KR20120035911A - Ｓｍｐｓ에서 ｐｗｍ과 ｐｆｍ 사이를 천이하는 시스템, 방법 및 장치 - Google Patents
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Abstract
스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS)는 부하 전류에 따라 상기 SMPS의 제어를 위해 펄스-주파수 변조(PFM) 제어 또는 펄스-폭 변조(PWM) 제어 간을 천이함으로써, 무부하로부터 풀부하까지의 모든 동작 범위에 걸쳐 최적화된 효율을 얻는다. PFM 모드 동작 및 PWM 모드 동작 사이의 정확하고, 부드럽고 및 매끄러운 천이들이, 프리세트 부하 전류(들)에서 일어나고, PFM 동작은 가벼운 부하 상태들 동안에 효율을 개선하고, PWM은 더 무거운 부하 전류들에서 더 좋은 효율을 얻는다. 이것은 배터리 구동 제품들에 유리하며, 이에 의해 배터리 교체 또는 재충전이 필요하기까지 사용 시간을 더 길게 한다.
Description
본 발명은 스위치 모드 파워 서플라이들(switch mode power supplies)에 관한 것으로, 특히 부하에 따라 펄스-폭 변조(PWM) 제어와 펄스-주파수 변조(PFM) 제어 사이를 천이함으로써 효율을 증가시킨 스위치 모드 파워 서플라이(SMPS)에 관한 것이다.
SMPS는 전력 스위칭 트랜지스터(들)로 PWM 제어 및 PFM 제어 중 어느 하나를 사용함으로써 동작할 수 있다. SMPS의 PWM 동작은 무거운 부하 상태들(higher load conditions) 동안에는 효율적이지만, 가벼운 부하 상태(light load condition)에서는 동작의 효율이 떨어진다. PFM 제어는 가벼운 부하 상태들 동안에는 SMPS의 효율을 개선하지만, 무거운 부하 상태에서는 효율이 좋지 않다. 고 효율은 SMPS에서, 특히 배터리 구동 제품들에 이용되는 경우 중요하다. 도 12는 PFM 또는 PWM 제어를 이용하는 경우, 출력 부하 전류들의 범위에 걸쳐 SMPS의 전형적인 효율들을 표시하는 그래프이다.
그러므로, 부하 전류에 따라 SMPS의 제어를 위해 PFM과 PWM 사이를 신뢰할 수 있게 천이함으로써, SMPS의 전체 동작 범위에 걸쳐, 즉 무부하로부터 전부하(full load)까지, SMPS 효율을 최적화할 필요가 있다. 공장 세트 부하 전류(들)에서, PFM 동작 모드와 PWM 동작 모드 사이의 정확하고, 부드럽고, 또한 매끄러운 천이들이 발생할 수 있다. PFM 동작은 가벼운 부하 상태들 동안 효율을 개선시키고, 또한 PWM은 많은 부하 전류들(higher load currents)에서 효율을 더 좋게 한다. 이러한 특징은 배터리 구동 제품들에서 매우 바람직하고, 배터리 교체 또는 재충전이 필요하기까지 사용 시간을 더 길게 한다. SMPS는, 제한하는 것은 아니지만, 예를 들면 전압 모드, 피크 전류 모드, 또는 평균 전류 모드 제어를 채용하는 벅(buck), 부스트(boost), 벅-부스트(buck-boost), 플라이백(fly-back) 등일 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 펄스-주파수 변조(PFM) 제어 또는 펄스-폭 변조(PWM) 제어를 이용하는 스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS) 장치는 SMPS 컨버터; 및 부하 전류가 천이 전류 값에 도달한 때를 검출하기 위한 부하 결정 회로를 포함하고, 여기서 상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값보다 적으면, PFM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어하고, 상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값과 동등하거나 상기 천이 전류 값보다 크면, PWM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 펄스-주파수 변조(PFM) 제어 또는 펄스-폭 변조(PWM) 제어를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS) 제어 방법은, SMPS 컨버터의 부하 전류를 결정하는 단계; 상기 부하 전류와 천이 전류 값을 비교하는 단계; 상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값보다 적은 경우 PFM 신호로 상기 SMPS 컨버터를 제어하는 단계; 및 상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값과 동등하거나 상기 천이 전류 값보다 큰 경우, PWM 신호로 상기 SMPS 컨버터를 제어하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 펄스-주파수 변조(PFM) 제어 또는 펄스-폭 변조(PWM) 제어를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS) 제어 방법은, a) SMPS 컨버터의 동작을 디스에이블링하는 단계; b) 상기 SMPS 컨버터로부터의 출력 전압이 기준 전압보다 아래인지를 결정하는 단계;로서, b1) 상기 출력 전압이 상기 기준 전압보다 아래에 있지 아니한 경우 단계 a)로 되돌아가고, b2) 상기 출력 전압이 상기 기준 전압보다 아래에 있는 경우 상기 SMPS 컨버터의 동작을 인에이블링하고, c) 인덕터에 에너지를 저장하는 단계; d) 제어 디맨드를 만났는지를 결정하는 단계;로서, d1) 상기 제어 디맨드를 만나지 못한 경우 단계 c)로 되돌아가고, d2) 상기 제어 디맨드를 만난 경우 출력 커패시터로 상기 인덕터에 저장된 에너지를 전송하고, e) 상기 SMPS 컨버터로부터의 출력 전압이 상기 기준 전압 아래인지를 결정하는 단계;로서, e1) 상기 출력 전압이 상기 기준 전압보다 아래에 있지 아니한 경우 단계 a)로 되돌아가고, e2) 상기 출력 전압이 상기 기준 전압보다 아래에 있는 경우 단계 c)로 되돌아간다.
본 발명이 특정 실시예를 참조하여 특별히 도시되고 설명되었지만, 이러한 참조는 본 발명을 한정하지 않고 이러한 한정을 의미하지도 않는다. 개시된 본 발명은 이 기술분야의 당업자에 의해 형태와 기능에 있어 다양한 수정물, 대체물, 및 균등물이 가능하다. 본 발명의 도시되고 설명된 실시예는 단지 예로서 본 발명의 범위를 한정하지 않는다.
첨부한 도면과 관련된 다음의 설명을 참조하면 본 발명을 더 완전하게 이해할 수 있다.
도 1은 기본적인 레귤레이터 시스템을 도시한 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 일반적인 전력 레귤레이터를 더 상세하게 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 개시에 따른 제어 회로를 도시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 개시에 따라 도 3에 도시된 제어 회로에 의해 제어된 전력 스위칭 레귤레이터 회로를 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 특정 실시예에 따른 프로세스 제어 방법을 도시한 흐름도이다.
도 6은 본 발명에 개시에 따라 PFM 동작 동안 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명에 개시에 따라 PFM 동작 동안 부하가 증가한 경우의 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명에 개시에 따라 PFM 동작 동안 부하가 더 증가한 경우의 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명에 개시에 따라 PFM 동작으로부터 PWM 동작으로의 천이 동안 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 10은 본 발명에 개시에 따라 부하 단계 동안 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명에 개시에 따라 PWM 연속 전도 모드 동작 동안 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 12는 PFM 또는 PWM 제어를 이용하는 경우 출력 부하 전류들의 범위에 걸쳐 SMPS의 전형적인 효율을 도시한 도면이다.
도 13은 본 발명의 특정 실시예에 따른 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다.
도 14는 본 발명의 또 다른 특정 실시예에 따른 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다.
도 15는 본 발명의 또 다른 특정 실시예에 따른 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다.
도 16은 본 발명의 또 다른 특정 실시예에 따라 혼합형 신호 집적회로 디바이스를 이용한 디지털/프로그램된 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다.
본 발명은 다양한 수정물 및 대체 형태가 가능하지만, 본 발명의 특정 실시예가 도면에 도시되고 여기에 상세히 설명되었다. 하지만, 특정 실시예는 본 발명을 여기에 개시된 특정 형태로 한정하려는 것이 아니라, 반대로, 본 발명은 첨부된 청구범위에 의해 한정된 모든 수정물 및 균등물을 포함하려 한다는 것이 이해되어야 한다.
도 1은 기본적인 레귤레이터 시스템을 도시한 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 일반적인 전력 레귤레이터를 더 상세하게 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 개시에 따른 제어 회로를 도시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 개시에 따라 도 3에 도시된 제어 회로에 의해 제어된 전력 스위칭 레귤레이터 회로를 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 특정 실시예에 따른 프로세스 제어 방법을 도시한 흐름도이다.
도 6은 본 발명에 개시에 따라 PFM 동작 동안 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명에 개시에 따라 PFM 동작 동안 부하가 증가한 경우의 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명에 개시에 따라 PFM 동작 동안 부하가 더 증가한 경우의 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명에 개시에 따라 PFM 동작으로부터 PWM 동작으로의 천이 동안 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 10은 본 발명에 개시에 따라 부하 단계 동안 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명에 개시에 따라 PWM 연속 전도 모드 동작 동안 도 3에 도시된 제어 회로의 동작 타이밍을 도시한 도면이다.
도 12는 PFM 또는 PWM 제어를 이용하는 경우 출력 부하 전류들의 범위에 걸쳐 SMPS의 전형적인 효율을 도시한 도면이다.
도 13은 본 발명의 특정 실시예에 따른 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다.
도 14는 본 발명의 또 다른 특정 실시예에 따른 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다.
도 15는 본 발명의 또 다른 특정 실시예에 따른 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다.
도 16은 본 발명의 또 다른 특정 실시예에 따라 혼합형 신호 집적회로 디바이스를 이용한 디지털/프로그램된 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다.
본 발명은 다양한 수정물 및 대체 형태가 가능하지만, 본 발명의 특정 실시예가 도면에 도시되고 여기에 상세히 설명되었다. 하지만, 특정 실시예는 본 발명을 여기에 개시된 특정 형태로 한정하려는 것이 아니라, 반대로, 본 발명은 첨부된 청구범위에 의해 한정된 모든 수정물 및 균등물을 포함하려 한다는 것이 이해되어야 한다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 도면에서 동일한 구성요소는 동일한 부호로 나타내고, 유사한 구성요소는 아래첨자를 달리하여 동일한 부호로 나타낸다.
일반적으로, 전력 컨버터는 에너지의 한 형태를 또 다른 에너지의 형태로 지속적으로 변환시키는 디바이스로서 정의될 수 있다. 전력 컨버터가 변환 기능을 수행하는 동안, 그러한 전력 시스템 내의 에너지의 저장 또는 손실은 보통 에너지 변형 프로세스와 동일하다. 비용, 신뢰성, 복잡성 및 효율의 정도를 다르게 그러한 기능을 제공할 수 있는 많은 타입의 디바이스들이 있다. 전력 변환을 위한 메커니즘들은, 사실상 기계적인, 전기적인 또는 화학적인 프로세싱인 것들과 같은 많은 기본 형태를 취한다. 여기에서의 초점은 에너지 변환을 전기적으로 수행하고, 동적 방식으로, 인덕터들, 커패시터들, 스위치들 및 저항들을 포함하는 부품들의 제한된 세트를 채용하는 전력 컨버터들일 수 있다. 이들 회로 부품들을 어떻게 연결할 것인지는 소망의 전력 변환에 의해 결정된다. 저항들은 원하지 않는 전력 손실을 가져온다. 고 효율은 보통 대부분의 제품에서 최우선 조건이므로, 주전력 제어 경로에 있어서 저항 회로 요소들은 회피되거나 최소화되어야 한다. 가끔 드물게 그리고 매우 특정 이유들 때문에, 전력 소모 저항 성분이 주전력 제어 경로로 도입된다. 전체 시스템의 시퀀스, 모니터 및 제어 전자 장비와 같은 보조 회로에 있어서, 그들의 손실 분담들은 보통 무의미하므로, 큰 값을 갖는 저항들은 공통 위치에 있다.
도 1은 기본적인 레귤레이터 시스템을 도시한 블록도이다. 전력 시스템(102)은 예를 들면, 기본적인 스위치 모드 전력 컨버터로, 그 출력에서의 전압 (또는 전류, 또는 전력)이 매우 잘 제어될 것이라는 기대를 가지고, 전압 (또는 전류, 또는 전력)의 비제어된 소스의 입력이 전력 시스템(102)의 입력에 적용된다. 출력을 제어하는 기본은 일부 형태로 표현된 기준(reference)으로, 그 출력과 그 기준 사이의 일부 편차는 에러가 된다. 피드백 제어된 시스템에 있어서, 네거티브 피드백은 이 에러들을 그 시스템에 의해 요구된 제로에 가까운 수용가능한 값으로 감소시키는데 이용된다. 전형적으로 에러를 빠르게 감소시키지는 것은 바람직하지만, 시스템 응답성과 시스템 안정성 사이의 균형은 피드백 제어에 내재한다. 피드백 네트워크가 보다 빠르게 응답하면 할수록, 불안정성의 위험은 더 커진다.
이 시점에서, 또 다른 제어 방법인 피드 포워드(feed forward)가 있음을 언급한다. 피드 포워드 제어의 경우, 제어 신호는 입력 변동 또는 변화에 응답하여 직접 생성된다. 피드 포워드는 출력 감지가 수반되지 않으므로, 피드백보다 덜 정확하지만, 출력 에러 신호가 생성되기를 기다리는 지연이 없고, 또한 피드 포워드 제어는 불안정을 야기하지 않는다. 피드 포워드 제어는 전형적으로 전압 레귤레이터를 위한 유일한 제어 방법으로 적당하지 않음이 명백하지만, 동적 입력 변동들에 대한 레귤레이터의 응답을 개선하기 위해 종종 피드백과 함께 이용된다.
도 2는 도 1에 도시된 일반적인 전력 레귤레이터를 더 상세하게 도시한 블록도이다. 전력 시스템(102)은 2개의 블록들, 전력 회로(206)와 제어 회로(208)로 구분된다. 전력 회로(206)는 전력 시스템 부하 전류를 처리하고, 또한 전형적으로 크고, 안정성이 있으나, 광범위한 온도 변동들을 받는다. 전력 회로의 스위칭 기능들은, 의미상 보통 하나의 듀티 사이클을 갖는 단지 2개의 상태 스위치로서 대부분 안정성 분석에서 통상 시뮬레이션된 큰 신호 현상이다. 또한, 출력 필터(미도시됨)는 전력 회로(206)의 부분으로서 고려되지만, 리니어 블록으로서 고려될 수 있다. 제어 회로(208)는 보통 이득 블록, 에러 증폭기 및 펄스폭 변조기로 이루어지며, 전력 스위치들에 대한 듀티 사이클을 정의하는데 사용될 것이다. 본 발명의 개시에 따른 PFM과 PWM 사이의 부드럽고 매끄러운 천이를 위한 제어 회로(208)는, 아래에서 더 상세하게 설명된다. PFM는 전력 시스템(206)을 제어하는 사실상의 비율을 감소시켜 스위칭 손실들을 감소시키고, 또한 가벼운 부하들의 경우 효율을 증가시킨다.
또한, 전력 회로(206)의 온 및 오프 제어는 시간 주기당 수회들로, 예를 들면 전력 필드 효과 트랜지스터들을 스위칭하므로, PFM은 펄스 밀도 변조(PDM)로서 나타낼 수 있다. PFM/PDM은, 타임 주기당 펄스 수가 감소되어, 그에 의해 타임 주기당 몇 번이고 전력 회로(206)의 스위치들을 턴온 또는 턴오프하는 것을 감소시킴으로써, 낮은 디맨드(demand) 레벨들에서 전력 회로(206)의 효율을 좋게 한다. 전력 회로(206)의 부품들(예를 들어 스위치들, FET들)이 무손실이 아니기 때문에, 전력 회로(206)의 스위치(FET)가 오프에서 온으로 또는 온에서 오프로 변할 때마다, 천이 동안에 전력의 일부는 손실된다. 전력 회로(206)의 스위치들을 위한 PWM 제어에 있어서, PWM은 어떤 주파수에서 복수의 연속 펄스 또는 타임 주기당 펄스 수이다. 전력 회로(206)의 PWM 제어는 복수의 연속 펄스의 각 펄스의 듀티 사이클을 변경시킴으로써 효과를 얻는다. 일반적으로, PWM 펄스들의 듀티 사이클은 제로(0)로부터 100 퍼센트보다 적은 듀티 사이클까지 변할 수 있다. 본 발명의 개시에 따라 타임 주기당 더 적은 펄스를 갖는 PFM/PDM를 이용한 전력 회로 제어는 더 좋은 선택이므로, 가벼운 부하 상태들에서 PWM 제어를 이용하는 것은 낭비이고 비효율적이다. 전력 인덕터의 전압이 온과 오프로 스위칭되어야하고, 그렇지 않으면 스위칭 전력 공급이 작용할 수 없으므로, PWM 펄스 듀티 사이클은 고가품(high end)에서 제한된다.
PFM으로부터 PWM로의 제어 천이는, 스위칭 레귤레이터 전력 컨버터가 천이 시점에서 불연속적인 전도 모드로 동작하고 있다는 전제에 근거된다. 즉, 인덕터에 저장된 모든 에너지는 사이클마다 시스템 부하로 이송된다. 이 전제는 항상 스위칭 레귤레이터 전력 컨버터의 적절한 설계를 위해 유효하다.
도 3은 본 발명의 개시에 따른 제어 회로를 도시한 블록도이고, 도 4는 본 발명의 개시에 따라 도 3에 도시된 제어 회로에 의해 제어된 전력 스위칭 레귤레이터 회로를 도시한 도면이다. SMPS는 전력 소스(예를 들면 배터리(440)), 전력 인덕터(442), 션트 스위치(444)(예를 들면 전력 필드 효과 트랜지스터), 직렬 패스 스위치(440)(예를 들면 전력 필드 효과 트랜지스터), 소망의 직류 전류(DC) 출력을 위해 교류 전류(AC) 리플을 억제하기 위한 부하 커패시터(456), 전류 감지 저항(448), 및 출력 전압 분할 저항들(452, 454)을 포함할 수 있다. 또한, 도 4에는 전력원 공통단들 또는 접지단들(450)이 표시되어 있다.
노드(320)에서의 전압 피드백 신호가 노드(328)에서의 기준 전압 아래이면, 동작은 시작한다. 노드(320)에서의 전압 피드백 신호는 조절된(regulated) 출력 전압의 값을 나타낸다(도 4 참조). 이 조건이 사실이면, 동작은 인에이블된다. PWM 듀티 사이클(인덕터(442)로 에너지를 부여하는 온타임(on-time)) 디맨드가 고정 또는 최소 듀티 사이클 디맨드보다 적은 경우, PFM 제어 동작이 발생한다. 이 모드에 있어서, 출력 전압 조절을 유지하기 위해 요구된 것보다 더 많은 에너지가 인덕터(442)로 부여된다. 인덕터(442) 양단의 전압-시간은 입력 또는 출력 조건들 때문에 평행되지 않는다. 그러므로, 출력 전압은 안정한 상태 조건에 있지 않고, 상승(rising) 천이 상태에 있다. PFM 동작에 있어서, 평균 출력은 PFM 임계 생성기(314)를 제어하는 히스테리시스 비교기(310)에 의해 유지된다. 부하 전류는 전류 감지 저항(448)을 이용하여 유지된다.
도 6, 7 및 8은 부하 전류가 증가하는 동안에, 도 3 및 4에 도시된 제어 회로의 PFM 동작 타이밍을 다양하게 도시한 도면이다. 부하 전류가 천이 포인트에 도달하면, PFM 동작은 히스테리시스 비교기(310)의 낮은 레벨을 넘어 출력을 증가시킬 수 없다. 제로(피드백은 기준과 동등함)로 하기 위해 에러를 구동하는 PWM 에러 생성기 회로(312)는, PFM 임계 생성기 회로(314)보다 높은 듀티 사이클을 요구한다. PWM 에러 생성기 회로(312)는 이제 전력 회로(206) 출력 조절의 제어 아래 있으며, 매끄러운 천이가 발생한다.
도 9는 PWM 모드 동작으로의 매끄러운 천이를 도시한다. 천이 임계를 넘는 부하 전류로 인해, 그 출력 전압이 히스테리시스 비교기(310)의 낮은 레벨에 도달하면, PFM 동작은 출력 전압을 유지할 수 없다. PWM 에러 생성기 회로(312)가 더 높은 듀티 사이클을 제공할 때까지 출력 전압이 계속 감소하여, 에러를 제로(피드백은 기준과 동등함)로 구동할 것이다.
도 10은 가벼운 부하 상태로부터 천이 포인트를 넘는 부하로의 부하 단계를 도시한다. 이 컨버터는 히스테리시스 비교기(310)를 통해 디스에이블되고, 그 후에 천이 포인트를 넘는 부하 전류는 히스테리시스 비교기(310)의 낮은 레벨 아래로 그 출력을 감소시킨다. 최소 듀티 사이클은 PFM 임계 생성기 회로(314)로부터 공급된다. 하지만, PFM 제어는 요구된 출력 전압을 지속시킬 수 없다(충분히 높은 듀티 사이클이 아님). 인턱터(442) 양단의 전압-시간은 입력과 출력 조건들 때문에 평행되지 않는다. 그러므로, 그 출력은 안정한 상태 조건일 수 없고, 상승 천이 상태에 있다. 그 출력은 PWM 에러 생성기가 더 높은 듀티 사이클을 제공할 때까지 계속하여 감소하여, 에러를 제로(피드백은 기준과 동등함)로 구동할 것이다.
도 11은 연속 전도 모드 동작 동안의 동작을 도시한다. 이상적인 컨버터에 있어서, 듀티 사이클은 출력 전류와는 관계없다. PWM 제어는 연속 전도 모드 동안에만 유효하다. 천이 포인트는 PFM 임계 생성기(314)에 의해 생성된 PFM 임계에 의해 결정될 수 있다. 그 임계는 스위칭 레귤레이터 전력 시스템의 입력과 출력 상태에 근거하여 조절될 수 있다. 이것은 모든 동작 조건들에 걸쳐 일관된 천이 포인트를 제공한다. 이 천이 방법은 부하 전류 천이 포인트에 관계없이, 최적의 스위칭 전력 공급 컨버터 효율을 제공한다. 하지만, 이 천이 포인트는 PFM 동작 동안에 있는 출력 리플의 최소 양에 영향을 미친다. 부하 전류 천이 포인트가 높으면 높을수록, 출력 리플은 더욱 커질 것이다.
도 5는 본 발명의 특정 실시예에 따른 프로세스 제어 방법을 도시한 흐름도이다. SMPS 동작이 단계(520)에서 시작한다. 단계(522)에서 SMPS 동작이 디스에이블된다. 단계(524)에서 조절된 출력 전압이 기준 전압(소망의 동작 출력 전압) 아래에 있는지에 대한 결정이 이루어진다. 저항들(452, 454)을 포함하는 전압 디바이더는 조절된 출력 전압을 더 낮은 출력 피드백 신호(320)로 분할하는데 이용될 수 있다(도 3 및 4 참조). 그 출력 전압이 기준 전압 아래에 있지 않으면, 인덕터(442)로 어떤 추가적인 에너지가 부여될 필요가 없다. 하지만, 그 출력 전압이 기준 전압 아래이면, 단계(526)에서 추가적인 에너지가 스위치(444)를 통해 인덕터(442)로 부여된다. 그리고 단계(528)에서 스위치(444)는 인덕터(442)로 추가적인 에너지를 더한다.
그 후 단계(530)에서 PFM과 PWM 제어 요구들이 충족되는지에 대한 결정이 이루어진다. 그렇지 않다면, 그 후 인덕터(442)에 더 많은 에너지를 더한다. 이들 요구들을 만나면, 그 후 단계(532)에서 인덕터(442)에 저장된 에너지가 스위치(446)를 통해 출력 커패시터(456)로 이송된다. 다음 단계(534)에서 출력 전압이 기준 전압보다 위에 있는지를 확인하기 위해 출력 전압은 점검된다. 만일 그렇다면, 단계(522)로 가서 SMPS 동작은 디스에이블되고, 제어 사이클은 다시 시작한다. 출력 전압이 기준 전압보다 위에 있지 않으면, 단계(528)로 가서 추가적인 전압을 인덕터(442)에 저장한다.
PFM과 PWM 제어 사이의 부드러운 천이에의 키는 SMPS의 설계, 테스팅 및/또는 응용 동안에 정의될 수 있는 부하 전류 값에 근거를 두고 있다. 부하 전류가 PFM 전류 임계(참고 도 6, 7 및 8) 아래인 경우, PFM 제어는 더 효율적이며, 출력 전압은 최소한 기준 전압 위의 일부 사이클 타임 동안에 유지될 수 있다. 그러나 출력 전압이 기준 전압 위에서 유지될 수 없으면, PWM 제어로 대체되어야 한다. 전력 스위치들이 연속적인 PWM 제어에서의 경우만큼 타임 주기 동안 여러 번 천이하지 않기 때문에, PFM이 더 효율적인(더 작은 손실들) SMPS를 가능하게 함을 이해하기 쉽다. 하지만, 일단 피드백 에러 디맨드가 PFM 펄스들의 최대 수를 타임 주기 내에 요구하는 것을 필요로 하면, PFM 제어에 대한 효율 가능 속성들이 끝난다. PFM 펄스들이 더 이상 인덕터(442)에 필요한 에너지를 공급할 수 없게 되면, PWM 제어로 대체되어야 한다. PWM 제어는 시간 주기당 동일한 펄스 수를 갖지만, 이들 PWM 펄스들의 각각은 최소 제로(0) 퍼센트에서 최대 약 90 퍼센트까지 바뀌는 듀티 사이클(온-타임 대 오프-타임)을 구비할 수 있다. 더 설명하면, 타임 간격당 최대 펄스 수에서의 PFM는, 동일한 듀티 사이클과 타임 간격당 동일한 펄스 수에서의 PWM 신호와 같이, 인덕터(442)에 동일한 에너지를 제공할 것이다. 또한, 인덕터(442)에의 에너지의 증가는 그 온 펄스 폭이 PFM 펄스 폭보다 클 것을 필요해진다. 이것은 PWM 제어로만 달성될 수 있다. 주요한 부하 전류와 이차적인 감시 출력 전압을 모니터링함으로써, PFM/PDM과 PWM 사이의 제어를 스위칭하기 위한 최적 천이 포인트들은 알아낼 수 있다. 타임 간격당 펄스 수(동작 주파수)는 전력 스위칭 레귤레이터, 예를 들면 인덕터와 커패시터 값들의 회로 설계에 따른다.
도 13은 본 발명의 특정 실시예에 따른 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다. 번호(1300)로 도시된 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러는, 전압 비교기들(1510, 1516, 1526, 1530), 보상 네트워크를 갖는 연산 증폭기(1512), 가산 회로(1532), AND 게이트(1528), OR 게이트들(1518, 1522), RS 플립플롭(1520) 및 드라이버(1524)를 포함한다. 발진기(미도시됨)는 노드(1509)에 클록 신호를 공급한다.
비교기(1510)는 노드(320)에서의 전압 피드백 신호가 노드(328)에서의 기준전압 Vref보다 클 때는 언제든지, 노드(1506)에서 인에이블 신호를 생성하기 위해 사용된다. 기준 전압 Vref는 초 저전력 기준 전압(미도시됨)으로부터 공급될 수 있다. 연산 증폭기(1512)는 제어 루프의 일부분으로, 여기서 연산 증폭기(1512)의 출력으로부터 에러 신호는 PFM 및 PWM 생성기를 제어하기 위해 사용된다. 이 에러 신호는 전압 피드백 신호와 기준 전압의 차이에 근거를 둔다.
이 특정 실시예는 피크 전류 모드 제어를 채용한다. 가산 회로(1532)는 전류 감지 신호에 노드(1534)에서의 슬로프 보상 램프(slope compensation ramp)를 더하여, PWM 비교기(1526)의 포지티브 입력에 제공되는 제어량을 만든다. 연산 증폭기(1512)는 PWM 비교기(1526)의 네거티브 입력에 제공되는 에러 신호를 만든다. 에러 신호는 제어량에 따라 조치를 취하는 PWM 디맨드를 설정하고, 효율적으로 PWM 사이클 디맨드를 제어한다. PFM 비교기(1530)의 네거티브 입력에 적용되는 PFM 임계는 PFM 듀티 사이클 디맨드를 설정한다. 2개의 디맨드들 중에서 더 큰 것이 인덕터(442)에 저장된 사이클-바이-사이클(cycle-by-cycle) 에너지를 제어한다. PFM 듀티 사이클 디맨드가 더 커진 경우, 인덕터(442) 양단의 볼트-타임(volt-time)은 입력과 출력 조건들에 대하여 균형을 이루지 않는다. 그러므로, 출력 전압은 안정된 상태 조건일 수 없으며, 상승 천이 상태에 있다. PFM 동작에 있어서, 평균 출력은 PFM과 PWM 듀티 사이클 생성기들을 인에이블링 또는 디스에이블링하는 히스테리시스 비교기(1510)에 의해 유지되어, 효율적으로 타임 주기당 스위치 천이 수를 감소시킨다. PWM 듀티 사이클 디맨드가 더 커진 경우, 인덕터(442) 양단의 볼트-타임(volt-time)은 균형을 이룬다. 그러므로, 출력 전압은 안정된 상태 조건에 있다. PWM 동작에 있어서, 출력 전압은 에러 신호를 통해 설정된 PWM 듀티 사이클 디맨드에 의해 유지된다. 히스테리시스 비교기(1510)는 연속적으로 제어를 인에이블한다. 비교기(1516)는 비정상적인 동작 조건들에서 과전류 보호를 위해 이용된다.
도 14는 본 발명의 또 다른 특정 실시예에 따른 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다. 번호(1400)로 도시된 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러는, 전압 비교기들(1510, 1516, 1526, 1530), 보상 네트워크를 갖는 연산 증폭기(1512), AND 게이트(1528), OR 게이트들(1518, 1522), RS 플립플롭(1520) 및 드라이버(1524)를 포함한다. 발진기(미도시됨)는 노드(1509)에 클록 신호를 공급한다.
비교기(1510)는 노드(320)에서의 전압 피드백 신호가 노드(328)에서의 기준전압 Vref보다 클 때는 언제든지, 노드(1506)에서 인에이블 신호를 생성하기 위해 사용된다. 기준 전압 Vref는 초 저전력 기준 전압(미도시됨)으로부터 공급될 수 있다. 연산 증폭기(1512)는 제어 루프의 일부분으로, 여기서 연산 증폭기(1512)의 출력으로부터 에러 신호는 PFM 및 PWM 생성기를 제어하기 위해 사용된다. 이 에러 신호는 전압 피드백 신호와 기준 전압의 차이에 근거를 둔다.
도 14에 도시된 실시예는 전압(또는 다이렉트 듀티 사이클) 모드 제어를 채용한다. 노드(1536)에서의 고정 전압 램프는 PWM 비교기(1526)의 포지티브 입력에 제공되는 제어량을 만든다. 연산 증폭기(1512)는 PWM 비교기(1526)의 네거티브 입력에 제공되는 에러 신호를 만든다. 에러 신호는 제어량에 따라 조치를 취하는 PWM 디맨드를 설정하고, 효율적으로 PWM 사이클 디맨드를 제어한다. PFM 비교기(1530)의 네거티브 입력에 제공되는 PFM 임계는 PFM 듀티 사이클 디맨드를 설정한다. 2개의 디맨드들 중에서 더 큰 것이 인덕터(442)에 저장된 사이클-바이-사이클(cycle-by-cycle) 에너지를 제어한다. PFM 듀티 사이클 디맨드가 더 커진 경우, 인덕터(442) 양단의 볼트-타임(volt-time)은 입력과 출력 조건들에 대하여 균형을 이루지 않는다. 그러므로, 출력 전압은 안정된 상태 조건일 수 없으며, 상승 천이 상태에 있다. PFM 동작에 있어서, 평균 출력은 PFM과 PWM 듀티 사이클 생성기들을 인에이블링 또는 디스에이블링하는 히스테리시스 비교기(1510)에 의해 유지되어, 효율적으로 타임 주기당 스위치 천이 수를 감소시킨다. PWM 듀티 사이클 수요가 더 커진 경우, 인덕터(442) 양단의 볼트-타임(volt-time)은 균형을 이룬다. 그러므로, 출력 전압은 안정된 상태 조건에 있다. PWM 동작에 있어서, 출력 전압은 에러 신호를 통해 설정된 PWM 듀티 사이클 디맨드에 의해 유지된다. 히스테리시스 비교기(1510)는 연속적으로 제어를 인에이블한다. 비교기(1516)는 비정상적인 동작 조건들에서 과전류 보호를 위해 이용된다.
도 15는 본 발명의 또 다른 특정 실시예에 따른 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다. 번호(1500)로 도시된 아날로그 PFM/PWM SMPS 컨트롤러는, 전압 비교기들(1510, 1514, 1516), 보상 네트워크를 갖는 연산 증폭기(1512, 1526), OR 게이트들(1518, 1522), RS 플립플롭(1520) 및 드라이버(1524)를 포함한다. 발진기(미도시됨)는 노드(1509)에 클록 신호를 공급한다.
비교기(1510)는 노드(320)에서의 전압 피드백 신호가 노드(328)에서의 기준전압 Vref보다 클 때는 언제든지, 노드(1506)에 인에이블 신호를 생성하기 위해 사용된다. 기준 전압 Vref는 초 저전력 기준 전압(미도시됨)으로부터 공급될 수 있다. 연산 증폭기(1512)는 제어 루프의 일부분으로, 여기서 연산 증폭기(1512)의 출력으로부터 에러 신호는 PFM 및 PWM 생성기를 제어하기 위해 사용된다. 이 에러 신호는 전압 피드백 신호와 기준 전압의 차이에 근거를 둔다.
도 15에 도시된 실시예는 평균 전류 모드 제어를 채용한다. 노드(1508)에서의 고정 전압 램프는 PWM 비교기(1514)의 포지티브 입력에 제공되는 제어량을 만든다. 연산 증폭기(1512)는 제2 연산 증폭기(1526)의 포지티브 입력에 제공되는 에러 신호를 만든다. 에러 신호는 평균 전류 디맨드를 설정한다. 연산 증폭기(1526)는 제어량에 따라 조치를 취하는 비교기(1514)의 네거티브 입력에 제공되는 에러 신호를 만들고, 효율적으로 듀티 사이클 디맨드를 제어한다. PFM 임계는 연산 증폭기(1512)의 출력에 제공되는 클램프이다. 이것은 최소 평균 전류 디맨드를 설정한다. 클램프가 액티브일 때는 언제든지, PFM 동작이 적용될 것이다. 그러므로, 출력 전압은 안정된 상태 조건일 수 없으며, 상승 천이 상태에 있다. PFM 동작에 있어서, 평균 출력은 PFM과 PWM 듀티 사이클 생성기들을 인에이블링 또는 디스에이블링하는 히스테리시스 비교기(1510)에 의해 유지되어, 효율적으로 타임 주기당 스위치 천이 수를 감소시킨다. 연산 증폭기(1512)가 PFM 임계보다 큰 에러 신호를 만들어낼 때는 언제든지, PWM 동작이 적용될 것이다. 그러므로, 출력 전압은 안정된 상태 조건에 있다. PWM 동작에 있어서, 출력 전압은 에러 신호를 통해 설정된 PWM 듀티 사이클 디맨드에 의해 유지된다. 히스테리시스 비교기(1510)는 연속적으로 제어를 인에이블한다. 비교기(1516)는 비정상적인 동작 조건들에서 과전류 보호를 위해 이용된다.
도 16은 본 발명의 또 다른 특정 실시예에 따라 혼합형 신호 집적회로 디바이스를 이용한 디지털/프로그램된 PFM/PWM SMPS 컨트롤러를 도시한 도면이다. 혼합형 신호 집적 회로 디바이스(1650)는 아날로그 멀티플렉서(1652), 아날로그 디지털 컨버터(ADC)(1654), 메모리(1656), PFM 및 PWM 중 어느 하나를 생성하기 위한 펄스 생성기(1660), 전압 기준기(1666) 및 클록 생성기(1668)를 포함한다.
멀티플렉서(1652)는 다양한 아날로그 신호들을 선택하여 ADC(1654)에 연결하기 위하여 사용된다. ADC(1654)는 아날로그 신호들을 디지털 표현들로 변환하며, 디지털 표현들을 프로세서(1658)에 전송한다. 프로세서는 메모리(1656)에 저장된 소프트웨어 프로그램에 의해 제어된다. 메모리(1656)는 휘발성 및/또는 비휘발성 메모리일 수 있다. 아날로그 신호들은, 한정하는 것은 아니지만, 예를 들면 노드(320)에서의 전압 피드백 신호, 노드(324)에서의 전류 감지 신호, 노드(326)에서의 피드 포워드 신호 및 노드(328)에서의 기준 전압일 수 있다.
본 발명의 개시에 따라, 펄스 생성기(1660)는 프로세서에 의해 선택되고 제어되는 별도의 PFM 및 PWM 생성기들을 포함하거나, 펄스 생성기(1660)는 PWM 생성기와 PWM 생성 펄스들이 PFM 또는 PDM 제어 신호들로 변환될 수 있는 펄스 억제 회로를 포함할 수 있다. 펄스 생성기(1660)로부터의 출력은 드라이버(1512)를 통해 전력 스위치들(444, 446)에 연결될 수 있는 노드(322)에 펄스 트레인 출력을 제공한다. 혼합형 신호 집적 회로 디바이스(1650)의 동작은 본 발명에 개시에 따라 프로그래밍될 수 있다.
Claims (18)
- 펄스-주파수 변조(PFM) 제어 또는 펄스-폭 변조(PWM) 제어를 이용하는 스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS) 장치로서,
SMPS 컨버터; 및
부하 전류가 천이 전류 값에 도달한 때를 검출하기 위한 부하 결정 회로를 포함하고,
상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값보다 적으면, PFM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어하고,
상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값과 동등하거나 상기 천이 전류 값보다 크면, PWM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 장치. - 제1항에 있어서,
상기 SMPS 컨버터는 벅(buck), 부스트(boost), 벅-부스트(buck-boost) 및 플라이-백(fly-back)으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 장치. - 제1항에 있어서,
상기 SMPS 컨버터는 전력 전계 효과 트랜지스터를 전력 스위치들로서 이용하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 장치. - 제1항에 있어서,
상기 부하 결정 회로는,
상기 부하 전류를 상기 부하 전류를 나타내는 전압으로 변환하는 부하 전류 검출 요소; 및
상기 부하 전류를 나타내는 전압과 기준 전류 제한 전압을 비교하는 전류 검출 전압 비교기를 포함하고,
상기 부하 전류를 나타내는 전압이 상기 기준 전류 제한 전압보다 적으면, 상기 전류 검출 전압 비교기는 제1 로직 레벨에 있고,
상기 부하 전류를 나타내는 전압이 상기 기준 전류 제한 전압과 동등하거나 상기 기준 전압 제한 전압보다 크면, 상기 전류 검출 전압 비교기는 제2 로직 레벨에 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 장치. - 제4항에 있어서,
상기 전류 검출 전압 비교기의 출력이 상기 제1 로직 레벨에 있는 경우 상기 PFM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어하고,
상기 전류 검출 전압 비교기의 출력이 상기 제2 로직 레벨에 있는 경우 상기 PWM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 장치. - 제1항에 있어서,
상기 PFM 신호는 PFM 생성기에 의해 생성되고,
상기 PWM 신호는 PWM 생성기에 의해 생성되고,
상기 SMPS 컨버터는 상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값보다 적은 경우 상기 PFM 생성기에 연결되고
상기 SMPS 컨버터는 상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값과 동등하거나 상기 천이 전류값 보다 큰 경우 상기 PWM 생성기에 연결되는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 장치. - 제1항에 있어서,
상기 PWM 신호는 PWM 생성기에 의해 생성되고,
상기 PFM 신호는 상기 PWM 생성기와 펄스 억제 회로에 의해 생성되고,
상기 PWM 생성기로부터의 펄스 스트림 중 적어도 하나의 펄스는 타임 주기 동안에 상기 펄스 억제 회로에 의해 제거되는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 장치. - 제1항에 있어서,
부하 전압은 연산 증폭기의 제1 입력에 연결되고,
기준 전압은 상기 연산 증폭기의 제2 입력에 연결되고,
상기 연산 증폭기의 출력은 상기 부하 전압 값을 상기 기준 전압으로 유지하도록 상기 PFM 생성기 및 상기 PWM 생성기 중에서 어느 하나를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 장치. - 제1항에 있어서,
PFM 듀티 사이클 디맨드는 PWM 듀티 사이클 디맨드와 비교되고,
상기 PFM 듀티 사이클 디맨드가 상기 PWM 듀티 사이클 디맨드보다 큰 경우 상기 PFM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어하고,
상기 PWM 듀티 사이클 디맨드가 상기 PFM 듀티 사이클 디맨드보다 큰 경우 상기 PWM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 장치. - 펄스-주파수 변조(PFM) 제어 또는 펄스-폭 변조(PWM) 제어를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS) 제어 방법으로서,
SMPS 컨버터의 부하 전류를 결정하는 단계;
상기 부하 전류와 천이 전류 값을 비교하는 단계;
상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값보다 적은 경우 PFM 신호로 상기 SMPS 컨버터를 제어하는 단계; 및
상기 부하 전류가 상기 천이 전류 값과 동등하거나 상기 천이 전류 값보다 큰 경우, PWM 신호로 상기 SMPS 컨버터를 제어하는 단계를 포함하는 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 제어 방법. - 제1O항에 있어서,
상기 SMPS 컨버터는 벅(buck), 부스트(boost), 벅-부스트(buck-boost) 및 플라이-백(fly-back)으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 제어 방법. - 제10항에 있어서,
상기 부하 전류를 결정하는 단계는,
상기 부하 전류를 상기 부하 전류를 나타내는 전압으로 변환하는 단계; 및
전압 비교기로 상기 부하 전류를 나타내는 전압과 기준 전류 제한 전압을 비교하는 단계를 포함하고,
상기 부하 전류를 나타내는 전압이 상기 기준 전류 제한 전압보다 적으면, 상기 전압 비교기로부터 제1 로직 레벨을 출력하고,
상기 부하 전류를 나타내는 전압이 상기 기준 전류 제한 전압과 동등하거나 상기 기준 전압 제한 전압보다 크면, 상기 전류 검출 전압 비교기로부터 제2 로직 레벨을 출력하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 제어 방법. - 제12항에 있어서,
상기 전압 비교기의 출력이 상기 제1 로직 레벨에 있는 경우 상기 PFM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어하고,
상기 전압 비교기의 출력이 상기 제2 로직 레벨에 있는 경우 상기 PWM 신호가 상기 SMPS 컨버터를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 제어 방법. - 제10항에 있어서,
PFM 듀티 사이클 디맨드와 PWM 듀티 사이클 디맨드를 비교하는 단계;
상기 PFM 듀티 사이클 디맨드가 상기 PWM 듀티 사이클 디맨드보다 큰 경우 상기 PFM 신호로 상기 SMPS 컨버터를 제어하고,
상기 PWM 듀티 사이클 디맨드가 상기 PFM 듀티 사이클 디맨드보다 큰 경우 상기 PWM 신호로 상기 SMPS 컨버터를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 제어 방법. - 펄스-주파수 변조(PFM) 제어 또는 펄스-폭 변조(PWM) 제어를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS) 제어 방법으로서,
a) SMPS 컨버터의 동작을 디스에이블링하는 단계;
b) 상기 SMPS 컨버터로부터의 출력 전압이 기준 전압보다 아래인지를 결정하는 단계;로서,
b1) 상기 출력 전압이 상기 기준 전압보다 아래에 있지 아니한 경우 단계 a)로 되돌아가고,
b2) 상기 출력 전압이 상기 기준 전압보다 아래에 있는 경우 상기 SMPS 컨버터의 동작을 인에이블링하고,
c) 인덕터에 에너지를 저장하는 단계;
d) 제어 디맨드를 만났는지를 결정하는 단계;로서,
d1) 상기 제어 디맨드를 만나지 못한 경우 단계 c)로 되돌아가고,
d2) 상기 제어 디맨드를 만난 경우 출력 커패시터로 상기 인덕터에 저장된 에너지를 전송하고,
e) 상기 SMPS 컨버터로부터의 출력 전압이 상기 기준 전압 아래인지를 결정하는 단계;로서,
e1) 상기 출력 전압이 상기 기준 전압보다 아래에 있지 아니한 경우 단계 a)로 되돌아가고,
e2) 상기 출력 전압이 상기 기준 전압보다 아래에 있는 경우 단계 c)로 되돌아가는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 제어 방법. - 제15항에 있어서,
상기 제어 디맨드는 PFM 디맨드인 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 제어 방법. - 제15항에 있어서,
상기 제어 디맨드는 PWM 디맨드인 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 제어 방법. - 제15항에 있어서,
상기 제어 디맨드는 상기 SMPS에 의해 공급될 전류에 따라 PFM 디맨드와 PWM 디맨드를 변경하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이 제어 방법.
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