CN101630044B - 光接收器 - Google Patents

Abstract

本发明提供没有信号丢失的检测误差而稳定地进行信号丢失检测的光接收器。该光接收器具备：将光输入信号变换为电信号的光电变换电路；将该电信号变换为直流信号的直流信号变换电路；向该光电变换电路供给电压的高电压发生电路；以及吸收该高电压发生电路的输出电流的一部分的电流宿电路。该直流信号变换电路的输出信号越是降低，该电流宿电路就越增加从该高电压发生电路的输出电流吸收的电流。

Description

光接收器

技术领域

本发明涉及可正确地检测出光输入信号的有无的光接收器。

背景技术

光接收器具有将光输入信号变换为电信号并加以输出的功能。光接收器的输入信号是例如声音、电子邮件或以互联网为代表的包含文字、图像信息的电子数据等信息。这些信息通过按照特定通信协议决定的帧(frame)方式被数字化、编码化。

在此，在将响应速度高速化的光接收器中，需要使光接收器的初级放大部的增益小。但是初级放大部的增益小时光接收器的S/N比(信噪比：Signal to Noise Ratio)也会降低。因此，以不恶化S/N比为前提进行开发，以在将响应速度高速化的同时提高光接收器的最小接收灵敏度。

一般为了提高最小接收灵敏度，在光电变换电路中采用雪崩光电二极管(Avalanche Photo Diode，下面称为APD)。APD指的是利用以下作用的光电二极管，即利用根据光输入信号而发生的电子-空穴对在耗尽层内被高电场加速，与晶格原子冲撞并以雪崩方式生成电子-空穴对的倍增作用。如上所述，APD需要由高电场来加速载流子，因此它的驱动电压较高。

另一方面，对于一部分上包含光接收器的光传输装置，近年开展了装置的小型化及低耗电化，用于向光接收器供电的电源有低电压化趋势。又，光电变换电路具有上述APD的场合，光传输装置的电源电压有小于APD的驱动电压的情形。在这种情况下，应对方式是在光接收器内部配置高电压发生电路，将利用该高电压发生电路来升压后的电压施加在APD。

APD生成的电信号经放大及直流变换后与规定阈值即警报发出阈值被比较。与警报发出阈值的比较是由称为信号丢失检测电路的部分来实施的。即，在信号丢失检测电路中通过所述电信号与警报发出阈值的比较，进行有无光输入信号的信号丢失检测的判定。信号丢失检测功能是通知光接收器或包含该光接收器的光传输装置的异常的发出警报的功能，因此最好没有检测误差而高精度且稳定地发挥其作用。还有，在专利文献1-4中有如何提高与确保光接收器稳定动作等相关的特性的记载。

专利文献1：日本特开平1-245725号公报

专利文献2：日本特开昭58-124339号公报

专利文献3：日本特开2005-354548号公报

专利文献4：日本特开2005-304022号公报

专利文献5：日本特开平7-162369号公报

专利文献6：国际公开号；WO 2004/010613

借助图14～16说明本申请的课题。图14是针对典型的光接收器的结构的说明图。在图14中，首先通过光纤100的光输入信号输入到光电变换电路102。在光电变换电路102中，光输入信号通过接受来自高电压发生电路104的供给电压而驱动的APD变换为电信号。

接着，光电变换电路102的输出即电信号传输至电放大器106。然后在电放大器106放大的电信号输入至直流信号变换电路108，变换为直流信号。在直流信号变换电路108中变换的电信号输入至信号丢失检测电路110，与规定阈值电压作比较。信号丢失检测电路110在比较结果检测出信号丢失时将警报信号输出至外部的输出端116。

光输入信号通过由高电压发生电路的输出电压驱动的APD来变换为电信号，在基于该电信号进行信号丢失检测的光接收器中，为了稳定动作而施加到APD的电压最好恒定。即，需要将高电压发生电路的输出电压大致保持恒定，从而保障APD的稳定动作。

但是，光输入信号被截断的一瞬间，高电压发生电路的输出电流(称为I out)非常接近零值，有可能因控制误差而出现使高电压发生电路的输出电压(称为V out)上升的反馈动作。又，上升的V out放大APD的暗电流，尽管没有光输入信号，但向信号丢失检测电路供给阈值以上的电信号，因此有信号丢失检测误动作的问题。

对于该问题，利用图16所示的电流/电压波形进行详细说明。图16中光输入信号P in被截断的场合，APD的输出电流I apd降低，因此I out也非常接近零值。

在此，高电压发生电路有时通过PWM(脉宽调制：Pulse WidthModulation)控制来进行使输出电压V out保持恒定的控制的情形。为了不依赖干扰噪声而得到稳定的V out，PWM控制回路的典型的结束时间设定为10msec以上这种较长的时间。

在这种高电压发生电路中被输入比上述结束时间短的光输入信号且如图15所示I out被截断的场合，产生控制误差，会发生使V out瞬间上升的反馈动作。然后，使保持恒定的V out并放大APD的暗电流。即，若V out上升则暗电流被放大，因此正在降低的I apd再次上升。结果，在直流信号变换电路108中尽管没有光输入信号，但电信号(信号电平输出)也会如图16中由信号电平输出V peak所表示超过阈值电压VTH。又，如虚线所示，出现在信号丢失输出V los中发生信号丢失检测误差的问题。

还有，这样动作的光接收器的在没有光输入信号时的I out由下式1所示。

[数学式1]

Iout≈i_Ns ²＝2×q×Id×B×M^2+x...式1

在此，i_Ns ²是散粒噪声，q是电子的电荷量，Id是光接收器的暗电流，B是带通宽度，M是倍增系数。此外X是APD的过剩噪声指数。又，从式1可知散粒噪声中倍增系数M的贡献大。倍增系数M由以下式2所表示。

$M=\frac{1}{1-{\left(\frac{V_b}{V_B}\right)}^{\mathrm{nM}}}$ ...式2

在此，V_b是APD的反向电压，V_B是APD的击穿电压。由式1、2可知散粒噪声i_NS ²及倍增系数M是V_b越接近V_B就越增加。因而在没有光输入信号的场合，为了减小I apd而必须减小APD的反向电压，即抑制V out的上升。可是，由于产生上述的控制误差，V out瞬间上升，因此V apd也上升，结果出现产生信号丢失检测误差的问题。

此外，在专利文献2中公开了在没有光输入信号的状态即APD的待机状态下防止APD上被施加过大的反向电压的方法。更具体地说，响应信号丢失检测电路(专利文献2中峰检测电路)的输出，向APD施加适合的V apd。用框图概括专利文献2的发明，则如图15所示。在此，图15中所标记的符号与图14的符号相同的部分表示与图14中说明的结构相同。依据将信号丢失检测电路110的输出反馈至高电压发生电路104的输出决定的专利文献2的方法，可避免光输入信号丢失时的V out的上升。

但是，在基于专利文献2方法的V out的控制方法中，将高电压发生电路稳定化的时间常数占支配地位，难以按充分早的响应时间响应。因而存在将光输入信号丢失时产生的过渡响应即上述的“V out的上升”抑制、稳定化的概率低，且确实的信号丢失误检测的抑制并不充分的问题。

发明内容

本发明为了解决诸如上述的课题构思而成，其目的在于提供信号丢失检测电路没有信号丢失的检测误差而动作的光接收器。

本发明的光接收器具备：将光输入信号变换为电信号的光电变换电路；将该电信号变换为直流信号的直流信号变换电路；向该光电变换电路供给电压的高电压发生电路；以及吸收该高电压发生电路的一部分输出电流的电流宿电路。又，以该直流信号变换电路的输出信号越是降低，该电流宿电路就越增加从该高电压发生电路的输出电流吸收的电流为特征。

本发明的光接收器具备：将光输入信号变换为电信号的光电变换电路；将该电信号变换为直流信号的直流信号变换电路；向该光电变换电路供给电压的高电压发生电路；以及将该直流信号变换电路的输出信号的电压值与阈值电压进行比较，检测该光输入信号有无被截断的信号丢失检测电路。而且，以具备电流宿电路的特征，该电流宿电路在该信号丢失检测电路被截断该光输入信号时若输出信号丢失，则吸收该高电压发生电路的一部分输出电流。

本发明的光接收器具备：将光输入信号变换为电信号的光电变换电路；向该光电变换电路供给电压的高电压发生电路；检测从该高电压发生电路流入该光电变换电路的光电流的光电流检测电路；以及吸收该高电压发生电路的一部分输出电流的电流宿电路。其特征在于：该光电流检测电路检测出的该光电流越是降低，该电流宿电路就越增加从该高电压发生电路的输出电流吸收的电流。

通过本发明能够没有检测误差且稳定地进行光输入信号的丢失检测。

附图说明

图1是实施方式1的光接收器的结构图。

图2是实施方式1的光电变换电路的电路图。

图3是实施方式1的电流宿电路的电路图。

图4是高电压发生电路的电路图。

图5是高电压发生电路各连接部上的电流/电压波形。

图6是光接收器各构成部分的电流/电压波形。

图7是I apd的斜率和I_SINK的电流变化率(斜率)的说明图。

图8是实施方式2的光接收器的结构图。

图9是实施方式2的电流宿电路的电路图。

图10是针对实施方式2的反向电流I_SINK的说明图。

图11是实施方式3的光接收器的结构图。

图12是针对光电流检测电路的说明图。

图13是针对I_SINK的调整的说明图。

图14是说明课题的光接收器的结构图。

图15是说明其它课题的光接收器的结构图。

图16是针对课题电流/电压波形的说明图。

(符号说明)

12光电变换电路；14高电压发生电路；18直流信号变换电路；20电流宿电路；22信号丢失检测电路；36反相放大电路；38晶体管；50电流宿电路；70光电流检测电路；72电流宿电路。

具体实施方式

实施方式1

图1示出本实施方式的光接收器的结构图。以下参照图1就本实施方式的光接收器的结构进行说明。本实施方式的光接收器具备光电变换电路12。光电变换电路12是将从光纤10导入的光输入信号变换为电信号的部分，在本实施方式中采用APD。

而且本实施方式的光接收器具备用于向上述APD供给驱动电压的高电压发生电路14。高电压发生电路14内装了升压电路，供给APD的驱动电压。以下，将高电压发生电路14的输出电流称为I out、输出电压称为V out。

从高电压发生电路14接受电压供给而将光输入信号变换为电信号的光电变换电路12，将电信号输出至电放大器16。在电放大器16中进行放大，以使上述电信号的振幅成为在光接收器的后级即电放大器16以后可识别的信号振幅。被放大的电信号输入至直流信号变换电路18。在直流信号变换电路18中，以电放大器16的电振幅作为输入源，将表示信号电平的交流电压分量变换为直流电压分量。即，直流信号变换电路18指的是通过变换至直流电压分量来检测出光输入信号电平的部分。

而且，本实施方式的光接收器具备信号丢失检测电路22。信号丢失检测电路22将上述变换为直流电压分量的电信号与规定阈值电压(警报发出阈值)作比较，检测有无光输入信号的丢失。即，信号丢失检测电路22在输入至信号丢失检测电路22的输入电信号为阈值电压以下的场合向外部输出该情况。信号丢失检测电路的输出被称为警报信号。该警报信号是在没有检测出信号丢失时输出0，而当检测到信号丢失时输出1的数字信号。还有，信号丢失检测电路22可为与高电压发生电路14等独立的其它基板即“外加电路”。

而且本实施方式的光接收器具备电流宿电路20。电流宿电路20是基于来自用于监视光输入信号的振幅的直流信号变换电路18的输出，调整叠加至高电压发生电路14的负载的部分。即，电流宿电路20吸收高电压发生电路的一部分输出电流，以在直流信号变换电路18的输出电压在降低前后使所述高电压发生电路的输出电流保持恒定。

电流宿电路20是本实施方式的一个特征部分，按照从直流信号变换电路18输出的光输入信号电平，调整负载，以使高电压发生电路14的输出电流(I out)保持恒定。在后面就电流宿电路20的电路结构进行详细说明。

本实施方式的光接收器的大致结构与上述相同。以下借助电路图就本实施方式的光电变换电路12、电流宿电路20及高电压发生电路14进行详细说明。

参照图2就光电变换电路12进行说明。光电变换电路12具备受光元件140、电流电压变换放大器(传输阻抗放大器，TIA)141、及电阻142。光电变换电路12通过端子143连接到高电压发生电路14。此外，光电变换电路12通过端子144连接到电放大器16。

在此，电阻142串联连接在高电压发生电路14和受光元件140之间，根据光电流的变化被动地控制施加到受光元件的电压和倍增率M。即，当光电流增大时通过降低施加到受光元件140的施加电压来降低受光元件140的倍增率M，当光电流减少时通过提升施加到受光元件的施加电压来提高倍增率M。因此，当光输入信号丢失而光电流减少时不具有降低施加到受光元件的施加电压的作用。还有，电阻142未必是必需的，可不使用电阻142而直接连接高电压发生电路14和受光元件140。

接着，借助图3，对电流宿电路20的电路图进行说明。电流宿电路20具备反相放大电路(运算放大器)36。反相放大电路36的反相输入是直流信号变换电路18的输出，在图3中用符号30来表示。一个非反相输入是基准电位Vr。反相放大电路36的反相输入侧连接了用于控制放大率的电阻32。在此，设电阻32的电阻值为R1。此外用电阻值R2来表示的电阻34连接在反相放大电路36的反相输入和输出之间。

反相放大电路36的输出输入至晶体管38的基极电位。晶体管38的发射极与低电压电位44连接。还有，在发射极与低电压电位44之间串联连接电阻40。电阻40的电阻值为R3。一个晶体管38的集电极与电流宿电路20的输出48连接。在输出48和上述集电极之间串联连接电阻42。电阻42的电阻值为R4。此外，从集电极和电阻42之间的支点47开始分支，连接了低电压电位45。在分支点47和低电压电位45之间串联连接电阻46。电阻46的电阻值为R5。低电压电位44、45保持在比高电压发生电路14的输出电压V out低的电位，也可为GND电位。

电流宿电路20的输出48连接在相连高电压发生电路14和光电变换电路12的布线上。即，如果电流宿电路20的晶体管38处于导通状态，电流会从高电压发生电路14流入电流宿电路20。

接着，参照图4，对本实施方式的高电压发生电路14的电路图进行说明。

本实施方式的高电压发生电路14具备FET(场效应晶体管：FieldEffect Transistor)124。当FET124处于截止(OFF)动作时，(在图4中用126来表示)与输入电压V in相等的电压值施加到电容器128，电容器128被充电。然后，若FET124从截止(OFF)切换到导通(ON)，则线圈130中与线圈130的电感L和Vin之比成比例的电流di/dt从输入电位Vin向GND电位流动。即，di/dt由下式3来表示。

di/dt＝V_L/L...式3

还有，当FET124处于导通(ON)动作时二极管132连接到电容器128前级，因此充电在电容器128中的电荷不会向FET124侧放电。

然后，若FET124从导通(ON)切换至截止(OFF)动作，则线圈130中流动的电流作为正电流而流入二极管132，因此电容器128中电荷被充电，输出电压V out上升。V out由式4表示。

V out＝V in+L·di/dt...式4

在此，若V out持续上升，则在线圈130中流过从二极管132的阳极电位向输入电位126的反向电流，在线圈130中流过的开关电流保持平衡状态。

若考虑随着FET124的开关动作而流过线圈130的平均电流值为零的情况，则下式5成立。

$\mathrm{Vout}=\mathrm{Vin}+V_L=\mathrm{Vin}+\frac{\mathrm{ton}}{\mathrm{toff}}\mathrm{Vin}=\left(\frac{\mathrm{ton}+\mathrm{toff}}{\mathrm{toff}}\right)\mathrm{Vin}=\frac{\mathrm{Vin}}{1-D}$ ...式5

在式5中D指的是DUTY比，如式6那样定义。

D＝ton/(ton+toff)...式6

此外，t on指的是FET124的导通(ON)时间，t off指的是FET124的截止(OFF)时间。又，本实施方式的高电压发生装置14通过调整DUTY比D来控制V out，使之保持恒定。即，获取将输出电压V out电阻分割时的取样电压和基准电压V ref的差分，比较差分量和振荡器121的输出，输出驱动FET124的栅极电压的数字信号分量。这种数字信号的输出由运算放大器120、122来进行。然后，通过调整数字信号的脉宽，控制输出电压的分割电压值相对基准电压成为恒定。

这种控制方法是一般称为PWM(脉宽调制)的控制方式。PWM控制回路为了不受干扰噪声的影响而得到稳定的输出电压，往往具有较长的结束时间。此外，本实施方式中的PWM控制回路的结束时间为10mse左右。

本实施方式的高电压发生电路14的结构具备上述结构，在图4中说明的电路图的各连接部上的电流/电压波形如图5所示。

参照图6的电流/电压波形，说明具备上述结构的本实施方式的光接收器的动作及特征。首先，随着光输入信号P in的截断，APD电流I apd降低，光电变换电路12输出的电信号输出V apdout也降低。根据降低的电信号输出V apdout，直流信号变换电路18的输出即信号电平输出V peak也成为阈值电压VTH以下。

输入这种V peak值的电流宿电路20通过反相放大电路36来使Vpeak的值极性反相，向晶体管38的基极输入。晶体管38根据基极电位改变发射极电位，最终使由发射极电位和低电压电位44之间的电位差和电阻R3来确定的电流值I_SINK从电流宿电路20的输出48流入低电压电位44侧。I_SINK的值由下式7来表示。

$I_{\mathrm{SINK}}=\frac{V_E}{R_3}=\frac{V_B-V_{\mathrm{BE}}}{R_3}=\frac{1}{R_3}\{\mathrm{Vr}-\frac{R_2}{R_1}(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vr})-V_{\mathrm{BE}}\}$

$=\frac{1}{R_3}\{(1+\frac{R_2}{R_1})\mathrm{Vr}-\frac{R_2}{R_1}\mathrm{Vin}-V_{\mathrm{BE}}\}$ ...式7

在此，V r是反相放大电路36的基准电位，V in表示V peak，V_E是晶体管38的发射极电位，V_B是基极电位，V_BE是基极发射极电位。由式7可知V in减少时I_SINK增加。即，若V in的减少以光输入信号减少(包含截断)为前提，则I_SINK的值以补充I apd减少分量的方式增大。若图示该情况则如图6中的高电压发生电路14的输出电流I out所示。如此当存在光输入信号的输入时，I out几乎由APD电流I apd构成。另一方面，若光输入信号被截断，则I out主要由导入电流宿电路20的电流即I_SINK来构成，在光输入信号的截断前后将I out的值大致保持恒定。即I out是I apd和I_SINK之和，如式8所示。

I out＝I apd+I_SINK...式8

此外，I apd如式9所示。

I apd＝P in×Re×M...式9

在此，P in是输入光接收器的平均光功率[mW]，Re是光接收器的光电变换效率[A/W]，M是式2所示的倍增系数。在此，设M的值(称为M值)为固定，则I apd与P in成比例地增减。又，通过将I_SINK的绝对值与I apd一致并且反转其极性进行控制，可将I out在光输入信号截断前后大致保持恒定。

本实施方式的特征就是能够这样将I out维持恒定。该效果是为了使高电压发生电路14的负载状态不依赖光输入信号而保持恒定而通过电流宿电路20来获得的。又，在出现光输入信号的截断的场合，也不会使高电压发生电路14的输出电压V out上升且放大暗电流，可避免信号丢失检测误差。

此外，电流宿电路20的输出响应远比高电压发生电路14的响应时间快。在本实施方式中包含一般的反相放大电路(运算放大器)36及晶体管38的反馈控制的响应时间为数百微秒。与之相比，高电压发生电路14的响应时间为数毫秒，因此在高电压发生电路14响应之前进行基于电流宿电路20的负载重叠，以使I out保持恒定。

可是，与本实施方式的高电压发生电路不同的高电压发生电路中，为了使输出状态稳定，通常设置恒定的电流负载。在这种情况下，电流消耗增加且光接收器发热，因此存在电路的动作状态处于恶劣环境的问题。但是，本实施方式的电流宿电路20根据来自直流信号变换电路18的光输入信号，改变负载使I out大致恒定。因而可抑制耗电的增大且不会无故增加发热量。

而且，本实施方式的I out适当追加来自电流宿电路的反向电流，会形成与APD的光电流(电信号)相独立的控制回路。因此，依据本实施方式，在不改变APD的反向电压的情况下能够使高电压发生电路14的输出电压稳定，因此APD的M值不会改变而不会影响通常的接收灵敏度性能。用于解决例如在直接控制高电压发生电路的输出电压时M值变动且无法避免对接收灵敏度性能的影响的问题。

此外，因APD的制造容差而Re及M值变动，认为有时难以将Iout维持恒定。但是，在本实施方式中根据Re调整I_SINK的电流变化率(斜率)，从而使I out大致恒定。具体地说，R₂/R₁比成为控制增益分量，可用这些值适当调整I_SINK的电流变化率(斜率)。图7是I apd的斜率和I_SINK的电流变化率(斜率)的说明图。如图7所示，能够进行补偿因APD的制造容差而产生的Re及M值的变动的调整，因此可使I out大致恒定。

此外，在图3中说明的电阻42、46是晶体管38的集电极发射极间的耐电压(称为V_CE)在考虑延迟时不是充分的值的情况而设置的。即可通过电阻42、46来补偿V_CE的耐电压不足。尤其在使用APD的场合，V out变大，但是因晶体管38的安装区域的限制而采用小型部件等情况下会出现耐电压不足，因此设置电阻42、46是有意义的。另一方面，如果与APD的驱动电压相比，晶体管38的耐电压有充分的富余，就不需要电阻42、46。

在本实施方式中，晶体管38记载为双极性晶体管，但是只要能进行使I out大致恒定的电流控制，就电流控制元件也可，因此并不限定于晶体管。

实施方式2

在图8中示出本实施方式的光接收器的结构图。在图8中采用与图1相同的符号的构成要素与图1相同，因此在本实施方式中省略说明。本实施方式的光接收器的特征在于电流宿电路50。本实施方式的电流宿电路50的输入为信号丢失检测电路22的输出。如在实施方式1中说明的那样，信号丢失检测电路22的输出是(设检测出信号丢失时为1)0或1的数字信号。

在本实施方式中随着该数字信号使电流宿电路50的反向电流变动，从高电压发生电路14的输出部吸收电流，以在光输入信号过渡响应时抑制高电压发生电路14的输出电流I out的变动。

基于电流宿电路50的负载重叠，即电流的吸收方法如图10所示。还有，电流宿电路50从I out吸收的电流为I_SINK，通过光电变换电路12中光输入信号的变换来生成的电流为I apd。与实施方式1同样地，I out的值通过I_SINK和APD电流I apd之和来求出。

由图10可知，在I apd充分大的区域中信号丢失检测电路的输出为0，I_SINK维持在小值。这时I out对I apd的贡献占主导地位。另一方面，光输入信号小且I apd小，即在直流信号变换电路18的信号电平输出V peak小于警报发生阈值电压VTH的区域中，信号丢失检测电路的输出为1，I_SINK增加。这时I out对I_SINK的贡献占主导地位。

通过采用这种数字信号即信号丢失检测电路22的输出，即使从光输入信号变换的电信号为小信号，也能确保噪声耐量。此外，还有可通过固定I_SINK来不做调整的优点。

此外，不像实施方式1那样根据信号电平输出连续改变电流宿电路50的输出电流，但可在光输入信号丢失前后的过渡状态中将I out的变动抑制在最小范围内，因此能够抑制导致信号丢失检测的高电压发生装置14的输出电压上升。即与实施方式1同样地，在短的响应时间内进行基于电流宿电路50的负载重叠，以在高电压发生电路14响应光输入信号截断之前缓和I out的变动，因此APD上不会施加高电压。因而可解决信号丢失的检测误差的问题。此外，这样仅在光信号输入截断且需要从高电压发生电路14吸收电流的场合，电流宿电路50使负载重叠(吸收电流)，因此也可抑制发热量的增加。而且不会改变APD的M值，因此不会影响光接收器的接收灵敏度性能。

此外，在图9中示出本实施方式的电流宿电路50的电路图。电流宿电路50具备被输入信号丢失检测电路22的输出的输入端52。该输入端52与晶体管54的基极连接。晶体管54的发射极与低电压电位56连接。另一方面，晶体管54的集电极与电流宿电路的输出64连接。在发射极和低电压电位56之间串联连接电阻61。又，在集电极和输出端64之间串联连接电阻58。而且从集电极和电阻58之间的分支点开始分支而连接了低电压电位62，在该低电压电位62和该分支点之间串联连接电阻60。还有，可省略电阻61，直接连接发射极和低电压电位56。

接着，对这种结构的电流宿电路的动作进行说明。当信号丢失检测电路22检测出信号丢失并将输出设为“1”时，输入端52上被施加使晶体管54导通(ON)的信号。这时电流宿电路50从高电压发生电路14导入的电流增大。另一方面，当信号丢失检测电路检测出信号并将输出设为“0”时，输入端52上被施加使晶体管54截止(OFF)的信号。这时电流宿电路50从高电压发生电路14导入的电流减少。这种电流宿电路的结构比实施方式1的电流宿电路的结构简单，可将电流宿电路的部件数目抑制在最小范围内。

在本实施方式中，可将信号丢失检测电路的输出和电流宿电路的反向电流I_SINK设定为相反极性。即，设信号丢失检测电路22的输出在警报发出时为0输出，警报非发出时为1输出的逻辑时，如果成为相反极性的信号丢失检测电路22的输出在1输出时使I_SINK减小，在0输出时使I_SINK上升，就可进行与上述控制相等的控制。这种调整可通过适当改变晶体管的导电型等来进行。因而即使进行这样反转极性的控制也能得到本发明的效果。

在本实施方式中，晶体管54记载为双极性晶体管，但是只要能进行缓和I out的变动的电流控制，就电流控制元件也可，因此并不限定于晶体管。

实施方式3

在图11中示出本实施方式的光接收器的结构图。在图11中采用与图1相同的符号的构成要素与图1相同，因此在本实施方式中省略说明。本实施方式的光接收器具备光电流检测电路70。光电流检测电路70是本实施方式的成为特征的构成要素，因此在下面借助图12进行详细说明。

光电流检测电路70具备连接到高电压发生电路14的高电压发生电路连接点74和连接到光电变换电路12的光电变换电路连接点78。高电压发生电路连接点74和光电变换电路连接点78经由电阻76相连接。电阻76的电阻值为R₈。

而且具备从电阻76的两端得到输入的反相放大电路(运算放大器)84。反相放大电路84的反相输入与电阻76的高电压发生电路连接点74侧连接。另一方面，反相放大电路84的非反相输入与电阻76的光电变换电路连接点78侧连接。

在反相输入和电阻76之间串联连接电阻80，在非反相输入和电阻76之间串联连接电阻82。电阻80、电阻82的电阻值分别为R₁₀、R₉。而且，在连接电阻80和反相输入之间和反相放大电路84的输出的布线上串联地配置电阻86。电阻86的电阻值为R₁₁。反相放大电路84的输出为光电流检测电路70的输出，在图12中表示为输出88。输出88的值为V_o。V_o由下式10表示。

$\mathrm{Vo}=(\mathrm{Vout}-R_8\mathrm{Iapd})-\frac{\{\mathrm{Vout}-(\mathrm{Vout}-R_8\mathrm{Iapd})\}}{R_{10}}\×R_{11}=(\mathrm{Vout}-R_8\mathrm{Iapd})-\frac{R_8\mathrm{Iapd}}{R_{10}}\×R_{11}$

$=\mathrm{Vout}-R_8\mathrm{Iapd}\×\left(\frac{R_{10}+R_{11}}{R_{10}}\right)$ ...式10

在此，V out是高电压发生电路14的输出电压。此外I apd指的是APD的电流值。由式10可知I apd增加时V_o减少。又，本实施方式的电流宿电路72以V_o的值为输入值，设计成该值越低反向电流I_SINK越减小(例如，可为图9所示的向符号52输入V_o的结构)。

在本实施方式中通过这种结构，在APD电流I apd较大时，由于V_o降低而电流宿电路72的输出电流I_SINK降低。另一方面，当I apd较小时，即光输入信号截断时，由于V_o上升而I_SINK增加。因而由I apd和I_SINK之和求出的高电压发生电路14的输出电流I out，因高电压发生电路的负载状态不依赖I apd而能够保持恒定，因此可解决信号丢失检测误差的问题。此外也同样获得实施方式1中记载的其它效果。此外，不经由直流信号变换电路18或信号丢失检测电路22而直接用光电流检测电路70检测APD电流I apd，因此可比实施的方式1和2更加高速地进行电流宿电路的输出响应，可进一步提高信号丢失检测的精度。

此外，在光电流检测电路70中，R11/R10比即电阻86/电阻80的比成为控制增益分量，可控制I_SINK的斜率分量。此外通过调整电阻分量R8，可控制I_SINK的偏置分量。又，图13是表示将I_SINK调整为能够吸收I apd的制造容差(APD的光电变换效率和M值的容差)的图。

本实施方式的特征在于根据光电流检测电路70检测出的光输入信号电平(输出88)，使电流宿电路72对高电压发生电路14叠加负载即吸收电流，以使I out大致保持恒定。因而，本实施方式的电流宿电路72可为如实施方式2中的电流宿电路即图9那样的结构，没有特别的限定。也可省略图9的电阻61，直接连接发射极和低电压电位56。此外，在实施方式1～3中说明的本发明的特征在于采用电流宿电路使高电压发生电路14的输出电流大致恒定，并抑制信号丢失检测误差。因而，在不超出本发明范围的范围中可进行各式各样的变形，并不局限于实施方式的结构。

Claims (8)

1.一种光接收器，其特征在于具备：

将光输入信号变换为电信号的光电变换电路；

将所述电信号变换为直流信号的直流信号变换电路；

向所述光电变换电路供给电压的高电压发生电路；

将所述直流信号变换电路的输出信号的电压值与阈值电压进行比较，检测所述光输入信号有无丢失的信号丢失检测电路；以及

吸收所述高电压发生电路的一部分输出电流的电流宿电路，

所述直流信号变换电路的输出信号越是降低，所述电流宿电路就越增加从所述高电压发生电路的输出电流吸收的电流，以使所述高电压发生电路的输出电流保持恒定。

2.如权利要求1所述的光接收器，其特征在于所述电流宿电路具备：

将所述直流信号变换电路的输出信号的电压值反相放大的反相放大电路；

将所述反相放大电路的输出作为基极的输入的晶体管；以及

在所述晶体管的主电流路径上所述高电压发生电路和低电压电位之间串联连接的电阻，

所述晶体管与所述高电压发生电路的输出连接，以使所述晶体管的主电流承担所述高电压发生电路的一部分输出电流。

3.一种光接收器，其特征在于具备：

将光输入信号变换为电信号的光电变换电路；

将所述电信号变换为直流信号的直流信号变换电路；

向所述光电变换电路供给电压的高电压发生电路；

将所述直流信号变换电路的输出信号的电压值与阈值电压作比较，检测有无所述光输入信号的截断的信号丢失检测电路；以及

电流宿电路，所述信号丢失检测电路在进行所述光输入信号截断时输出的信号丢失输出时，所述电流宿电路吸收所述高电压发生电路的一部分输出电流，以使所述高电压发生电路的输出电流在所述信号丢失输出前后保持恒定。

4.如权利要求3所述的光接收器，其特征在于所述电流宿电路具备：

在所述高电压发生电路和低电压电位之间串联连接的电阻；以及

对所述电阻串联连接，并通过所述信号丢失检测电路的输出来切换导通/截止的电流控制元件。

5.一种光接收器，其特征在于具备：

将光输入信号变换为电信号的光电变换电路；

将所述电信号变换为直流信号的直流信号变换电路；

向所述光电变换电路供给电压的高电压发生电路；

将所述直流信号变换电路的输出信号的电压值与阈值电压进行比较，检测所述光输入信号有无丢失的信号丢失检测电路；

检测从所述高电压发生电路流入所述光电变换电路的光电流的光电流检测电路；以及

吸收所述高电压发生电路的一部分输出电流的电流宿电路，

所述光电流检测电路检测的所述光电流越是降低，所述电流宿电路就越增加从所述高电压发生电路的输出电流吸收的电流，以使所述高电压发生电路的输出电流保持恒定。

6.如权利要求5所述的光接收器，其特征在于所述光电流检测电路具备：

在所述高电压发生电路和光电变换电路之间串联连接的光电流检测用电阻；以及

输出与所述光电流检测用电阻中流动的电流对应的电压的反相放大器。

7.如权利要求5或6所述的光接收器，其特征在于所述电流宿电路具备：

将所述光电流检测电路的输出电压输入至基极的晶体管；以及

在所述晶体管的主电流路径上所述高电压发生电路和低电压电位之间串联连接的电阻，

所述晶体管被连接成使所述晶体管的主电流承担所述高电压发生电路的一部分输出电流。

8.如权利要求1所述的光接收器，其特征在于：

所述光电变换电路为雪崩光电二极管。

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