CN100588115C - 半波式脉冲宽度调制式d类音频放大器 - Google Patents

Abstract

一种包含第一、第二比较器以及一输出级的脉冲宽度调制装置，第一与第二比较器分别比较一对差分信号与一半波调制信号以产生第一、第二脉冲宽度调制控制信号，其中该半波调制信号的电压幅值小于该对差分信号的电压幅值，输出级包含有一对输入端，耦合至该等脉冲宽度调制控制信号以提供对应于该等脉冲宽度调制控制信号的三元编码输出信号。

Description

半波式脉冲宽度调制式D类音频放大器

技术领域

本发明关于一种可产生脉冲宽度调制信号的装置以及应用该装置的放大器，尤其指一种D类音频放大器以及其调制方法。

背景技术

脉冲宽度调制(PWM)放大器，亦被公知为D类放大器，其工作原理与开关电源装置(switching power supply)相似，其不同点仅为脉冲宽度调制放大器的参考电源为一变动的信号，而开关电源装置为一固定电压值。通常D类放大器可分类为模拟输入与数字输入两种，后者亦可称为全数字输入的音频放大器。

D类放大器的功率效率(power efficiency)远优于传统的A、B以及AB类放大器，因为它的高效率，D类放大器只需要较小的电源装置并且可以不使用散热片(或者减少散热片的面积)，如此一来大大降低了整个系统的成本、尺寸以及重量。其他优点还包含了较长的电池使用时间、较安静优质的聆听环境以及该集成化的音频放大器具有大输出功率(每声道大于20瓦)等。一般的D类放大器需要一输出滤波器，因此增加了系统的体积以及成本，限制其在手持装置上的应用，无滤波器(filterless)式D类放大器可省去输出滤波器却仍可保留原来高效率的优点，也就是说，采用无滤波器式的调制方案可使得D类放大器在成本及尺寸上几乎等于AB类放大器但却具有更好的效率。

一种达成无滤波器式D类放大器的设计为只有当需要时才将电流输入至负载，而一但输入后便让电流保持住，使得能量不会在无输入信号时因为电流从负载流出而衰减或浪费掉。达成上述设计的一种方法是采用具有四种操作状态的四元调制(quaternary modulation)方式，其根据音频输入信号以利用四种操作状态来驱动如喇叭等负载，例如在美国专利US6262632中详细介绍了此种方法。

然而，省去滤波器有可能使得D类放大器幅射出较强的电磁干扰(EMI)，该现象在美国专利US6614297中被探讨并且提出了一种采用三元(ternary)脉冲宽度调制编码(coding)以取代传统二元或四元脉冲宽度调制编码的系统，由于负载两端在三元脉冲宽度调制时的电压差值只会是电源VDD，而不是二元脉冲宽度调制所出现的2VDD，因此电磁干扰可获得改善，虽然三元脉冲宽度调制编码可由四元脉冲宽度调制编码所控制的开关经由适当开关而产生，但是此方法所需的共模电磁干扰元件在性能上的要求会高于直接采用三元脉冲宽度调制编码的电路。

上述采用三元脉冲宽度调制方法的放大器改善了电磁干扰现象并且保持无滤波器操作时的优点，但是却需要一逻辑模块将四状态的开关信号(四元脉冲宽度调制编码)转换成三状态的开关信号(三元脉冲宽度调制编码)来达成其目的。因此，需要一种改良的调制方案来产生三元脉冲宽度调制编码以提供给D类放大器使用，尤其是模拟输入式D类放大器。

发明内容

本发明公开一种可产生脉冲宽度调制信号的装置与应用该装置的放大器，包含有第一、第二比较器以及输出级，第一、第二比较器用来分别将一对差分信号(differential signal)与一半波(half-swing)调制信号进行比较以产生第一、第二脉冲宽度调制(PWM)控制信号，其中半波调制信号的电压幅值小于该对差分信号的电压幅值；以及输出级包含有一对输入端耦合至第一、第二脉冲宽度调制控制信号以提供对应于第一、第二脉冲宽度调制控制信号的三元编码(ternary encoded)输出信号。

在实施例中，该放大器为D类音频放大器，包含有用来接收音频输入信号并将其转换成一对差分信号的差分放大器，以及用来分别将该对差分信号与一半波调制信号进行比较以产生第一、第二脉冲宽度调制控制信号的第一、第二比较器，其中半波调制信号的电压幅值小于该对差分信号的电压幅值。该D类音频放大器还包含有全桥式(H-bridge)输出电路，用来接收脉冲宽度调制控制信号并通过一对输出端提供放大的三元编码音频输出信号至一负载。

附图说明

图1A和1B为为一模拟输入信号与其三元脉冲宽度调制信号的示意图。

图2为公知技术中采用三元脉冲宽度调制编码的模拟输入式D类放大器的电路图。

图3为本发明一实施例利用半波式脉冲宽度调制的模拟输入式D类音频放大器的电路图。

图4A与4B为本发明调制方法与公知调制方法的比较图。

图5A与5B为差分式运算放大器单端输入时的电路图及其小信号模型。

图6为三角波发生器的电路图。

主要元件符号说明

10、100放大器            12a、12b、102增益放大器

14、114运算放大器        16a、16b、116a、116b  比较器

18驱动逻辑模块           20、120全桥式输出电路

22、122喇叭              120a、120b半桥电路

200三角波发生器          202高/低电压电平限定模块

具体实施方式

图1A和1B为一模拟输入信号与其三元(ternary)脉冲宽度调制(PWM)信号的示意图，经过三元脉冲宽度调制，该编码后的信号只会出现对应于原模拟信号幅值的三种状态之一，亦即(1)+VDD、(2)接地电压以及(3)-VDD。美国专利US5077539公开一个使用三元脉冲宽度调制的D类放大器实施例，请参考图2，图2为公知技术中采用三元脉冲宽度调制编码的模拟输入式D类放大器10的电路图，放大器10包含有一对差分信号，标示为V_IP与V_IN，分别耦合至固定增益放大器12a与12b，增益放大器12a与12b为前置放大器(pre-amplifier)且并非必要元件，若模拟输入信号太小，则可通过增益放大器12a与12b放大，在某些情况下增益放大器12a与12b的增益值被设计成可选择以适应不同的输入信号范围，然而，无论使用前置放大器与否，都不会影响D类放大器10脉冲宽度调制的操作。增益放大器12a与12b的输出端经由电阻R₁耦合至差分式运算放大器14的正输入端与负输入端，运算放大器14结合输入信号与反馈信号形成闭路结构以增进系统的频率响应以降低非线性误差以及噪声失真。

运算放大器14输出的差分信号提供给一对比较器16a与16b用来与一时间信号进行调制，例如在0V与VDD间振荡的一全波(full-swing)三角波(亦即差分信号的最大振荡幅度)，并产生脉冲宽度调制输出控制信号，此信号为数字信号并提供给三元编码驱动逻辑模块18来控制输出开关电路的开关状态，也就是说，全桥式(H-bridge)输出电路20提供放大后的输出信号耦合至一负载，例如喇叭22，全桥式输出电路20耦合至一单极(unipolar)电源装置(VDD2)，利用开关的开关来提供放大的输出信号至喇叭22，该输出信号为一与输入信号近似的复制信号，但是具有由电源装置提供的较大功率，亦即可被视为功率放大后的输入信号，请参考图2，输出的三元编码的脉冲宽度调制波形为两脉冲宽度调制输出信号(标示为V_OP与V_ON)的差，亦即V_OP-V_ON。

由于第三状态，亦即零输出状态的导入，输出电路的功率消耗只会与输出信号成比例，如此一来，对于小输入信号其功率损耗亦小，而在无输入信号时则几乎没有电流流经喇叭22，所以没有损耗发生，功率损耗的降低减少了热消耗，在放大器的封装上可以使用较小的散热元件，在某些情况下甚至允许直接使用而不必使用散热元件。然而，图2中的放大器10有一个缺点，它的三元脉冲宽度调制编码需要有一个三元编码驱动逻辑模块18来执行，比较器16a与16b的信号输出端不能够直接连接全桥式输出电路20来提供三元编码的脉冲宽度调制输出信号。另外，电磁干扰(EMI)的降低是D类放大器设计时重要的考虑，直接采用比较器16a与16b的输出对于全桥式输出电路20来说是一四元开关信号，与三元开关信号相比，需要有性能较佳的抗共模电磁干扰元件。

图3为本发明一实施例的利用半波式脉冲宽度调制的模拟输入式D类音频放大器100的电路图，放大器100具有一对差分输入端，用来接收一对差分信号V_IP与V_IN并经由电阻R₃提供给具有反馈电阻R₄的增益放大器102，其作用如同上述的增益放大器12a与12b，放大器102的差分输出端经由电阻元件R₁提供信号给运算放大器114的输入端，雷同上述图2放大器10的电路，放大器100中的运算放大器114结合输入信号与反馈信号形成一闭路结构以减少噪声失真，该闭路包含有一差分积分器，其由电阻R₁、电阻R₂、电容C以及运算放大器114组成，请注意，反馈闭路结构可改善输出信号品质，但在本发明中并非必要。

如同放大器10，放大器100也包含有一对比较器116a与116b用来分别接收运算放大器114的差分输出信号以及一调制信号，以下将详细描述。放大器100的输出级也包含有一全桥式输出电路120，其包含有一第一半桥120a(或称正半桥)以及一第二半桥120b(或称负半桥)，全桥式输出电路120的每个半桥包含有一对晶体管串接于电源VDD2与地(GND)之间，本领域技术人员可易于知道该对晶体管可以是两N型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管、两P型金属氧化物半导体(PMOS)晶体管或者是一个PMOS晶体管配一个NMOS晶体管。不同类型的全桥电路需要不同的驱动电路来耦合比较器的输出至全桥电路，与PMOS晶体管相比，NMOS晶体管具有较低的导通电阻，所以最有效率的MOS晶体管类型是在高压侧(high side)与低压侧(low side)皆使用NMOS晶体管，然而此种设计会较为复杂，因为基本上另外需要一个电荷泵电路来驱动高压侧MOS晶体管的栅极。图3实施例中的全桥式输出电路120的两个半桥部份120a与120b皆由一个NMOS晶体管与一个PMOS晶体管组合而成，来放大比较器的输出至一想达到的电压电平。

与使用全波三角波作为调制信号相比，图3中的放大器100使用半波三角波(图中V_SAW所示)作为调制信号，而「半波」意思是指调制信号的电压幅值不会介于整个VDD到地之间，亦即会小于差分信号的电压幅值，以下将详细说明。调制信号的电压幅值会介于电压V_CM与最大供应电压(若是双极(bipolar)电源，则是正电压最大值)之间，或者是介于电压V_CM与最小供应电压(若是双极(bipolar)电源，则是负电压最大值)之间，其中V_CM可以是最大与最小供应电压间的任一电平，为了获得最大的信号动态区间(dynamic range)，V_CM通常设为差分信号对的共模电压。虽然半波调制信号的幅值小于差分信号峰值与峰值间(peak-to-peak)的幅值即可，然而，将调制信号的幅值设为电源装置电压区间的一半并且设定V_CM为积分器的共模电压会具有较佳的效能，特别是如本实施例中将调制信号V_SAW设为三角波，且其振荡范围为(a)介于V_CM与(V_CM+V_SW)间，其中V_CM为共模电压而V_SW为三角波幅值，或者(b)介于V_CM与(V_CM-V_SW)间。如前所述，虽然共模电压可以是任何值，但是若供应电源电压范围从0V到VDD，设计者会选择VDD/2为共模电压以获得最大信号动态区间，本实施例中V_CM设为VDD/2，三角波幅值V_SW介于VDD/2至VDD或者VDD/2至0V之间，本发明调制方法的原理绘于图4A与4B，图4A表示一个弦波信号(亦可以是任何其他信号)以公知技术的全波三角波调制的示意图，而图4B则为以新调制方法的介于V_CM与VDD之间的半波三角波调制的示意图。

调制信号可以利用一波型发生器来产生三角波，图6为三角波发生器200的电路图，当开关SW1闭合(close)时，电流源I₁将电容C充电，在运算放大器的输出电压V_out上会出现一上升沿(rising edge)，其斜率等于I₁/C。当V_out小于V_L(高/低电压电平限定模块202所设定的低电压界线值)时，开关SW2会断开(open)而开关SW1会闭合；而当V_out大于V_H(高/低电压电平限定模块202所设定的高电压界线值)时，开关SW1会断开而开关SW2会闭合，所以V_out上会出现一下降沿(falling edge)，其斜率等于-I₂/C，重复上述操作便可以得到电压电平介于V_H与V_L之间的三角波，高/低电压电平限定模块202产生开关SW1与SW2的控制信号，同时决定了所产生三角波的电压振荡范围。

值得注意的是使用半波调制信号V_SAW后不需要额外的逻辑电路便可直接产生三元脉冲宽度调制编码而具有如图2中包含驱动逻辑模块18的放大器10般良好的电磁干扰效能，本发明实施例中放大器100的比较器116a与116b可以直接耦合至全桥式输出电路120中NMOS晶体管以及PMOS晶体管的栅极而不必另外加以处理，两比较器输出信号直接相减便是具有三种开关状态的控制信号，因此在比较器116a、116b与全桥式输出电路120间不需编码逻辑电路，此乃因为在比较器116a与116b的每一次开关中，最多只会有一个比较器的输出会是VDD，所以，省去额外的逻辑处理部份后可以降低系统复杂度、成本、功率损耗以及热处理等问题。另外，假设使用相同的三角波频率，传统的全波式调制技术每一次脉冲宽度调制转换会产生两个脉冲(pulse)，而采用本发明提出的半波式调制技术则每一次脉冲宽度调制转换只会产生一个脉冲，换句话说，进行脉冲宽度调制时的开关频率减少一半，因此由于开关损耗所造成的功率损耗便降低了。

请参考图3，全桥式输出电路120的第一半桥120a与第二半桥120b的输出端耦合至一负载元件(例如喇叭122)以提供放大后的三元编码的脉冲宽度调制输出信号，如的前所述，此种作法移除了公知技术中需要的三元编码驱动逻辑模块而减少电路复杂度，另外，在半波调制技术中，因为三角波电压幅值只介于VDD至V_CM或V_CM至地之间(亦即幅值为VDD/2)，比较器116a与116b不需轨对轨(rail-to-rail)输入级，也就是说比较器不须接收信号幅值从VDD至地的轨对轨输入信号，轨对轨比较器同时需要NMOS输入级以及PMOS输入级来处理轨对轨信号，所以轨对轨比较器设计的复杂度会高于只使用NMOS输入级或只使用PMOS输入级的比较器。对比于公知技术全波式调制因为三角波的正半周期与负半周期不匹配(mismatch)所造成的失真，本设计对三角波的非线性失真较不敏感。

图5A与图5B进一步解释了为何半波式脉冲宽度调制技术可行，如图5A所示，在进行半波脉冲宽度调制时，每一个脉冲宽度调制周期中运算放大器两差分反馈途径只会有一个是实际将输出信号反馈至输入端的，然而因为运算放大器采差分操作的关系，另一路径会自动产生一反相信号，所以闭路反馈在此半波调制技术中仍可正常运作，图5B表示运算放大器114在执行上述半波脉冲宽度调制操作时的小信号模型。

虽然上述的调制方法是处理差分输入信号，但是实际上亦可通过差分放大器转换来应用在单端(single-ended)输入信号上而不需进行改变，另外，半波式脉冲宽度调制亦可以应用在开路的结构，也就是说不需要反馈元件，然而，采用闭路结构可以削减电路非线性导致的噪声。另一点，虽然本实施例采用半波三角波作为调制信号，但也可以采用半波弦波或半波锯齿波等来作为调制信号。另一点，利用一数模转换器(DAC)，本发明的放大器100即可应用在数字输入信号上，例如数字D类音频放大器。在实际应用上，D类音频放大器被使用在诸如电视、移动电话、手持式多媒体装置、笔记本电脑、DVD播放器以及音响等3C产品上，除了音频放大器外，此处提及的D类放大器不同状态的开关方式亦可应用于冷却器驱动电路或马达控制电路等领域。

本发明虽以优选实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可进行更动与修改，因此本发明的保护范围以所提出的权利要求所限定的范围为准。

Claims (28)

1.一种产生脉冲宽度调制的装置，其包含有：

一第一与一第二比较器，分别用来将一对差分信号与一半波调制信号进行比较以产生一第一与一第二脉冲宽度调制控制信号，其中该半波调制信号的电压幅值小于该对差分信号的电压幅值；以及

一输出级，其包含有一对输入端耦合至该第一与该第二脉冲宽度调制控制信号以提供对应于该第一与该第二脉冲宽度调制控制信号的三元编码输出信号。

2.如权利要求1所述的装置，其中该输出级包含有一全桥式输出电路。

3.如权利要求2所述的装置，其中该对输入端中的一第一输入端耦合至该全桥式输出电路中的一第一半桥，而该对输入端中的一第二输入端则耦合至该全桥式输出电路中的一第二半桥。

4.如权利要求1所述的装置，其还包含有一反馈电路将该输出信号耦合至该对差分信号。

5.如权利要求4所述的装置，其中该反馈电路包含有一差分积分器，以及该输出级具有一对差分输出节点，其中由该对差分输出节点输出的该输出信号与该对差分信号一起耦合至该差分积分器。

6.如权利要求1所述的装置，其还包含有一波形发生器以产生该半波调制信号。

7.如权利要求1所述的装置，其中该半波调制信号的电压幅值介于该对差分信号的一共模电压与小于该差分信号电压幅值的一预设电压之间。

8.如权利要求7所述的装置，其中该预设电压为该差分信号的一最大电压值或为该差分信号的一最小电压值。

9.如权利要求1所述的装置，其中该半波调制信号为一半波三角波。

10.如权利要求1所述的装置，其应用于一放大器。

11.一种D类音频放大器，其包含有：

一差分放大器，接收一音频输入信号以产生一对差分信号；

一第一与一第二比较器，分别用来将该对差分信号与一半波调制信号进行比较以产生一第一与一第二脉冲宽度调制控制信号，其中该半波调制信号的电压幅值小于该对差分信号的电压幅值；以及

一全桥式输出电路，其包含有一对输出端，该全桥式输出电路根据所述第一与第二脉冲宽度调制控制信号来提供并放大三元编码音频输出信号，以经由该对输出端供应至一负载。

12.如权利要求11所述的音频放大器，其中该全桥式输出电路包含有一对输入端用来接收该第一与该第二脉冲宽度调制控制信号。

13.如权利要求12所述的音频放大器，其中该全桥式输出电路的一第一半桥包含有一对开关，对应于该第一脉冲宽度调制控制信号，以及该全桥式输出电路的一第二半桥包含有一对开关，对应于该第二脉冲宽度调制控制信号。

14.如权利要求11所述的音频放大器，其还包含有一反馈电路将该输出信号耦合至该对差分信号。

15.如权利要求14所述的音频放大器，其中该反馈电路包含有一差分积分器，用来耦合该差分信号以及该全桥式输出电路的该输出信号。

16.如权利要求11所述的音频放大器，其还包含有一波形发生器以产生该半波调制信号。

17.如权利要求11所述的音频放大器，其中该半波调制信号的电压幅值介于该对差分信号的一共模电压与小于该差分信号电压幅值的一预设电压之间。

18.如权利要求17所述的音频放大器，其中该预设电压为该差分信号的一最大电压值或为该差分信号的一最小电压值。

19.如权利要求11所述的音频放大器，其中该半波调制信号为一半波三角波。

20.如权利要求11所述的音频放大器，其还包含有一数字/模拟转换器耦合至该差分放大器，用来将一数字音频数据转换为该音频输入信号，以使得该D类音频放大器能够接收并处理该数字音频数据。

21.一种应用三元调制放大一输入信号的方法，其包含步骤有：

分别将一对差分信号与一半波调制信号进行比较以产生一第一与一第二脉冲宽度调制控制信号，其中该半波调制信号的电压幅值小于该对差分信号的电压幅值；以及

提供该第一与该第二脉冲宽度调制控制信号至一输出级以产生对应于该第一与该第二脉冲宽度调制控制信号的三元编码输出信号。

22.如权利要求21所述的方法，其还包含步骤：

利用该第一与该第二脉冲宽度调制控制信号驱动一全桥式输出电路以提供一放大的三元编码差分输出信号至一负载。

23.如权利要求21所述的方法，其还包含步骤：

根据该输入信号产生该对差分信号。

24.如权利要求21所述的方法，其还包含步骤：

反馈该三元编码差分输出信号至该对差分信号。

25.如权利要求21所述的方法，其中该输入信号为一音频信号。

26.如权利要求21所述的方法，其中该半波调制信号的电压幅值介于该对差分信号的一共模电压与小于该差分信号电压幅值的一预设电压之间。

27.如权利要求26所述的方法，其中该预设电压为该差分信号的一最大电压值或为该差分信号的一最小电压值。

28.如权利要求21所述的方法，其中该半波调制信号为一半波三角波。

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