電壓VC_N+1。
請注意，監控模組901_1~902_N所產生之控制電壓VC_1~VC_N亦會分別傳送至電壓-電流轉換單元1010_1~1010_N。結合單元1004會結合縮放過的電感電流IL*K與分別對應至控制電壓VC_1~VC_N+1的複數個電流，接著，結合單元1004所產生之一結合後的電流會透過電阻R而轉換為一控制電壓VC。在穩態之下，控制電壓VC_1~VC_N+1與平均電感電流IL之間的關係可由以下的方程式來加以表示：
透過電阻R之電阻值與電容C之電容值的適當設計，穩態下的控制電壓VC_N+1將會滿足方程式(4)，舉例來說，電阻R之電阻值與電容C之電容值可根據以下的方程式來設定：
由上可知，控制電壓VC_N+1在穩態之下可表示如下：
這表示控制電壓VC_N+1的大小會正比於(proportional to)流經輔助開關PW_N+1並接著注入電壓源所耦接之輸入端的電感電流。電荷控制原理在此仍然被遵循。請注意，上述之控制電壓VC_N+1與平均電感電流IL之間的關係在穩態之下是正確的，而非在暫態響應(transient response)之下。假若負載變化發生在任一輸出端，則透過主要輸出開關PW_1~PW_N所傳遞的電荷量可被獨立地(independently)決定，而對於輔助開關PW_N+1來說，所導入之額外的操作階段主要是將電感電流迴授至輸入端，因此，對於本發明所揭示之示範性的電壓轉換器的任一輸出電壓而言，將不會有交互調節的問題。
平均電感電流IL是第一開關PWP之工作週期D的函數，因此，於上述的控制機制中，總共會有(N+1)個變數(亦即主要輸出開關PW_1~PW_N的工作週期D1~DN以及第一開關PWP的工作週期 D)，此外，由上述之方程式(2)與方程式(3)可得知，總共會有N個方程式使用於內部迴路控制機制之中，以及由上述之方程式(4)可得知，會有一個方程式使用於外部迴路控制機制之中。由於變數的個數等於方程式的個數，因此僅會存在一個穩態的解(steady-state solution)，故開關控制電路106所採用的控制機制會是穩定的。
如第10圖所示，結合單元1002透過結合一斜坡訊號(ramp signal)SRAMP與電感電流IL來產生一參考訊號SREF，接著，比較器1008透過比較控制電壓VC與參考訊號SREF來產生一偵測結果S。舉例來說，當偵測結果S指示出控制電壓VC高於參考訊號SREF的電壓位準時，這表示平均電感電流IL可能太小，因此，經由參照偵測結果S，控制邏輯電路904便會增加第一開關PWP的工作週期D並相對應地降低第二開關PWN的工作週期(1-D)；當偵測結果S指示出控制電壓VC低於參考訊號SREF的電壓位準時，這表示平均電感電流IL可能太大，因此，經由參照偵測結果S，控制邏輯電路904便會降低第一開關PWP的工作週期D並相對應地增加第二開關PWN的工作週期(1-D)；以及當偵測結果S指示出控制電壓VC等於參考訊號SREF的電壓位準時，這表示平均電感電流IL滿足需求，因此，經由參照偵測結果S，控制邏輯電路904便不需要改變第一開關PWP之工作週期D與第二開關PWN之工作週期(1-D)的目前設定。
舉例來說(但本發明並不以此為限)，預定工作週期DREF可由一特定百分比數值P(例如P=10%)來加以設定。於一實施例中，非重疊 工作週期D1~DN的總和理想上是等於1減去P(例如1-P=90%)。假若輔助開關PW_N+1之目前的工作週期DN+1小於預定工作週期DREF，這表示平均電感電流IL應該要被增加以調降非重疊工作週期D1~DN之目前的總和，因此，控制電壓VC_N+1將使得控制電壓VC被調升，然而，假若輔助開關PW_N+1之目前的工作週期DN+1大於預定工作週期DREF，這表示平均電感電流IL應該要被降低以調升非重疊工作週期D1~DN之目前的總和，因此，控制電壓VC_N+1將使得控制電壓VC被調降。
如第9圖與第10圖所示，無論是內部迴路控制電路900或外部迴路控制電路1000，均需要電感電流IL，由於第一開關PWP與第二開關PWN會交替地導通(亦即第一開關PWP與第二開關PWN並不會同時導通)，一多工器(multiplexer)便可被使用來適當地將電感電流提供予具有上述之內部迴路控制機制與外部迴路控制機制的開關控制電路106。請參閱第11圖，其為透過一多工器的使用來將電感電流提供予第9圖所示之內部迴路控制電路900與第10圖所示之外部迴路控制電路1000的示意圖。如圖所示，多工器1102具有一第一輸入端點N11、一第二輸入端點N12以及一輸出端點N13。當第一開關PWP導通時，多工器1102便用以根據第二輸入端點N12所接收到之輸入電流來輸出電感電流IL。當第二開關PWN導通時，多工器1102便用以根據第一輸入端點N11所接收到之輸入電流來輸出電感電流IL。請注意，緩衝器1104與緩衝器1106可用來調整饋入至多工器1102的電流強度，然而，基於實際上的設計考量，緩 衝器1104與緩衝器1106可以是非必要的(optional)的元件。
於上述之實作範例中，第1圖所示之電壓轉換器100中的直流-直流電源供應區塊102可採用一降壓型電壓轉換器拓樸來加以實現，然而，此僅作為範例說明之用，而非用以作為本發明的限制，舉例來說，於一設計變化中，本發明的相同概念亦可應用於一升壓型電壓轉換器(boost converter)，亦即直流-直流電源供應區塊102可採用一升壓型電壓轉換器拓樸(boost topology)來加以實現。再者，於另一設計變化中，輔助開關104_N+1的第二端N2可被耦接至一內部虛設負載(internal dummy load)，而非耦接至電壓轉換器200的輸入端IN，同樣可達到於預定時段中導入一個額外操作階段以允許主要輸出開關之工作週期可被妥善地控制的目的。
依據本發明之實施例，電壓轉換方法可簡單地歸納如下。電壓轉換方法包含：提供一電壓轉換器以接收一參考輸入電壓以及僅輸出N個調節過的輸出電壓，其中該電壓轉換器包含一直流-直流電源供應區塊並具有N個輸出操作階段。該直流-直流電源供應區塊具有一輸入端點以及一輸出端點，且該直流-直流電源供應區塊包含：一電感，用以透過耦接至該輸入端之該輸入端點來儲存能量並透過該輸出端點來釋放所儲存的能量；以及一開關模組，耦接至該電感並用以於一預定時段中交替地在至少一第一連接組態與一第二連接組態之間進行切換。該N個輸出操作階段中的每一輸出操作階段由一輸出端點來提供一調節過的輸出電壓，其中N為一正整數。電壓轉換 方法另包含：提供一輔助操作階段(其並未提供任何調節過的輸出電壓)，並於該預定時段中交替地啟用該N個輸出操作階段與該輔助操作階段。請注意，電壓轉換方法可透過一輔助開關來實作該輔助操作階段，其中該輔助開關可由一電晶體與一二極體中的至少其一來加以實作，及/或該直流-直流電源供應區塊可採用一降壓型電壓轉換器拓樸來加以實作。
於一實作範例中，電壓轉換方法可另包含：於該輔助操作階段中，將該電感電流迴授至該電壓轉換器之該輸入端。舉例來說，在該輔助操作階段中，該直流-直流電源供應區塊的輸出端點係耦接至該輸入端。於另一實作範例中，在該輔助操作階段中，該電感之電感電流並沒有注入至該電壓轉換器的任一輸出端。
再者，電壓轉換方法可另包含：依據由該N個調節過的輸出電壓所得到之複數個控制電壓，來控制該N個輸出操作階段的非重疊工作週期；依據該N個主要輸出操作階段的工作週期，來直接設定該輔助操作階段的工作週期；及/或透過比較該輔助操作階段的工作週期與一預定工作週期並相對應地產生一比較結果，以及依據該N個調節過的輸出電壓、該比較結果以及該電感之該電感電流，來控制該開關模組中的一第一開關於該預定時段中的工作週期。
由於熟習該項技藝者於閱讀上述針對電壓轉換器的說明書段落之後應可輕易地瞭解電壓轉換方法中每一步驟的操作細節，故進一 步的說明便在此省略以求簡潔。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100、200、700、800‧‧‧電壓轉換器
102、202‧‧‧直流-直流電源供應區塊
104_1~104_N‧‧‧主要輸出開關
104_N+1‧‧‧輔助開關
106‧‧‧開關控制電路
112‧‧‧電感
114、214‧‧‧開關模組
900‧‧‧內部迴路控制電路
902_1~902_N‧‧‧監控模組
904‧‧‧控制邏輯電路
906‧‧‧縮放單元
912‧‧‧分壓電路
914、1006‧‧‧誤差放大器
915‧‧‧補償網路
916、1008‧‧‧比較器
1000‧‧‧外部迴路控制電路
1002、1004‧‧‧結合單元
1010_1~1010_N+1‧‧‧電壓-電流轉換單元
1102‧‧‧多工器
1104、1106‧‧‧緩衝器
第1圖為本發明之廣義的電壓轉換器的實施例的方塊圖。
第2圖為本發明所揭示之直流-直流電源供應區塊、主要輸出開關以及輔助開關的第一實作範例的示意圖。
第3圖為電壓轉換器所包含之複數個開關的導通次序示意圖。
第4圖為電壓轉換器在第1個操作階段下的硬體狀態的示意圖。
第5圖為電壓轉換器在第(N-1)個操作階段下的硬體狀態的示意圖。
第6圖為電壓轉換器在第(N+1)個操作階段下的硬體狀態的示意圖。
第7圖為本發明所揭示之直流-直流電源供應區塊、主要輸出開關以及輔助開關的第二實作範例的示意圖。
第8圖為本發明所揭示之直流-直流電源供應區塊、主要輸出開關以及輔助開關的第三實作範例的示意圖。
第9圖為第1圖所示之開關控制電路所採用之一內部迴路控制電路的示意圖。
第10圖為第1圖所示之開關控制電路所採用之一外部迴路控制電路的示意圖。
第11圖為透過多工器的使用來將電感電流提供予第9圖所示之內部迴路控制電路與第10圖所示之外部迴路控制電路的示意圖。
100‧‧‧電壓轉換器
102‧‧‧直流-直流電源供應區塊
104_1~104_N‧‧‧主要輸出開關
104_N+1‧‧‧輔助開關
106‧‧‧開關控制電路
112‧‧‧電感
114‧‧‧開關模組

Claims (21)

  1. 一種電壓轉換器，其具有一輸入端以接收一參考輸入電壓以及僅具有N個輸出端以分別輸出N個調節過的輸出電壓，該電壓轉換器包含：一直流-直流電源供應區塊，具有一輸入端點以及一輸出端點；以及(N+1)個開關，包含N個主要輸出開關以及一輔助開關，其中該N個主要輸出開關與該輔助開關中的每一開關均具有一第一端以及一第二端，該(N+1)個開關之複數個第一端耦接至該輸出端點，該N個主要輸出開關之複數個第二端分別耦接至該N個輸出端，以及N大於1且為一正整數；其中於一預定時段中，該(N+1)個開關會交替地導通，該N個主要輸出開關單獨導通以提供該N個調節過的輸出電壓，以及該輔助開關係在輸出該N個調節過的輸出電壓之後才導通。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該輔助開關之一第二端耦接至該輸入端。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中當該輔助開關導通時，該直流-直流電源供應區塊之一電感電流會迴授至該輸入端。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中當該輔助開關導通時，該直流-直流電源供應區塊之一電感電流並不會注入至該N個輸出端中的任一輸出端。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該N個主要輸出開關於該預定時段中分別具有複數個非重疊工作週期中之一者，以及該電壓轉換器另包含一開關控制電路，用以依據由該N個輸出端上的該複數個調節過的輸出電壓所得到之複數個控制電壓，來控制該N個主要輸出開關之該複數個非重疊工作週期。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該(N+1)個輸出開關於該預定時段中分別具有複數個非重疊工作週期中之一者，以及該電壓轉換器另包含一開關控制電路，用以依據該N個主要輸出開關所分別具有之複數個工作週期來直接設定該輔助開關之一工作週期。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該電壓轉換器另包含一開關控制電路，以及在該預定時段中，該開關控制電路會於交替地導通該N個主要輸出開關之後才導通該輔助開關。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該直流-直流電源供應區塊包含：一電感，用以透過耦接至該輸入端之該輸入端點來儲存能量，並 透過該輸出端點來釋放所儲存的能量；以及一開關模組，耦接於該電感，用以於該預定時段中交替地在至少一第一連接組態與一第二連接組態之間進行切換。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之電壓轉換器，其中該開關模組包含一第一開關以及一第二開關；當該開關模組具有該第一連接組態時，該第一開關會導通且該第二開關不導通；當該開關模組具有該第二連接組態時，該第二開關會導通且該第一開關不導通；以及該電壓轉換器另包含一開關控制電路，用以依據該N個輸出端上的該複數個調節過的輸出電壓、該輔助開關之一工作週期以及該電感之一電感電流，來控制該第一開關在該預定時段中的一工作週期。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之電壓轉換器，其中該開關控制電路比較該輔助開關之該工作週期與一預定工作週期並相對應地產生一比較結果，以及依據該N個輸出端上的該複數個調節過的輸出電壓、該比較結果以及該電感之該電感電流，來控制該第一開關在該預定時段中的該工作週期。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之電壓轉換器，其中該電感耦接至該輸出端點，該第一開關耦接於該輸入端點與該電感之間，以及該第二開關耦接於一訊號接地端與該電感之間。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該輔助開關包含有一電晶體與一二極體中的至少其一。
  13. 如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該直流-直流電源供應區塊具有一降壓型電壓轉換器拓樸。
  14. 一種電壓轉換方法，包含：提供一電壓轉換器以接收一參考輸入電壓並輸出N個調節過的輸出電壓，其中該電壓轉換器具有N個輸出操作階段以及一輔助操作階段，該N個輸出操作階段會分別提供該N個調節過的輸出電壓，該輔助操作階段不提供調節過的輸出電壓，以及N為一大於1的正整數；以及於一預定時段中，交替地啟用該N個輸出操作階段與該輔助操作階段，其中該輔助操作階段於交替地啟用該N個主要輸出操作階段之後才啟用。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之電壓轉換方法，其中於該輔助操作階段中，該電壓轉換器之一電感電流會迴授至該電壓轉換器之一輸入端。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之電壓轉換方法，其中於該輔助操作階段中，該電壓轉換器之一電感電流不會對該N個調節過的輸出電壓具有任何貢獻。
  17. 如申請專利範圍第14項所述之電壓轉換方法，其中該N個輸出操作階段於該預定時段中分別具有複數個非重疊工作週期中之一者，以及該電壓轉換方法另包含：依據由該N個調節過的輸出電壓所得到之複數個控制電壓，來控制該N個輸出操作階段所具有之該複數個非重疊工作週期。
  18. 如申請專利範圍第14項所述之電壓轉換方法，其中該N個輸出操作階段與該輔助操作階段於該預定時段中分別具有複數個非重疊工作週期中之一者，以及該電壓轉換方法另包含：依據該N個輸出操作階段所具有之複數個工作週期，來直接設定該輔助操作階段之一工作週期。
  19. 如申請專利範圍第14項所述之電壓轉換方法，其中該電壓轉換器包含一開關模組，其具有一第一開關以及一第二開關；當該開關模組具有一第一連接組態時，該第一開關會導通且該第二開關不導通；當該開關模組具有一第二連接組態時，該第二開關會導通且該第一開關不導通；以及該電壓轉換方法另包含：依據該N個調節過的輸出電壓、該輔助操作階段之一工作週期以及該電壓轉換器之一電感電流，來控制該第一開關在該預定時段中的一工作週期。
  20. 如申請專利範圍第19項所述之電壓轉換方法，其中控制該第一 開關在該預定時段中的該工作週期的步驟包含：比較該輔助操作階段之該工作週期與一預定工作週期，並相對應地產生一比較結果；以及依據該N個調節過的輸出電壓、該比較結果以及該電壓轉換器之該電感電流，來控制該第一開關在該預定時段中的該工作週期。
  21. 如申請專利範圍第14項所述之電壓轉換方法，其中提供該電壓轉換器之步驟包含：採用一降壓型電壓轉換器拓樸來實作該電壓轉換器。
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