CN101436821B - Pwm/pdm双模调制选择电路及双模调制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种PWM/PDM双模调制选择电路及双模调制方法，主要解决现有DC/DC转换器在大负载范围内平均转换效率不高的问题。整个电路包括偏置电路、带隙基准电压源、误差放大器、隔离共源跟随器、振荡器、积分器、模式判决比较器、控制比较器、锁存器和驱动缓冲器，其中模式判决比较器和一个锁存器连接在误差放大器的输出端与振荡器的控制端之间，将负载电流大小的比较通过占空比与三角波的关系转换成电压的比较，负载电流较大时，电路选择PWM调制模式，反之，负载电流较小时电路选择PDM调制模式。本发明在保证DC/DC转换器性能的条件下提高了负载变化区间内的平均转换效率，适用于负载电流变化较大，电路体积要求较小和对转换效率要求较高的DC/DC开关转换器中。
Description
技术领域
本发明属于微电子技术领域中的DC/DC集成电源技术，特别涉及一种为提高转换效率，可以根据负载电流的变化情况，在PWM和PDM两种控制模式中自动选择、切换的双模调制选择电路。
背景技术
DC/DC转换器是一种把直流输入电压转变成有效输出固定直流电压的电压转换器。传统的DC/DC转换器按照控制类型可分为两类：PWM(Pulse-Width Modulation，脉冲宽度调制)和PFM(Pulse Frequency Modulation脉冲频率调制)。PWM控制型电路的转换效率高并具有良好的输出电压纹波和噪声，适合大功率输出的应用。PFM控制型电路结构相对简单，在小负载时具有耗电小的优点。PDM(Pulse DensityModulation脉冲密度调制)是一类新兴的调制方式，它结合了PWM和PFM调制的优点，适合中小输出功率下使用。随着便携类消费终端设备功能不断强化，作为电流负载，其变化范围变得很大：在高速工作时，要求大电流，以满足各个功能模块的正常工作；在低速或者部分模块工作时，又要求低电流消耗。
现有技术方案一：
单一调制模式的解决方案，即采用PWM或者PFM或者PDM三种调制方式之一进行DC/DC转换。PWM调制型的DC/DC转换器效率极大依赖功率开关的占空比，当负载较轻的时候，由于功率开关管的占空比很小，因此转换效率会急剧下降；PFM调制型的DC/DC转换器在输出功率较大时，输出电压的纹波很大，难以控制，而且由于调制频率变化，给应用电路中的滤波器设计带来极大困难；PDM调制型DC/DC转换器在中小功率输出条件下有效克服了PFM调制纹波较大的弱点，但是对大功率输出的情况，转换效率不高，且纹波问题仍然难以解决。
附图1所示的是传统PWM调制环路的电路结构图，偏置电路给整个调制环路的其他电路提供偏置电压和电流。输出的采样电压与内部基准电压之差被误差放大器放大，得到误差放大信号。振荡器产生方波信号，通过方波转三角波电路变换成三角波信号。控制信号比较器把误差放大信号与三角波信号进行比较，得到功率开关的控制信号，该信号经驱动缓冲器后驱动功率开关管。
方案一的不足之处在于，PWM调制虽然输出纹波小，但是在轻负载情况下效率低下；PFM和PDM调制方式结构简单，但是重负载下性能难以达到应用要求。在宽负载变化范围内，为了取得性能的折中，单一的调制模式很难达到整个范围的高效转换。
现有技术方案二：
PWM/PFM双模调制的解决方案。对输出电流进行采样，把采样值送入判决比较器，与预先设定的基准值进行比较，当采样值大于预定基准值时，认为负载较重，采用PWM调制方式；反之，认为负载较轻，采用PFM调制方式。双模调制技术的使用极大提高了DC/DC转换器在负载大范围变化平均转换效率。
方案二的不足之处在于，由于功率开关管始终工作在开关状态，开关闭合时，工作在深线性区，开关打开时，工作在截止区，其电流是脉动型的。直接对脉动式的电流进行采样的电路很复杂，较难实现。而且由于PFM调制模式是需要根据负载电流的大小改变控制信号的频率，而PWM则需要固定的调制频率，因此内部振荡器及其控制电路、外围滤波电路设计非常复杂，成本较高。
发明的内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种结构简单，工艺上易于实现，负载在较宽范围内变化时可根据负载情况自动选择切换PWM和PDM调制模式的PWM/PDM双模调制选择电路，以解决现有技术方案中在宽负载范围内DC/DC转换器平均转换效率较低和应用成本较高的问题。
实现本发明的技术关键是在传统的PWM调制环路的误差放大电压和振荡器之间加入一个模式判决比较器，模式判决比较器的输出可控制振荡器的工作方式，从而对系统的调制模式进行选择。整个电路包括：包括偏置电路、带隙基准电压源、误差放大器、隔离共源跟随器、振荡器、积分器、模式判决比较器、控制比较器、锁存器和驱动缓冲器，其中模式判决比较器连接在误差放大器的输出端与振荡器的控制端之间，构成PWM/PDM调制模式自动选择电路。
所述的模式判决比较器通过锁存器连接到振荡器的控制端。该模式判决比较器由差分比较器、共源放大级和反相器构成，差分比较器的的输出连接到共源放大级的输入，共源放大级的的输出又与反相器的输入连接。
本发明实现PWM/PDM双模调制选择的方法，包括如下步骤：
第一步，对输出电压进行采样；
第二步，将采样后的电压信号与基准电压求差，并放大该误差值；
第三步，将放大后的误差值与设定的判决基准电压比较，确定输出电流的状态；
第四步，根据输出的电流状态选择系统调制模式，如果输出电流大于设定阈值，系统将选择PWM调制模式，反之，则选择PDM调制模式。
本发明具有如下优点：
1、本发明由于采用将占空比作为判决条件，因而电路结构简单，易于实现；
2、本发明由于吸取PWM和PDM调制方式各自的长处，根据负载电流的变化，
自动选择调制模式，使得在宽的负载变化范围内，实现高的平均转换效率；
3、本发明由于内部振荡器频率固定，简化了外围应用电路设计，减少了应用电
路尺寸，降低了应用成本。
附图说明
图1为传统的PWM调制电路结构图；
图2为本发明的PWM/PDM双模选择电路结构图；
图3为本发明电路的判决比较器结构图；
图4为本发明的PWM/PDM双模选择流程图；
图5为本发明确定输出电流的状态的原理示意图；
具体实施方式
参照图2，本发明的一种PWM/PDM双模调制选择电路包括：偏置电路201、带隙基准电压源202、误差放大器203、模式判决比较器204、振荡器205、控制比较器206、积分器207、驱动缓冲器208、锁存器210和隔离源极跟随器209组成。其中：
隔离源极跟随器209由PMOS管MP1、NMOS管MN1、电阻R1和NMOS管MN2串联连接组成，MN1的栅极是输入，漏极为输出。积分器207由MN3与电容C1并联联之后再与MP2串联连接组成，信号从MN3的栅极输入，漏极输出。锁存器210由一个或非门与一个反相器耦合连接组成。偏置电路201为整个环路提供三个偏置电压Bias1、Bias2和Bias3，带隙基准电压源202，产生两个基准电压Vref1和Vref2。输出电压的采样信号与第二基准电压Vref2输入误差放大器203，二者之差通过误差放大器203放大输出，输出信号连接到隔离源极跟随器209的输入端。隔离源极跟随器209的输出电压同时输入到判决比较器204和控制比较器206，判决比较器204将隔离后的误差放大电压与第一基准电压Vref1进行比较，输出的信号经锁存器210锁存后控制振荡器205的工作状态。振荡器205输出连接积分器207，将振荡器205产生的方波信号转换成三角波信号。控制比较器206将隔离后的误差放大电压与三角波信号比较，产生功率开关的控制信号，这个控制信号通过驱动缓冲器208连接到功率开关的栅极。
参照图3，本发明的判决比较器204由差分比较器301、共源放大级302和反相器303构成，差分比较器的301的输出连接到共源放大级302的输入，共源放大级的302的输出端与反相器303的输入端连接。
所述差分比较器301由P型MOS晶体管MP1、MP2、MP6、MP7和N型MOS晶体管MN1、MN2构成，MP6和MP7的源极及衬底短接，并连接到MP2的漏极，漏极连接到N型MOS晶体管MN1的漏极；MP7的漏极连接到MN2的漏极；MP1的源极和衬底短接，并连接到电源Vdd，P型MOS晶体管MP1的栅极和P型MOS晶体管MP2的栅极分别与偏压Bias1以及Bias2短接，漏极与MP2的源极相连；MN1和MN2的源极及衬底短接，栅极与MN2的栅极相连并与MN1的源极短接；MN2的漏极作为差分比较器的输出。
所述共源放大级302由P型MOS晶体管MP3、MP4和N型MOS晶体管MN3构成，MP3的源极和衬底短接，漏极与MP4的漏极相连；MP3和MP4的栅极分别与MP1和MP2的栅极并联；MN3的栅极连接到MN2和MP7的漏极，其漏极与MP4的漏极连接作为共源放大级的输出。
所述反相器303由P型MOS晶体管MP5、MP8和N型MOS晶体管MN4构成，MP5的源极和衬底短接，漏极与MP8的源极相连；MP8的源极和衬底短接，漏极与MN4的漏极相连，栅极与MN4的栅极短接作为反相器的输入；MN4的源极和衬底短接并与Gnd相连，MN4的漏极与MP8的漏极相连，作为反相器的输出。
本发明PWM/PDM双模选择电路的工作原理，
参照图4，本发明PWM/PDM双模调制方法，按如下步骤进行：
步骤1，对输出电压进行采样。
输出电压通过电阻网络分压采样，并将采样电压反馈到输入误差放大器203，同时将第二基准电压Vref2输入到误差放大器203。偏置电路给内部其他电路提供直流偏置，带隙基准电压源产生具有良好的电源抑制比和温度特性的基准电压Vref1和Vref2。
步骤2，将采样后的电压信号与基准电压求差，并放大该误差值。
误差放大器203将反馈回来的采样电压与第二基准电压之差进行放大，放大后的误差电压经隔离源极跟随器209隔离后输出。隔离源极跟随器209的主要作用是将信号进行隔离，防止振荡器在信号通路上引入噪声。
步骤3，将放大后的误差值与设定的判决基准电压比较，确定输出电流的状态。
将步骤2产生的放大后的误差电压在模式判决比较器204中与第一基准电压Vref1进行比较，因为控制信号占空比越大，在一个周期内，功率开关导通的时间就越长，即功率开关在一个周期内输出的平均电流越大，因此对应的输出负载电流就越大。判断输出电流的大小其实质就是判断功率开关控制信号占空比。功率开关控制信号的占空比是由误差放大信号和三角波信号比较产生的，三角波的频率和幅度已经由设计好的电路结构确定，因此控制信号的占空比只由误差放大信号的幅度来决定。所以判断输出电流的大小等价于判断功率开关控制信号占空比的大小，也等价于判断误差放大电压与判决基准电压Vref1的大小。占空比与误差放大电压及三角波的关系如图5所示，即每一个与三角波比较的电压幅度值都对应一个确定的占空比值，由图5可见，与三角波比较的电压幅度越大，输出信号的占空比越小，反之，输出信号占空比越大。
如果误差放大电压大于判决基准电压，说明此时功率开关控制信号占空比较大，即此时负载电流大，如果误差放大电压小于判决基准电压，说明功率开关控制信号占空比较小，即此时负载电流小。
步骤4，根据输出的电流状态选择系统调制模式，如果输出电流大于设定阈值，系统将选择PWM调制模式，反之，则选择PDM调制模式。
根据步骤3得到的输出电流状态，对电路的调制模式进行选择。当负载电流较大时，在一个周期内，功率开关导通时间长，控制信号占空比大，判决比较器的输出信号控制振荡器持续振荡，此时整个电路工作在PWM调制模式下，误差放大器的输出信号同时输入至控制比较器中与三角波信号比较，产生控制功率开关的控制信号，驱动缓冲器用来提高控制信号的驱动能力，输出电压重新被采样，重复步骤1到步骤4；反之，当负载电流比较小的时候，功率开关导通时间短，控制信号占空比小，判决比较器的输出信号控制振荡器间歇振荡，振荡器停止振荡时，功率开关处于断开状态，输出电流和电压都会下降，因此，输出电压采样信号也会发生改变，即步骤1得到的采样电压值会降低，重复步骤1到步骤4，此时整个电路将进入PDM调制模式。
虽然本发明以及应用实例披露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，可作稍微的更改和改进，因此本发明的保护范围当视权利要求所界定者为准。
Claims (9)
1.一种PWM/PDM双模调制选择电路，包括偏置电路(201)、带隙基准电压源(202)、误差放大器(203)、振荡器(205)、积分器(207)、控制比较器(206)、驱动缓冲器(208)和隔离源极跟随器(209)，其特征在于误差放大器(203)的输出端与振荡器(205)的控制端之间连接有一个模式判决比较器(204)和一个锁存器(210)，构成PWM/PDM调制模式自动选择电路，该模式判决比较器(204)由差分比较器(301)、共源放大级(302)和反相器(303)构成，差分比较器的(301)的输出连接到共源放大级(302)的输入端，共源放大级的(302)的输出端与反相器(303)的输入端连接。
2.根据权利要求1所述的PWM/PDM双模调制选择电路，其特征在于模式判决比较器(204)通过锁存器(210)连接到振荡器(205)的控制端。
3.根据权利要求1所述的PWM/PDM双模调制选择电路，其特征在于差分比较器(301)由第一P型MOS晶体管(MP1)、第二P型MOS晶体管(MP2)、第六P型MOS晶体管(MP6)、第七P型MOS晶体管(MP7)和第一N型MOS晶体管(MN1)、第二N型MOS晶体管(MN2)构成，第六P型MOS晶体管(MP6)和第七P型MOS晶体管(MP7)的源极及衬底短接，并连接到第二P型MOS晶体管(MP2)的漏极，漏极连接到第一N型MOS晶体管(MN1)的漏极；第七P型MOS晶体管(MP7)的漏极连接到第二N型MOS晶体管(MN2)的漏极；第一P型MOS晶体管(MP1)的源极和衬底短接，并连接到电源(Vdd)，第一P型MOS晶体管(MP1)的栅极和第二P型MOS晶体管(MP2)的栅极分别与第一偏压(Bias1)以及第二偏压(Bias2)连接，漏极与第二P型MOS晶体管(MP2)的源极相连；第一N型MOS晶体管(MN1)和第二N型MOS晶体管(MN2)的源极及衬底短接，栅极与第二N型MOS晶体管(MN2)的栅极相连并与第一N型MOS晶体管(MN1)的源极短接；第二N型MOS晶体管(MN2)的漏极作为差分比较器的输出。
4.根据权利要求3所述的PWM/PDM双模调制选择电路，其特征在于共源放大级(302)由第三P型MOS晶体管(MP3)、第四P型MOS晶体管(MP4)和第三N型MOS晶体管(MN3)构成，第三P型MOS晶体管(MP3)的源极和衬底短接，漏极与第四P型MOS晶体管(MP4)的漏极相连；第三P型MOS晶体管(MP3)和第四P型MOS晶体管(MP4)的栅极分别与第一P型MOS晶体管(MP1)和第二P型MOS晶体管(MP2)和第七P型MOS晶体管(MP7)的漏极，其漏极与第四P型MOS晶体管(MP4)的漏极连接作为共源放大级的输出。
5.根据权利要求1所述的PWM/PDM双模调制选择电路，其特征在于反相器(303)由第五P型MOS晶体管(MP5)、第八P型MOS晶体管(MP8)和第四N型MOS晶体管(MN4)构成，第五P型MOS晶体管(MP5)的源极和衬底短接，漏极与第八P型MOS晶体管(MP8)的源极相连；第八P型MOS晶体管(MP8)的源极和衬底短接，漏极与第四N型MOS晶体管(MN4)的漏极相连，栅极与第四N型MOS晶体管(MN4)的栅极短接作为反相器的输入；第四N型MOS晶体管(MN4)的源极和衬底短接并与Gnd相连，第四N型MOS晶体管(MN4)的漏极与第八P型MOS晶体管(MP8)的漏极相连，作为反相器的输出。
6.一种PWM/PDM双模调制选择方法，包括如下步骤：
第一步，对输出电压进行采样；
第二步，将采样后的电压信号与基准电压求差，并放大该误差值；
第三步，将放大后的误差值与设定的判决基准电压比较，确定输出电流的状态；
第四步，根据输出的电流状态选择系统调制模式，如果输出电流大于设定阈值，系统将选择PWM调制模式，反之，则选择PDM调制模式。
7.根据权利要求7所述的PWM/PDM双模调制选择方法，其中步骤三所述的判决基准电压，由输出电流的设定阈值确定，即每一个输出电流值对应一个确定的功率开关的控制信号占空比值，对于幅度和频率一定的三角波，功率开关的控制信号占空比由与三角波进行比较的信号幅度决定。
8.根据权利要求7所述的PWM/PDM双模调制选择方法，其中步骤四所述的PWM调制模式，是由判决比较器控制振荡器连续振荡，使振荡器输出的方波经积分器转化成三角波，再将放大后的误差值和三角波共同输入到控制比较器，得到功率开关的控制信号。
9.根据权利要求7所述的PWM/PDM双模调制选择方法，其中步骤四所述的PDM调制模式，是由判决比较器控制振荡器间歇振荡，使功率开关控制信号的脉冲密度发生变化；当振荡器停止振荡时，功率开关处于断开状态，输出电流和电压下降，输出电压采样信号发生改变，即第一步得到的电压值发生改变，系统将重复整个流程。
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| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20161018 Address after: High tech Zone Industrial Park Shanglinyuan road 710075 Shaanxi city of Xi'an Province, No. 15 Patentee after: Shaanxi optoelectronic integrated circuit pilot Technology Research Institute Co.,Ltd. Address before: Xi'an City, Shaanxi province Taibai Road 710071 No. 2 Patentee before: Shaanxi Xi'an electronic large Assets Management Co.,Ltd. |
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| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
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Granted publication date: 20120704 |