TWI441426B - 在切換式電源供應器中在脈衝寬度調變及脈衝頻率調變之間轉換之系統、方法及裝置 - Google Patents

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Description

在切換式電源供應器中在脈衝寬度調變及脈衝頻率調變之間轉換之系統、方法及裝置
本揭示內容係關於切換式電源供應器，且更特定言之係關於藉由取決於負載而在脈衝寬度調變(PWM)控制與脈衝頻率調變(PFM)控制之間轉換而改良一切換式電源供應器(SMPS)之效率。
本申請案主張Scott Dearborn於2009年7月8日申請之標題為「System,Method and Apparatus To Transition Between Pulse-Width Modulation and Pulse-Frequency Modulation in a Switch Mode Power Supply」之共同擁有的美國臨時專利申請案第61/223,994號的優先權，且為所有目的，該案以引用的方式併入本文中。
一切換式電源供應器(SMPS)可藉由對電力切換電晶體使用脈衝寬度調變(PWM)控制或脈衝頻率調變(PFM)控制而操作。該SMPS之PWM操作在較高負載條件期間係高效，但是在輕負載條件下自高效操作下降。PFM控制在輕負載條件期間引起該SMPS之較高效率，但是在較高負載條件下引起較低效率。在一SMPS中，尤其當用於電池供電的應用中時，高效率係重要。圖12展示在使用PFM控制或PWM控制時之在輸出負載電流之一範圍的一SMPS之典型效率的一圖表。
因此，期望藉由取決於負載電流而可靠地在脈衝頻率調變(PFM)與脈衝寬度調變(PWM)之間轉換以控制SMPS而最佳化自無負載至滿負載之該SMPS的整個操作範圍中之該SMPS效率。PFM操作模式與PWM操作模式之間的準確、平順且無縫轉換可發生在一(若干)工廠設定的負載電流處。PFM操作在輕負載條件期間改良效率，且PWM在較高負載電流下具有較佳效率。此在電池供電的應用中係一高度期望的特徵，且導致在需要電池替換或重新充電之前的一較長使用時間。該SMPS可為(例如但不限於)採用電壓模式、峰值電流模式或平均電流模式控制的降壓、升壓、降壓-升壓、返馳等SMPS。
根據本揭示內容之一特定例示性實施例，一種使用脈衝頻率調變(PFM)控制或脈衝寬度調變(PWM)控制之切換式電源供應器(SMPS)包括：一切換式電源供應器(SMPS)轉換器；及一負載判定電路，其係用於偵測一負載電流何時達到一轉換電流值，其中若該負載電流小於該轉換電流值，則一脈衝頻率調變(PFM)信號控制該SMPS轉換器，且若該負載電流等於或大於該轉換電流值，則一脈衝寬度調變(PWM)信號控制該SMPS轉換器。
根據本揭示內容之另一特定例示性實施例，一種使用脈衝頻率調變(PFM)控制或脈衝寬度調變(PWM)控制來控制一切換式電源供應器(SMPS)的方法包括：判定一切換式電源供應器(SMPS)轉換器之一負載電流；比較該負載電流與一轉換電流值；當該負載電流小於該轉換電流值時，以一脈衝頻率調變(PFM)信號控制該SMPS轉換器；及當該負載電流等於或大於該轉換電流值時，以一脈衝寬度調變(PWM)信號控制該SMPS轉換器。
根據本揭示內容之另一特定例示性實施例，一種使用脈衝頻率調變(PFM)控制或脈衝寬度調變(PWM)控制來控制一切換式電源供應器(SMPS)的方法包括如下步驟：a)停用一切換式電源供應器(SMPS)轉換器之操作；b)判定來自該SMPS轉換器之一輸出電壓是否低於一參考電壓，其中b1)若該輸出電壓不低於該參考電壓，則返回至步驟a)，及b2)若該輸出電壓低於該參考電壓，則啟用該SMPS轉換器之操作；c)將能量儲存在一電感器中；d)判定是否滿足一控制要求，其中d1)若不滿足該控制要求，則返回至步驟c)，及d2)若滿足該控制要求，則將儲存在該電感器中的能量傳遞至一輸出電容器；e)判定來自該SMPS轉換器之該輸出電壓是否低於該參考電壓，其中e1)若該輸出電壓不低於該參考電壓，則返回至步驟a)，及e2)若該輸出電壓低於該參考電壓，則返回至步驟c)。
對本揭示內容之一更完全的瞭解可藉由結合隨附圖式參考下列描述而獲取。
雖然本揭示內容易於以各種修改及替代形式呈現，但是本揭示內容之特定例示性實施例已在該等圖式中予以展示且在本文中予以詳細描述。然而，應瞭解的是，本文對特定例示性實施例之描述並非意欲使本揭示內容限於本文所揭示之特定形式，而是與之相反，本揭示內容將涵蓋如隨附申請專利範圍所定義之全部修改及等效物。
現在參考圖式，其示意地繪示特定例示性實施例之細節。圖式中之相同元件將由相同數字表示，且類似元件將由具有一不同小寫字母下標之相同數字表示。
在一般意義上，可將一電源轉換器定義為在一連續基礎上將一種能量形式轉換為另一種能量形式之一器件。在此種電源系統執行其之轉換功能時之該電源系統內之任意的能量儲存或損耗通常與能量轉化程序相同。存在可以成本、可靠性、複雜性及效率之變化程度提供此種功能之許多類型的器件。電源轉換之機構可採取許多基本形式，諸如本質上為機械、電氣或化學處理之該等形式。本文將集中於採用一組限制組件(包含電感器、電容器、變壓器、切換器及電阻器)而電氣地且以一動態方式執行能量轉化的電源轉換器。此等電路組件如何連接係由所期望之電源轉化決定。電阻器引入不期望的電源損耗。因為高效率通常係大多數應用中之一首要需求，所以應在一主要電源控制路徑中避免或最小化電阻性電路元件。僅在極少數情況下及出於非常特定的原因才將消耗電源之電阻引入該主要電源控制路徑中。在輔助電路(諸如總系統之序列、監控器及控制電子器件)中，高值電阻器係常見，因為其等之損耗貢獻通常不明顯。
參考圖1，其描繪一基本調節器系統之一示意方塊圖。一電源系統102(例如一基本切換式電源轉換器)，其中將一不受控制的電壓(或電流，或功率)源施加至該電源系統102之輸入，預期將非常良好地控制輸出處之電壓(或電流，或功率)。控制該輸出之基礎係某種參考形式，且該輸出與該參考之間的任何偏移將成為一誤差。在一反饋控制的系統中，負反饋係用於將此誤差減小為儘可能接近該系統所需之零誤差的一可接受值。通常期望快速減小該誤差，但是反饋控制之固有特性係系統回應與系統穩定性之間的權衡。反饋網路回應越積極，不穩定性的風險變得越大。
就此而言，應提及的是，存在另一控制方法：前饋。在前饋控制情況下，一控制信號係回應於一輸入變異或擾動而直接形成。前饋因未涉及輸出感測而與反饋相比不太準確，然而，不存在因等待一輸出誤差信號之形成而導致延遲，且前饋控制不可能導致不穩定性。應釐清的是，前饋控制通常並不足夠作為一電壓調節器之唯一控制方法，但是其經常與反饋一起使用以改良一調節器對動態輸入變異之回應。
參考圖2，其描繪圖1中所展示之一般電源調節器之一較詳細的示意方塊圖。該電源系統102已被分為兩個區塊：電源電路206及控制電路208。該電源電路206處置電源系統負載電流，且通常係龐大、堅固，且經受廣泛的溫度波動。就定義而言，其切換功能係通常在大多數穩定性分析中僅被模擬為具有一工作週期之一個二狀態切換之大信號現象。輸出濾波器(未展示)亦被視為該電源電路206之一部分，但是可被視為一線性區塊。該控制電路208通常會由一增益區塊、一誤差放大器及一脈衝寬度調變器(用於定義該等電源切換器之工作週期)組成。根據本揭示內容之教示，下文更全面地描述用於脈衝頻率調變(PFM)與脈衝寬度調變(PWM)之間的一平順、無縫轉換的一控制電路208。PFM減小控制該電源電路206之有效比率，從而減小切換損耗，且增加在輕負載下的效率。
因為該電源電路206之導通及關斷控制在每個時段使(例如)功率場效電晶體發生非常多次切換，故亦可將PFM表示為脈衝密度調變(PDM)。因為每個時段之脈衝數目減小，PFM/PDM在低要求位準下允許該電源電路206之較佳效率，藉此減小每個時段該電源電路206之該等切換器被導通及關斷之次數。因為該電源電路206之組件(例如切換器、FET等)並非無損耗，所以每當該電源電路206之一切換器(FET)自關斷變化至導通或自導通變化至關斷時，一些電源在轉換期間損耗。在電源電路206切換器之PWM控制下，該PWM係處於某一頻率之連續的複數個脈衝或每個時段之許多脈衝。該電源電路206之PWM控制藉由改變該連續的複數個脈衝之各脈衝的工作週期而實現。通常，該等PWM脈衝之工作週期可自百分之零(0)工作週期變化至小於百分之一百(100)工作週期。因為根據本揭示內容之教示，使用每個時段具有較少脈衝之一PFM/PDM的電源電路控制係較佳選擇，故在輕負載條件下使用一PWM控制信號係浪費且低效。該PWM脈衝工作週期在高端處受限制，此係因為必須導通及關斷一電力電感器上之電壓，否則該切換電源供應器不能發揮作用。
自PFM至PWM之控制轉換係基於該切換調節器電源轉換器在轉換點處正以不連續導通模式操作之前提。換言之，儲存在該電感器中之全部能量在各循環被傳遞至該系統負載。此前提對於一經合適設計之切換調節器電源轉換器總是有效。
現在參考圖3及圖4，圖3中描繪根據本揭示內容之教示之一控制電路的一示意方塊圖，且圖4中描繪由根據本揭示內容之該等教示之圖3中所展示之該控制電路控制的一電源切換調節器電路的一示意圖。一SMPS可包括一電源(例如，電池440)；一電力電感器442；一分流切換器444(例如，功率場效電晶體)；一系列穿通切換器446(例如，功率場效電晶體)；用於使來自所期望的直流(DC)輸出的交流(AC)漣波平順之一負載電容器456；一電流感測電阻器448及輸出電壓分壓電阻器452及454。圖4中亦指示電源共同端或接地450。
操作在節點320處之一電壓反饋信號低於節點328處之一參考電壓時開始。節點320處之該電壓反饋信號表示經調節之輸出電壓的值(圖4)。當此條件為真時，啟用操作。PFM控制操作在PWM工作週期(將能量輸入一電感器442之導通時間)要求小於一固定或最小的工作週期要求時發生。在此模式下，比維持輸出電壓調節所需之能量更多的能量被輸入至該電感器442中。未針對輸入及輸出條件平衡跨該電感器442之電壓時間。因此，該輸出電壓不可處於一穩定狀態條件且處於一上升轉換狀態。在PFM操作中，平均輸出係由控制PFM臨限產生器314之磁滯比較器310維持。負載電流係使用該電流感測電阻器448判定。
參考圖6、圖7及圖8，其等描繪隨著該負載電流增加之圖3及圖4中所展示之該控制電路的各種示意PFM操作性時序圖。當該負載電流達到一轉換點時，該PFM操作不能使該輸出上升高於該磁滯比較器310之低位準。PWM誤差產生器電路312需要比該PFM臨限產生器電路314更高的一工作週期，從而將誤差驅動至零(反饋等於該參考)。該PWM誤差產生器電路312現在控制該電源電路206輸出調節，且已發生一無縫轉換。
圖9描繪至該PWM操作模式之一無縫轉換。若該輸出電壓在一負載電流高於該轉換臨限情況下達到該磁滯比較器310之低位準，則該PFM操作不能保持該輸出電壓。該輸出電壓將繼續減小直到該PWM誤差產生器電路312供應一較高的工作週期，從而將誤差驅動至零(反饋等於該參考)。
圖10描繪自一輕負載條件至高於該轉換點之一負載的一負載階躍。經由該磁滯比較器310停用該轉換器，然後高於該轉換點之一負載電流使該輸出減小低於該磁滯比較器310之該低位準。自該PFM臨限產生器電路314供應一最小的工作週期。然而，PFM控制不能保持所需的輸出電壓(並非足夠高的工作週期)。在此情況下，未針對輸入及輸出條件平衡跨該電感器442之電壓時間。因此，該輸出不可處於一穩定狀態條件且處於一下降轉換狀態。該輸出將繼續減小直到該PWM誤差產生器供應一較高的工作週期，從而將誤差驅動至零(反饋等於該參考)。
圖11描繪在連續導通模式期間之操作。在一理想轉換器中，工作週期係不取決於輸出電流。PWM控制僅在連續導通模式期間有效。該轉換點可由該PFM臨限產生器314所產生之PFM臨限決定。該臨限可基於該切換調節器電源系統之輸入及輸出條件而調整。此提供所有操作條件中之一個一致轉換點。此轉換方法提供不取決於負載電流轉換點之最佳切換電源供應轉換器效率。然而，該轉換點的確影響PFM操作期間存在的輸出漣波的最小量。該負載電流轉換點越高，該輸出漣波將越多。
參考圖5，其描繪根據本揭示內容之一特定例示性實施例之一程序控制方法的一示意流程圖。在步驟520處，SMPS之操作開始。在步驟522中，停用該SMPS之操作。在步驟524中進行該經調節之輸出電壓是否低於一參考電壓(期望的操作輸出電壓)之一判定。包括電阻器452及454之一電壓分壓器可用於將該經調節之輸出電壓分壓至一較低電壓反饋信號320(參見圖3及圖4)。若該輸出電壓不低於該參考電壓，則無需將額外的能量放置至該電感器442中。然而，若該輸出電壓低於該參考電壓，則在步驟526中透過該切換器444將額外的能量放置至該電感器442中。其中在步驟528中，該切換器444將額外的能量添加至該電感器442。
然後，在步驟530中進行是否滿足該PFM控制要求及該PWM控制要求之一判定。若不滿足，則將更多的能量添加至該電感器442。若滿足此等要求，則在步驟532中透過切換器446將儲存在該電感器442中之能量傳遞至該輸出電容器456。接著，在步驟534中檢查該輸出電壓以察看其是否高於該參考電壓。若該輸出電壓高於該參考電壓，則在步驟522中停用該SMPS之操作且控制循環再次開始。若該輸出電壓不高於該參考電壓，則在步驟528中將額外的能量儲存於該電感器442中。
PFM控制與PWM控制之間的一平順轉換之關鍵係基於可在該SMPS之設計、測試及/或應用期間定義之一負載電流值。PFM控制在該負載電流低於一PFM電流臨限時(參見圖6、圖7及圖8)較有效，且可在該工作週期之至少一部分期間使該輸出電壓維持在高於該參考電壓。然而，一旦無法使該輸出電壓維持在高於該參考電壓(參見圖9)，則PWM控制必須接管。此係容易理解，其中因為電力切換器在一時段中之切換次數不與一直接PWM控制中之情況的切換次數一樣多(較少的控制脈衝)，故PFM啟用一更有效(更低損耗)的SMPS。然而，一旦該反饋誤差要求需要在一時段中需要最大數目的PFM脈衝，則啟用PFM控制之屬性的效率結束。一旦該等PFM脈衝不可再對該電感器442供應必需的能量，PWM控制必須接管。PWM控制在每個時段具有相同數目的脈衝，但是該等PWM脈衝之各PWM脈衝可具有其在最小百分之零(0)與最大約百分之九十(90)之間變化的工作週期(導通時間對關斷時間)。為進一步繪示，處於其之每個時間間隔之最大脈衝數目的PFM將提供與將由處於相同工作週期且處於每個時間間隔之相同的脈衝數目之一PWM信號所提供之能量相同的能量至該電感器442。進一步增加至該電感器442之能量將使導通脈衝寬度大於該PFM脈衝寬度成為必要。此僅可使用PWM控制來完成。藉由主要監測負載電流且其次監測輸出電壓，可確定對於PFM/PDM與PWM之間的切換控制之最佳轉換點。每個時間間隔之脈衝數目(操作頻率)取決於該電源切換調節器之電路設計(例如，電感器值及電容器值)。
參考圖13，其描繪根據本揭示內容之一特定例示性實施例之一類比PFM/PWM SMPS控制器的一示意圖。一類比PFM/PWM SMPS控制器(概括地由數字1300表示)包括電壓比較器1510、1516、1526及1530；具有一補償網路之一運算放大器1512；一加總電路1532；一AND閘1528；OR閘1518及1522；一RS正反器1520及一驅動器1524。一振盪器(未展示)在節點1509處供應一時脈信號。
該比較器1510係用於每當節點320處之該電壓反饋信號大於節點328處之一參考電壓Vref時在節點1506處產生一啟用信號。可自一非常低的電源電壓參考(未展示)供應該參考電壓Vref。該運算放大器1512係控制迴路之部分，其中來自該運算放大器1512之輸出的一誤差信號係用於控制PFM產生器及PWM產生器。此誤差信號係基於該電壓反饋信號與參考電壓之間的一差異。
此特定實施例採用峰值電流模式控制。該加總電路1532將節點1534處之一斜率補償斜坡添加至電流感測信號，從而產生施加至該PWM比較器1526之正輸入的控制量。該運算放大器1512產生施加至該PWM比較器1526之負輸入的一誤差信號。該誤差信號建立作用於該控制量之PWM要求，且有效地控制PWM工作週期要求。施加至該PFM比較器1530之負輸入的PFM臨限建立PFM工作週期要求。兩個要求之較大者控制儲存於電感器442中之逐個循環的能量。當該PFM工作週期要求較大時，跨該電感器442之電壓時間對於輸入及輸出條件未平衡。因此，該輸出電壓不可處於一穩定狀態條件且處於一上升轉換狀態。在PFM操作中，平均輸出係由啟用及停用該PFM及PWM工作週期產生器之磁滯比較器1510維持，從而有效地減小每個時段的切換轉換數目。當該PWM工作週期要求較大時，跨該電感器442之電壓時間得以平衡。因此，該輸出電壓處於一穩定狀態條件。在PWM操作中，該輸出電壓係由經由該誤差信號所建立之該PWM工作週期要求維持。該磁滯比較器1510連續啟用該控制。比較器1516係用於非正常操作條件下之過電流保護。
參考圖14，其描繪根據本揭示內容之另一特定例示性實施例之一類比PFM/PWM SMPS控制器的一示意圖。一類比PFM/PWM SMPS控制器(通常由數字1400表示)包括電壓比較器1510、1516、1526及1530；具有一補償網路之一運算放大器1512；一AND閘1528；OR閘1518及1522；一RS正反器1520及一驅動器1524。一振盪器(未展示)在節點1509處供應一時脈信號。
該比較器1510係用於每當節點320處之該電壓反饋信號大於節點328處之一參考電壓Vref時在節點1506處產生一啟用信號。可自一非常低的電源電壓參考(未展示)供應該參考電壓Vref。該運算放大器1512係控制迴路之部分，其中來自該運算放大器1512之輸出的一誤差信號係用於控制PFM產生器及PWM產生器。此誤差信號係基於該電壓反饋信號與參考電壓之間的一差異。
圖14中所展示之該實施例採用電壓(或直接工作週期)模式控制。節點1536處之一固定的電壓斜坡係施加至該PWM比較器1526之正輸入的控制量。該運算放大器1512產生施加至該PWM比較器1526之負輸入的一誤差信號。該誤差信號建立作用於該控制量之PWM要求，且有效地控制該PWM工作週期要求。施加至該PFM比較器1530之負輸入的PFM臨限建立PFM工作週期要求。兩個要求之較大者控制儲存於電感器442中之逐個循環的能量。當該PFM工作週期要求較大時，未針對輸入及輸出條件平衡跨該電感器442之電壓時間。因此，該輸出電壓不可處於一穩定狀態條件且處於一上升轉換狀態。在PFM操作中，平均輸出係由啟用及停用該PFM及PWM工作週期產生器之磁滯比較器1510維持，從而有效地減小每個時段的切換轉換數目。當該PWM工作週期要求較大時，跨該電感器442之電壓時間得以平衡。因此，該輸出電壓處於一穩定狀態條件。在PWM操作中，該輸出電壓係由經由該誤差信號所建立之該PWM工作週期要求維持。該磁滯比較器1510連續啟用該控制。比較器1516係用於非正常操作條件下之過電流保護。
參考圖15，其描繪根據本揭示內容之另一特定例示性實施例之一類比PFM/PWM SMPS控制器的一示意圖。一類比PFM/PWM SMPS控制器(概括地由數字1500表示)包括電壓比較器1510、1514及1516；具有補償網路之運算放大器1512及1526；OR閘1518及1522；一RS正反器1520及一驅動器1524。一振盪器(未展示)在節點1509處供應一時脈信號。
該比較器1510係用於每當節點320處之該電壓反饋信號大於節點328處之一參考電壓Vref時在節點1506處產生一啟用信號。可自一非常低的電源電壓參考(未展示)供應該參考電壓Vref。該運算放大器1512係控制迴路之部分，其中來自該運算放大器1512之輸出的一誤差信號係用於控制PFM產生器及PWM產生器。此誤差信號係基於該電壓反饋信號與參考電壓之間的一差異。
圖15中所展示之該實施例採用平均電流模式控制。節點1508處之一固定電壓斜坡係施加至比較器1514之正輸入的控制量。該運算放大器1512產生施加至一第二運算放大器1526之正輸入的一誤差信號。該誤差信號建立平均電流要求。運算放大器1526產生作用於該控制量之施加至比較器1514之負輸入的一誤差信號，且有效地控制該工作週期要求。PFM臨限係施加至運算放大器1512之輸出的一箝位。此建立一最小平均電流要求。每當該箝位係有效的時，會調用PFM操作。未針對輸入及輸出條件平衡跨該電感器442之電壓時間。因此，該輸出電壓不會處於一穩定狀態條件且處於一上升轉換狀態。在PFM操作中，由啟用及停用該PFM及PWM工作週期產生器之磁滯比較器1510維持平均輸出，從而有效地減小每個時段的切換轉換數目。每當該運算放大器1512產生大於該PFM臨限之一誤差信號時，會調用PWM操作。跨該電感器442之電壓時間得以平衡。因此，該輸出電壓處於一穩定狀態條件。在PWM操作中，該輸出電壓係由經由該誤差信號所建立之該PWM工作週期要求維持。該磁滯比較器1510連續啟用該控制。比較器1516係用於非正常操作條件下之過電流保護。
參考圖16，其描繪根據本揭示內容之另一特定例示性實施例之使用一混合信號積體電路器件之一數位/程式化PFM/PWM SMPS控制器的一示意圖。一混合信號積體電路器件1650包括一類比多工器1652、一類比轉數位轉換器(ADC)1654、一記憶體1656、一處理器1658、一脈衝產生器1660(用於產生脈衝頻率調變(PFM)或脈衝寬度調變(PWM))、一電壓參考1666及一時脈振盪器1668。
該多工器1652係用於選擇用於耦合至該ADC 1654之各種類比信號。該ADC 1654將此等類比信號轉換為數位表示，並將該等數位表示發送至該處理器1658。該處理器受儲存於該記憶體1656中之一軟體程式控制。該記憶體1656可為揮發性及/或非揮發性記憶體。該等類比信號可為(例如，但不限於)節點320處之一電壓反饋信號、節點324處之一電流感測信號、節點326處之一前饋信號及節點328處之一參考電壓。
該脈衝產生器1660可包括由該處理器選擇且控制之單獨的PFM產生器及PWM產生器，或該脈衝產生器1660可包括一PWM產生器及一脈衝吞沒電路，使得可根據本揭示內容之該等教示將PWM產生的脈衝轉換為PFM或脈衝密度調變(PDM)控制信號。來自該脈衝產生器1660之輸出將其之脈衝串輸出施加於可透過一驅動器1524耦合該等電力切換器444及446之節點322處。可根據本揭示內容之該等教示程式化該混合信號積體電路器件1650之操作。
雖然已藉由參考本揭示內容之例示性實施例描繪、描述且定義本揭示內容之實施例，但是此等引用並非暗指對本揭示內容之一限制，且不應推斷此種限制。如相關技術之受益於本揭示內容之一般技術者將想到，所揭示之標的能夠在形式及功能上具有相當多的修改、變更及等效物。本揭示內容之所描繪及描述之實施例僅為實例，且並未詳盡本揭示內容之範疇。
102．．．電源系統
206．．．電源電路
208．．．控制電路
310．．．磁滯比較器
312．．．PWM誤差產生器電路
314．．．PFM臨限產生器
316．．．固定頻率振盪器及電源電路驅動器
320．．．節點
322．．．節點
324．．．節點
326．．．節點
328．．．節點
440．．．電池
442．．．電力電感器
444．．．分流切換
446．．．穿通切換器
448．．．電流感測電阻器
450．．．電源共同端或接地
452．．．分壓電阻器
454．．．分壓電阻器
456．．．負載電容器
1300．．．類比PFM/PWM SMPS控制器
1400．．．類比PFM/PWM SMPS控制器
1500．．．類比PFM/PWM SMPS控制器
1506．．．節點
1508．．．節點
1509．．．節點
1510．．．電壓比較器
1512．．．運算放大器
1516．．．電壓比較器
1518．．．OR閘
1520．．．RS正反器
1522．．．OR閘
1524．．．驅動器
1526．．．電壓比較器
1528．．．AND閘
1530．．．電壓比較器
1532．．．加總電路
1534．．．節點
1536．．．節點
1650．．．混合信號積體電路器件
1652．．．類比多工器
1654．．．類比轉數位轉換器(ADC)
1656．．．記憶體
1658．．．處理器
1660．．．脈衝產生器
1666．．．電壓參考
1668．．．時脈振盪器
圖1繪示一基本調節器系統之一示意方塊圖；
圖2繪示圖1中所展示之一般電源調節器之一較詳細示意方塊圖；
圖3繪示根據本揭示內容之教示之一控制電路的一示意方塊圖；
圖4繪示由根據本揭示內容之該等教示之圖3中所展示之該控制電路控制的一電源切換調節器電路的一示意圖；
圖5繪示根據本揭示內容之一特定例示性實施例之一程序控制方法的一示意流程圖；
圖6繪示根據本揭示內容之該等教示之在脈衝頻率調變(PFM)操作期間的圖3中所展示之該控制電路的示意的操作性時序圖；
圖7繪示根據本揭示內容之該等教示之在處於增加的負載之PFM操作期間的圖3中所展示之該控制電路的示意操作性時序圖；
圖8繪示根據本揭示內容之該等教示之在處於進一步增加的負載之PFM操作期間的圖3中所展示之該控制電路的示意操作性時序圖；
圖9繪示根據本揭示內容之該等教示之在自PFM操作至脈衝寬度調變(PWM)操作之一轉換期間的圖3中所展示之該控制電路的示意操作性時序圖；
圖10繪示根據本揭示內容之該等教示之在一負載階躍處於操作中期間之圖3中所展示之該控制電路的示意操作性時序圖；
圖11繪示根據本揭示內容之該等教示之在PWM連續導通模式操作期間之圖3中所展示之該控制電路的示意操作性時序圖；
圖12繪示當使用PFM控制或PWM控制時之在輸出負載電流之一範圍的一SMPS的典型效率之一圖表；
圖13繪示根據本揭示內容之一特定例示性實施例之一類比PFM/PWM SMPS控制器的一示意圖；
圖14繪示根據本揭示內容之另一特定例示性實施例之一類比PFM/PWM SMPS控制器的一示意圖；
圖15繪示根據本揭示內容之另一特定例示性實施例之一類比PFM/PWM SMPS控制器的一示意圖；及
圖16繪示根據本揭示內容之另一特定例示性實施例之使用一混合信號積體電路器件之一數位/程式化PFM/PWM SMPS控制器的一示意圖。
208．．．控制電路
310．．．磁滯比較器
312．．．PWM誤差產生器電路
314．．．PFM臨限產生器
316．．．固定頻率振盪器及電源電路驅動器
320．．．節點
322．．．節點
324．．．節點
326．．．節點
328．．．節點

Claims (22)

  1. 一種使用脈衝密度調變(PDM)控制或脈衝寬度調變(PWM)控制之切換式電源供應器(SMPS)，該SMPS包括：一切換式電源供應器(SMPS)轉換器；及一負載判定電路，其用於偵測一負載電流何時達到一轉換電流值，該負載判定電路包含：一PWM誤差產生器，其產生一PWM要求信號，一PDM臨限產生器，其產生一PDM要求信號；一磁滯比較器，其接收一電流感測信號且可經操作以基於該電流感測信號致能該PWM誤差產生器及該PDM臨限產生器；以及一固定頻率振盪器及電源電路驅動器，其接收該PWM要求信號及PDM要求信號，其中當該PWM誤差產生器及PDM臨限產生器已被致能，該固定頻率振盪器及電源電路驅動器輸出固定頻率之脈衝或經脈衝寬度調變之脈衝，其依據該PWM誤差產生器是否產生一工作週期要求信號而具有該固定頻率；若該負載電流等於或大於該轉換電流值，則一脈衝寬度調變(PWM)信號控制該SMPS轉換器。
  2. 如請求項1之SMPS，其中該SMPS轉換器係選自由降壓、升壓、降壓-升壓及返馳SMPS轉換器組成之群組。
  3. 如請求項1之SMPS，其中該SMPS轉換器使用功率場效電晶體作為電力切換器。
  4. 如請求項1之SMPS，其中該負載判定電路包括係由一微控制器所形成，該微控制器包含一類比至數位轉換器(ADC)，一電壓參考、處理構件、一PWM產生器以及一脈衝吞沒電路，其中該處理構件控制該PWM產生器及脈衝吞沒電路使得在PDM模式下該PWM產生器輸出由該脈衝吞沒電路所控制的固定頻率之脈衝，以及在PWM模式下該PWM產生器提供經脈衝寬度調變之脈衝；若表示該負載電流之該電壓等於或大於該參考電流限制電壓，則該電流感測電壓比較器之該輸出係處於一第二邏輯位準。
  5. 如請求項4之SMPS，其中該微控制器進一步包含耦合至該ADC之一類比多工器。
  6. 如請求項1之SMPS，其中該負載判定電路係操作於一峰值電流模式之一類比PDM/PWM SMPS控制器。
  7. 如請求項1之SMPS，其中該類比PDM/PWM SMPS控制器包含一PWM比較器，該PWM比較器接收一誤差信號及該電流感測信號，其中一斜率補償斜坡添加至該電流感測信號。
  8. 如請求項1之SMPS，其中該負載判定電路係操作於一直接工作週期模式下的一類比PDM/PWM SMPS控制器。
  9. 如請求項1之SMPS，其中當該PWM要求信號大於該PDM要求信號時，該PWM信號控制該SMPS轉換器。
  10. 如請求項1之SMPS，其中該負載判定電路係操作於一平 均電流模式下的一類比PDM/PWM SMPS控制器。
  11. 如請求項10之SMPS，其中該PDM/PWM SMPS控制器包含一比較器，其經由一補償網路接收一誤差信號及一電流感測信號。
  12. 一種使用脈衝密度調變(PDM)控制或脈衝寬度調變(PWM)控制來控制一切換式電源供應器(SMPS)的方法，該方法包括下列步驟：判定一切換式電源供應器(SMPS)轉換器之一負載電流；比較該負載電流與一轉換電流值；提供具有一固定頻率及一預先決定之脈衝寬度之脈衝；若該負載電流低於該轉換電流值，則執行該固定頻率之脈衝的一脈衝密度調變；及當該負載電流等於或大於該轉換電流值時，以一脈衝寬度調變(PWM)信號控制該SMPS轉換器。
  13. 如請求項12之方法，其中該SMPS轉換器係選自由降壓、升壓、降壓-升壓及返馳SMPS轉換器組成之群組。
  14. 如請求項12之方法，其中判定該負載電流之該步驟包括如下步驟：將該負載電流轉換為表示該負載電流之一電壓；及使用一電壓比較器比較表示該負載電流之該電壓與一參考電流限制電壓；其中若表示該負載電流之該電壓小於該參考電流限制電 壓，則自該電壓比較器輸出一第一邏輯位準；及若表示該負載電流之該電壓等於或大於該參考電流限制電壓，則自該電壓比較器輸出一第二邏輯位準。
  15. 如請求項14之方法，其中具有一固定頻率及一預先決定之脈衝寬度的脈衝係藉由一PWM產生器而提供，該PWM產生器被控制在該PDM模式下以產生該預先決定之脈衝寬度，以及被控制在PWM下以產生一可變脈衝寬度，及當該電壓比較器之輸出係處於該第二邏輯位準時，該PWM信號控制該SMPS轉換器。
  16. 如請求項15之方法，當一PWM要求信號大於一PDM要求信號時，以該PWM信號控制該SMPS轉換器，其中當在PDM模式下，藉由該PWM產生器提供之脈衝被一脈衝吞沒電路濾除。
  17. 如請求項12之方法，其中操作在一峰值電流模式下的一類比PDM/PWM SMPS控制器被提供以判定一負載電流。
  18. 如請求項17之方法，其中該PDM/PWM SMPS控制器包含一PWM比較器，其接收一誤差信號，且該方法包含添加一電流感測信號至一斜率補償補償斜坡信號。
  19. 如請求項12之方法，其中操作在一直接工作週期模式下的一類比PDM/PWM SMPS控制器被提供以判定一負載電流。
  20. 如請求項19之方法，其進一步包含藉由一PWM比較器接收一誤差信號及一固定電壓斜坡信號。
  21. 如請求項12之方法，其中操作在一平均電流模式下的一類比PDM/PWM SMPS控制器被提供以判定一負載電流。
  22. 如請求項第21項之方法，其進一步包含藉由一比較器且透過一補償網路接收一誤差信號及一電流感測信號。
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