CN101192798B - 回扫dc-dc转换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种回扫DC-DC转换器。回扫DC-DC转换器包括控制器，输入开关电路，变压器和输出开关电路。由控制器控制输入开关电路。变压器包括初级线圈，第一、第二和第三次级线圈。变压器经由初级线圈接收DC输入电压并在第一次级线圈上产生DC输出电压。第二次级线圈用于构造反馈环。反馈环通过第二次级线圈将反馈电压提供给控制器。响应于反馈电压，控制器即可控制DC输入电压提供的能量。第三次级线圈用于控制输出开关电路以避免反向电流。与现有技术相比，本发明改善了转换器的负载瞬时响应，得到恒定纹波电流和稳定输出电压的同时可避免如传统解决方案中必须采用补偿电路和其他外部光耦合设备，提高了转换器的性能和效率。

Description

回扫DC-DC转换器

技术领域

本发明是关于功率转换器，尤其是关于回扫DC-DC转换器。

背景技术

转换器常常用于将来自电源的未调节电压转换为电子系统中的已调节电压。转换器尤其被普遍应用于包含通信或计算机设备的环境中，例如在以太网供电中，便携式电子设备中，等等。转换器能够接收输入电压并且将其转换为输出电压或依据用户需求转换为多个期望值电压。

传统的转换器通常包括变压器。典型的变压器包括一个初级线圈和一个次级线圈。初级线圈与电源相连，最好是跟DC电压源相连以接收未调节的输入电压。变压器将初级线圈上的输入电压转换为次级线圈上的输出电压。输出电压值与输入电压值是成比例的，通常等于输入电压与次级线圈和初级线圈的匝数比的乘积。来自电源的能量能被存储于变压器铁芯的磁通中或是通过次级线圈提供给负载。因此，即可通过变压器传递能量。

根据传统方法，通常期望通过调整和控制转换器的输出电压值以满足不同的需求。因此，出现了回扫转换器拓扑结构。传统的回扫转换器包括具有初级线圈和次级线圈的变压器。此外，包括开关电路的输入电路与变压器的初级线圈相连并且输出电路与变压器的次级线圈相连。控制模块控制开关电路的状态从而控制输入电路的循环开启和闭合。通过反馈环将变压器的输出电路与变压器的输入电路相耦合，用于将输出电压的信息提供给控制模块。为了将变压器的输入电路和输出电路隔离，传统回扫转换器的反馈环通常采用一个光耦合器以将输出电压的反馈信息提供给控制模块。因此，控制模块能够根据反馈信息通过控制提供给变压器的能量以调节输出电压。

在回扫转换器中为了进行有效的能量传递，必须精确控制能量供应。由于输入电压是不稳定的并且次级线圈和初级线圈的匝数比通常是恒定的，响应于输入电压，次级线圈上的输出电压将是不稳定的。即使采用诸如滤波器的外部电路以提高转换器的性能，输出电压纹波的稳定性仍然不够理想。此外，由于光耦合器与变压器相耦合从而将输出电压的反馈信息引导至变压器的控制模块，同时隔离变压器的输入电路和输出电路，传统转换器中的负载瞬时响应较慢。由此，传统转换器的拓扑结构和操作方法有待改进。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种转换器，能够得到理想的稳定输出电压，并提高转换器的负载瞬时响应。

为解决上述技术问题，本发明采用一种回扫DC-DC转换器，能够将DC输入电压转换为DC输出电压。回扫DC-DC转换器包括控制器，输入开关电路，变压器和输出开关电路。由控制器控制输入开关电路。变压器包括初级线圈，第一次级线圈、第二次级线圈和第三次级线圈。变压器经由初级线圈接收DC输入电压并在第一次级线圈上产生DC输出电压。第二次级线圈用于构造反馈环。反馈环通过第二次级线圈将反馈电压提供给控制器。响应于反馈电压，控制器即可控制DC输入电压提供的能量。第三次级线圈用于控制输出开关电路以避免反向电流

与现有回扫转换器相比，本发明采用第二次级线圈实现反馈功能并采用控制器以调节输出电压值。这个拓扑结构改善了回扫转换器的性能，例如改善了负载瞬时响应，得到恒定纹波电流和稳定输出电压的同时可避免如传统解决方案中必须采用补偿电路和其他外部光耦合设备。因此，本发明提出的转换器与现有转换器相比其性能和效率都得到进一步提高，并且其复杂度和成本也得到显著的降低。

以下结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进行详细的说明，以使本发明的特性和优点更为明显。

附图说明

本发明的实施例的特征和优势将通过下述结合附图的详细描述而变得更为明显，并且其中：

图1所示为根据本发明的一个实施例的回扫DC-DC转换器的简化电路图。

图2所示为根据本发明的一个实施例的回扫DC-DC转换器在持续电流模式(CCM)的操作过程中的波形示意图。

图3所示为根据本发明的一个实施例的回扫DC-DC转换器在断续电流模式(DCM)的操作过程中的波形示意图。

具体实施方式

本发明提供了一种回扫转换器，主要是提供了一种回扫DC-DC转换器以产生基于DC输入电压的具有恒定纹波电流(CRC)的DC输出电压。由于附图所示的实施例是为了举例目的，为简明起见，本发明中通常应包括的一些子组件和/或外围组件在此处将省略说明。在描述与本发明最佳实施例时使用了一些特定的术语以求清晰。然而，本专利说明书所揭示的内容并不仅限于所用的术语和所指的实施例。显然，每项内容都包含了以类似方式执行的所有等同技术。

图1所示为本发明回扫转换器100的示范性实施例的电路图。回扫转换器100将来自电源102的DC输入电压转换为DC输出电压V_OUT。回扫转换器100包括控制器120、输入开关电路130、变压器140、输出开关电路180和分压器160。变压器140接收来自电源102的DC输入电压并且在输出引脚104处产生输出电压V_OUT。控制器120连接于电源102和输入开关电路130之间，通过控制输入开关电路130的状态以控制由电源102提供给变压器140的能量。因为输入开关电路130串联耦合于变压器140，当输入开关电路130处于关闭状态时，由电源102提供给变压器140的能量被切断，并且当输入开关电路130处于开启状态时，电源102提供能量至变压器140。因此，变压器140接收来自电源102的输入电压并且将输入电压转换为输出电压V_OUT或是将来自电源102的能量存储于变压器140的磁通中。

控制器120包括比较器126、计算器122和驱动器124。控制器120能够工作于持续电流模式(Continuous Current Mode；CCM)或断续电流模式(Discontinuous Current Mode；DCM)，这由信号156所控制。当信号156被设为低位时，控制器120工作于CCM。当信号156被设为高电平时，控制器120工作于DCM。回扫转换器100可包括第一开关134、第二开关138和耦合于第二开关138的电容139。第一开关134和第二开关138分别由信号132和136所控制。

在CCM中，计算器122能够接收来自比较器126的脉冲信号和来自电源102的输入电压V_IN152。当脉冲信号处于高电平时，计算器122能够根据输入电压V_IN计算开启时间间隔T_ON。而且，计算器122能够根据开启时间间隔T_ON产生一个脉宽调制(PWM)信号。之后，驱动器124基于PWM信号控制输入开关电路130的状态。关于PWM信号的生成，计算器122基于来自电源102的瞬时输入电压采用方程式(1)计算开启时间间隔T_ON。

T_ON＝K/V_IN                      (1)

在方程式(1)中，参数K是一个预设常数。在T_ON的时间周期内，设置PWM信号为逻辑1，并且在T_ON的时间周期之后设置PWM信号为逻辑0。计算器122根据来自比较器126的高电平脉冲信号周期性计算T_ON以产生一个持续的PWM信号。之后将PWM信号提供给驱动器124，并且驱动器124根据PWM信号控制输入开关电路130的状态。当PWM信号被设为逻辑1时，输入开关电路130被开启，当PWM信号被设为逻辑0时，输入开关电路130被关闭。响应于瞬时输入电压V_IN，控制器120通过调制PWM信号调节回扫转换器100的输出电压。

在DCM中，计算器122能够计算开启时间间隔T_ON、在T_ON之后的关闭时间间隔T_OFF和在T_OFF之后的跳跃时间间隔T_SKIP。在T_OFF和T_SKIP期间，PWM信号被设置为低电平。控制器120能够接收输入信号154和预设参考电压V_SET106。根据方程式T_OFF＝K/(m*V_SET)计算T_OFF。在这个方程式中，K为方程(1)中的预设参数并且m是输入信号154的值。T_SKIP可以是一个预设值。

变压器140通过初级线圈142与电源102耦合，以接收源自电源102的输入电压V_IN152。输入开关电路130耦合于变压器140的初级线圈142和地之间。因此，输入开关电路130能够切断由电源102提供给变压器140的能量。输入开关电路130可以是金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。控制器120中的驱动器124与晶体管130的栅极相连以控制晶体管130的状态。当晶体管130被导通时，电流经过线圈142和晶体管130从电源102流向地。当晶体管130被截止时，流经线圈142的电流被切断，因此没有能量被传送至变压器140。

变压器140包括次级线圈146和148。通过将能量提供给线圈142，变压器140在次级线圈146和148处产生电压V₃和V₄。线圈146通过输出开关电路180与回扫转换器100的输出引脚104相耦合，线圈148与输出开关电路180相耦合以控制输出开关电路180的状态。输出开关电路180可由金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)184和二极管182所组成，二极管182最好是肖特基(Schottky)二极管。二极管182可以是集成于晶体管184内的二极管。线圈148耦合于晶体管184的栅极以控制晶体管184的状态。

当线圈148上的电压V₄低于晶体管184的阀值电压时，晶体管184被设置为截止状态，并且如果线圈146上的电压V₃高于二极管182的正向压降，通过二极管182将线圈146上的电压V₃导向回扫转换器100的输出引脚104。当线圈148上的电压V₄，其等同于晶体管184的栅源电压V_GS，达到晶体管184的阀值电压时晶体管184被导通，并且将线圈146上的电压V₃通过晶体管184传送至输出引脚104。由于在类似的情况中晶体管的功耗远小于二极管的功耗，因此二极管182和晶体管184的结构减少了输出开关电路180上的功耗。这样，回扫转换器100的能量转移效率得到了显著的提高。此外，电容186耦合于输出引脚104和底盘之间以避免如果线圈146上的电压V₃在瞬间突然变化而导致输出电压V_OUT出现电压跳变。

在传统回扫转换器中，通常由光耦合器或是其他能够隔绝变压器输入和输出电路的类似装置将反馈电压从变压器的输出电路导向输入电路。由于转换器在反馈环中采用光耦合器从而将反馈信息从变压器的输出电路传导至输入电路，光耦合器采用光媒质以穿过隔离阻障传输信息。典型地，发光二极管(LED)将信息传输给光敏接收器(例如晶体管)。然而，光耦合器具有很多缺点，例如低瞬时响应，需要额外的补偿电路，高功耗，等等。由于变压器的输出引脚处的系统负载情况是可变的，反馈电压无法反映出变压器的瞬时输出电压的精确变化。所以由于光耦合器的低负载瞬时响应，根据反馈电压精确调整输出电压值是比较困难的。诸如采用额外补偿电路等方法已被用于改进光耦合器存在的缺陷。然而，由于额外电路将导致转换器组件、尺寸、成本、特别是功耗都有所增加，使其无法提供理想的性能。

在本发明中，回扫转换器100的反馈环中配有一个次级线圈144。分压器160与线圈144相连以产生表示变压器140的输出电压104的反馈电压V_FB 168。分压器160由串联耦合的电阻162和164组成。在一些实施例中，可以采用其他的组件排列形式以构造具有类似功能的分压器。应该认识到，变压器140在线圈144上产生电压V₂并将电压V₂提供给分压器160。分压器160基于变压器140的线圈144上的电压V₂，产生按比例缩小的反馈电压V_FB 168。根据线圈144和线圈146的匝数比，反馈电压V_FB 168能够反映输出电压V_OUT的精确值。

线圈144耦合于地和分压器160之间。变压器140根据对应的匝数比将能量从电源102分别传输至线圈144，146和148。线圈144上的电压V₂是与线圈146上的电压V₃成比例的，同时线圈146上的电压V₃影响到输出引脚104上输出电压V_OUT的电压值。由分压器160将线圈144上的电压V₂按比例缩小得到反馈电压V_FB 168。因此，反馈电压V_FB168同样是与线圈146处的电压V₃成比例。所以，反馈电压V_FB168可以准确反映出输出引脚104上输出电压V_OUT的瞬时值。与传统拓扑结构相比，这种反馈拓扑结构具有简单的构造。无需光耦合器即可隔绝变压器140的输入电路和输出电路，因此免除了补偿电路并且提高了负载瞬时响应精度。

比较器126耦合于分压器160和计算器122之间。比较器126将来自分压器160的反馈电压V_FB 168与参考电压V_SET 106进行比较。将V_SET 106的电压值设置为一个适当的值并且可以根据用户需求进行调整。如果在PWM信号为逻辑0的期间出现反馈电压V_FB 168低于电压V_SET 106的情况，比较器126产生一个高电平脉冲信号至计算器122从而基于方程式(1)计算开启时间间隔T_ON。在这种情况下，PWM信号再次被设为逻辑1。因此，晶体管130被导通并且再次由电源102向变压器140提供能量。

此外，二极管166耦合于比较器126的反相输入端和地之间。二极管166的正极与地相连并且二极管166的负极与电阻162和164的接合处相连。因此确保来自分压器160的反馈电压V_FB 168处于-X至Y的电压范围中。其中参数X是二极管1 66的正向压降并且参数Y是二极管166的反向击穿电压。如果反馈电压V_FB 168低于正向压降X的负值，二极管166导通以保护比较器126。如果反馈电压V_FB 168高于二极管166的反向击穿电压Y，二极管166将被反向击穿，同样保护比较器126。

当信号156被设为低位时，控制器120工作于持续电流模式(CCM)。在CCM中，第一开关134被信号132断开。第二开关138由信号136控制，在T_ON期间断开并在T_ON之后导通。计算器122不断计算T_ON以产生持续的PWM信号至驱动器124。当PWM信号处于高电平时，电源102向变压器140提供能量。如果当PWM信号处于低电平时，电源102终止向变压器140提供能量，输出电压V_OUT 104和反馈电压V_FB 168会减小。如果反馈电压V_FB 168低于参考电压V_SET 106，计算器122计算另一个T_ON。因此，电源102根据PWM信号重复向变压器140提供能量。在CCM中，当PWM信号处于低电平时线圈146具有持续电流I₃。

当信号156被设为高电平时，控制器120工作于断续电流模式(DCM)。如果负载电流很小，会存在由电容186至线圈146的反向电流。如果回扫转换器工作于DCM中即可避免反向电流，从而提高系统效率。

在DCM中，计算器122也根据方程式(1)T_ON＝K/V_IN计算T_ON并且在T_ON期间将PWM信号设置为高电平。同时，第一开关134被信号132断开并且第二开关138被信号136断开。电源102向变压器140提供能量。当PWM信号在T_ON之后变为低电平，第二开关138导通。同时，计算器122根据等式T_OFF＝K/(m*V_SET)计算T_OFF。因为负载电流很小，线圈146上的电流I₃为电容186充电。因此，在T_OFF期间输出电压V_OUT会增大。同样，在T_OFF结束时反馈电压V_FB 168可能会高于参考电压V_SET106。

在T_OFF结束时如果V_FB168高于V_SET106，会触发跳跃(skip)操作。计算器122计算跳跃时间T_SKIP。根据应用需求T_SKIP可以是一个预设值。在T_SKIP期间，第一开关134导通且第二开关138断开。这样，由于第一开关134与地相连，线圈144上的电压V₂和反馈电压V_FB 168都为0。由此，线圈148上的电压V₄随之为0，这将断开晶体管184。从而能够避免经过晶体管184由电容186流向线圈146的反向电流。在T_SKIP期间，电容186提供输出电压V_OUT。因此，流经线圈1 46的电流I₃为0，这表示在DCM中是断续电流。

在T_SKIP之后，产生一个负检测脉冲。第一开关134断开且第二开关138导通。线圈144上的电压V₂等于电容139上的正电压。因此，线圈148上的电压V₄变为正向电压从而使晶体管184导通。因为线圈146通过晶体管184与输出引脚104相连，可以看作由线圈146上的电压V₃提供输出电压V_OUT。因此，根据分压器160产生的反馈电压V_FB 168能够反映V_OUT的电压值。如果V_FB 168高于V_SET 106，在下一个T_SKIP之后将会触发另一个skip操作直到检测到V_FB 168小于V_SET 106。之后，计算T_ON以设置PWM信号为高电平并使回扫转换器100进行重复操作。

根据本发明的一个实施例，图2所示为图1中当回扫转换器100工作于CCM时其各个位置上出现的信号的波形图200。波形图200中显示了从比较器126输出给计算器122的脉冲信号202，由计算器122产生的PWM信号204，流经线圈142的电流I₁ 206，晶体管184的栅源电压V_GS 208，流经变压器140的线圈146的电流I₃ 210，线圈146上的电压V₃ 212以及反馈电压V_FB 168。波形图200表示图1中回扫转换器100的周期性操作。

在T₁时刻，此时反馈电压V_FB 168降低至电压V_SET 106的值，比较器126将脉冲信号202设为逻辑1。在脉冲信号202的上升沿驱动计算器122计算T_ON时间间隔并且将PWM信号204在等于T_ON的时间间隔内设为逻辑1。同时，对应于PWM信号204处于逻辑1，驱动器124驱动晶体管130导通。因此，电流I₁ 206通过线圈142和晶体管130从电源102流向地。当能量持续传递到变压器140时，电流I₁ 206逐渐增大。在时间周期T_ON内，线圈146的电压V₃ 212为负值。线圈148的电压V₄低于线圈146的电压V₃。因此，晶体管184的栅源电压V_GS 208为负值。二极管182和晶体管184被关断。由于没有电流流经线圈146后通过输出开关电路180流向输出引脚104，因此流经线圈146的电流I₃ 210为0。响应于线圈144上的负电压V₂，反馈电压V_FB 168在时间点T₁降为负值。

在T₂时刻，响应于始于T₁的时间周期T_ON的结束，PWM信号204被设为逻辑0。晶体管130被驱动器124关断，因此流经线圈142的电流I₁为0。晶体管130的漏极端子上的电压V₁跳变至一个高于输入电压V_IN的值。因此线圈144上的电压V₂和线圈146上的电压V₃ 212变为正值。此外，线圈148上的电压V₄高于电压V₃ 212，所以栅源电压V_GS 208超过了晶体管184的阀值电压导致晶体管184被导通。由于输出引脚104上的输出电压V_OUT由电容186维持在一个固定值，因此电压V₃2 12高于电压V_OUT。在这种情况下，电流I₃210将通过线圈146和晶体管184从地流向输出引脚104。同时，响应于电压V₁的增大，反馈电压V_FB168在T₂时刻跳变至一个峰值。

在始于T₂的这段时间周期内，由于晶体管130处于关断状态，由电源102提供给变压器140的能量被切断。存储于变压器140的磁芯中的能量被传递至线圈144，146和148。由于存储的能量减少，电压V₂，V₃212和V₄将逐渐减少。因此，自T₂时刻起电流I₃210和反馈电压V_FB168同样逐渐减小。一旦反馈电压V_FB168在T₃时刻降到电压V_SET的值时，比较器126再次产生一个脉冲信号至计算器122。计算器122将计算另一个T_ON，并且能量从电源102传导至变压器140。因此，在T₃时刻开始能量转移的另一轮循环。这样，回扫转换器100重复地工作于一种类似先前描述的从T₁到T₂，之后T₃的工作过程的模式中，并且持续产生输出电压V_OUT。

电流I₁206描述了流经初级线圈142的电流变化。在从T₁到T₂的时间周期内，由于晶体管130处于导通状态，电流I₁206逐渐增加到一个峰值。电流I₁的幅度被认为是电流纹波，标记为ΔI₁。电流纹波ΔI₁的值由方程式(2)计算。

ΔI₁＝V_IN/L₁*T_ON＝K/L₁    (2)

在方程式(2)中，V_IN是输入电压值，参数K是方程式(1)中的预设常数且L₁是线圈142的电感。因为参数K和电感L₁都是常数，电流纹波ΔI₁也是常数。类似的，电流I₃同样具有恒定电流纹波ΔI₃。因此，与现有的技术相比，本发明所阐述的回扫转换器100具有恒定的电流纹波，这表示转换器100具有稳定的输出电压。

根据本发明的一个实施例，图3所示为图1中当回扫转换器100工作于DCM时其各个位置上出现的信号的波形图300。波形图300显示了从比较器126输出给计算器122的脉冲信号302，由计算器122产生的PWM信号304，信号132，信号136，晶体管184的栅源电压V_GS310，流经线圈1 42的电流I₁ 312，流经变压器140的线圈146的电流I₃ 314，线圈146上的电压V₃ 316以及反馈电压V_FB168。以下将对图3进行简要讨论，以免与图2的讨论相重复。

在PWM信号304的T_ON期间，电源102向变压器140提供能量。在T_ON之后的T_OFF期间，I₃ 314向负载和电容186提供能量。因此，I₃ 314，V₃ 316和V_FB168减小，并且V_OUT增大。在T_OFF结束时如果V_FB168大于V_SET会触发跳跃(SKIP)操作。在T_SKIP期间I₃ 314为0且V_OUT下降。在T_SKIP之后如果V_FB 168大于V_SET，将会触发另一个SKIP操作。在T_SKIP之后如果V_FB 168小于V_SET，则根据下一个T_ON将PWM信号304设为高电平。因此，回扫转换器100进行重复性操作。

在操作中，当回扫转换器100被通电，电源102为变压器140的初级线圈142和计算器122提供输入DC电压。可以采用一个启动电路(未在图中示出)激活回扫转换器100使其工作。启动电路驱动计算器122根据上述的方程式(1)计算T_ON的时间，并且输出处于逻辑1的PWM信号给驱动器124。因此，当PWM信号被设为逻辑1时，驱动器124使晶体管130在时间T_ON的周期内导通。这样，电流通过初级线圈142和晶体管130从电源102流向地。在T_ON的时间周期内，变压器140接收来自电源102的能量并且将能量存储在变压器140的磁芯中。

在T_ON的时间周期之后，晶体管130被驱动器124关断。这样，电源102终止向变压器140提供能量。变压器140开始利用存储于变压器140的磁芯中的能量在次级线圈144，146和148上产生电压。当晶体管130被关断时，次级线圈144，146和148上的电压在此刻跳跃至一个峰值。如果负载与回扫转换器100的输出引脚104相连，次级线圈146上的电压V₃将通过输出开关电路180提供给负载。由于存储于变压器140的磁芯中的能量逐渐减少，当输入开关电路130被设为关断状态时电压V₂，V₃，V₄和V_FB逐渐减小。

如果晶体管184的栅源电压V_GS高于晶体管184的阀值电压，晶体管184导通，将线圈146上的电压V₃通过晶体管184提供给输出引脚104。如果晶体管184的栅源电压V_GS低于晶体管184的阀值电压，当线圈146上的电压V₃高于二极管182的正向压降时通过二极管182将电压V₃提供给输出引脚104。然而，通过电容186将输出电压V_OUT维持在一个固定值。由于晶体管184的阻抗远小于二极管182的阻抗，如果通过晶体管184将电压V₃传递给输出引脚104，输出开关电路180的功耗远小于通过二极管182将电压V₃传递给输出引脚104时输出开关电路180的功耗。在T_ON之后，响应于次级线圈144上电压V₂的减小，来自分压器160的反馈电压V_FB168同样减小。

如果回扫转换器100工作于CCM中，当反馈电压V_FB 168小于预设电压V_SET106时，比较器106输出一个处于逻辑1的脉冲信号至计算器122。通过接收来自比较器126的脉冲信号以驱动计算器122计算时间周期T_ON。这样，在下一个时间周期T_ON内，PWM信号再次被设为逻辑1。驱动器124驱动晶体管130导通以允许电流通过变压器140的初级线圈142从电源102流向地。一旦晶体管130导通，初级线圈142上的电压V₁降为0且次级线圈144，146和148上的电压V₂，V₃和V₄变为负值。这样，源自电源102的能量被传递并存储于变压器140中。存储于变压器140中的能量在时间周期T_ON之后将被传递至次级线圈144，146和148。在T_ON的时间周期之后，PWM信号变为逻辑0。反馈电压V_FB168将激励计算器122重新计算下一个时间周期T_ON并将PWM信号在适当的时间重置为逻辑1。通过这种周期性操作，回扫转换器100产生一个具有期望值的持续输出电压V_OUT。由PWM信号控制的输入开关电路130的开关频率可以根据输入电压的瞬时值而改变。

如果回扫转换器100工作于DCM中，计算器122计算T_ON之后的T_OFF。在T_OFF结束时如果反馈电压V_FB168高于V_SET106，将会触发一个周期为T_SKIP的跳跃(SKIP)操作。在T_SKIP期间，晶体管184被关断以避免从电容186到线圈146的反向电流。在T_SKIP之后，晶体管184被开启以获得即时的反馈电压V_FB 168。如果反馈电压V_FB 168仍然高于V_SET106，在T_SKIP的下一个周期会触发另一个跳跃(SKIP)操作。如果反馈电压V_FB 168低于V_SET106，计算T_ON并将PWM信号设置为高电平。因此，回扫转换器100进行重复性操作。

与一些传统的回扫转换器相比，本发明采用次级线圈144以实现反馈功能并采用控制器120以调节输出电压值。这个拓扑结构改善了回扫转换器的性能，例如改善了负载瞬时响应，得到恒定纹波电流和稳定输出电压的同时可避免如传统解决方案中必须采用补偿电路和其他外部光耦合设备。因此，本发明提出的转换器与传统转换器相比其性能和效率都得到进一步提高，并且其复杂度和成本也得到显著的降低。

然而，这里已描述的实施例只是许多利用本发明的实施例中的一些，并且这里通过说明而不是限制的方式进行了阐述。对于本领域内的技术人员来说很显然的是，在本质上不脱离所附权利要求书限定的本发明精神和范围的前提下，可以做出许多其他实施例。

Claims (8)

1.一种回扫DC-DC转换器，用于将DC输入电压转换为DC输出电压，其特征在于，该回扫DC-DC转换器包括：

变压器，用于接收所述DC输入电压，将所述DC输入电压转换为所述DC输出电压，并产生反馈电压，所述变压器包括第一次级线圈，用于产生所述DC输出电压；

耦合于所述第一次级线圈的输出开关电路；

耦合于所述输出开关电路的第三次级线圈，所述第三次级线圈控制所述输出开关电路的状态；以及

控制器，用于根据所述DC输入电压和所述反馈电压调节所述DC输出电压，

其中所述变压器包括：初级线圈，用于接收所述DC输入电压，

所述回扫DC-DC转换器还包括耦合于所述控制器和所述初级线圈的输入开关电路，其中所述控制器控制所述输入开关电路的状态，

并且所述控制器包括：

比较器，用于将所述反馈电压和预设值进行比较并基于所述反馈电压与所述预设值的比较结果产生信号；

计算器，用于响应来自所述比较器的所述信号和所述DC输入电压以产生PWM信号；及

驱动器，用于接收来自所述计算器的所述PWM信号，其中所述驱动器根据所述PWM信号控制所述输入开关电路的所述状态，

所述变压器还包括第二次级线圈，

所述回扫DC-DC转换器还包括：

耦合于所述第二次级线圈的第一开关；

耦合于所述第二次级线圈的第二开关，其中所述第一开关和所述第二开关由所述计算器控制；以及

耦合于所述第二开关和地之间的电容，

在所述PWM信号的关闭时间间隔结束时，当所述反馈电压高于所述预设值，所述计算器控制所述第一开关导通且控制所述第二开关断开，所述第三次级线圈断开所述输出开关电路。

2.根据权利要求1所述的回扫DC-DC转换器，其特征在于，所述回扫DC-DC转换器还包括耦合于所述第二次级线圈的分压器，其中所述分压器将所述第二次级线圈上的电压按比例缩小并产生所述反馈电压。

3.根据权利要求1所述的回扫DC-DC转换器，其特征在于，当所述PWM信号被设为逻辑1时，所述输入开关电路被开启。

4.根据权利要求1所述的回扫DC-DC转换器，其特征在于，当所述PWM信号被设为逻辑0时，所述输入开关电路被关闭。

5.一种回扫DC-DC转换器，用于将DC输入电压转换为DC输出电压，其特征在于，该回扫DC-DC转换器包括：

控制器，根据所述DC输入电压的瞬时值调节所述DC输出电压；

变压器，接收所述DC输入电压并将所述DC输入电压转换为所述DC输出电压；

反馈环，用于根据所述DC输出电压提供反馈电压给所述控制器；

其中所述变压器包括：

初级线圈，用于接收所述DC输入电压；

第一次级线圈，用于产生所述DC输出电压；及

第二次级线圈，是所述反馈环的组成部分，所述反馈环将所述反馈电压通过所述第二次级线圈提供给所述控制器，其中所述控制器根据所述反馈电压控制提供给所述变压器的能量；

输出开关电路，耦合于所述变压器的所述第一次级线圈；及

第三次级线圈，耦合于所述输出开关电路，所述第三次级线圈控制所述输出开关电路的状态，

其中所述回扫DC-DC转换器还包括耦合于所述初级线圈和所述控制器的输入开关电路，其中所述控制器控制所述输入开关电路的状态，

并且所述控制器包括：

比较器，用于将所述反馈电压和预设值进行比较并基于所述反馈电压与所述预设值的比较结果产生信号；

计算器，基于来自所述比较器的所述信号和所述DC输入电压以产生PWM信号；以及

驱动器，用于接收来自所述计算器的所述PWM信号，其中所述驱动器根据所述PWM信号控制所述输入开关电路的所述状态，

所述回扫DC-DC转换器还包括：

耦合于所述第二次级线圈的第一开关；

耦合于所述第二次级线圈的第二开关，其中所述第一开关和所述第二开关由所述计算器所控制；以及

耦合于所述第二开关和地之间的电容，

在所述PWM信号的关闭时间间隔结束时，当所述反馈电压高于所述预设值，所述计算器控制所述第一开关导通且控制所述第二开关断开，所述第三次级线圈断开所述输出开关电路。

6.根据权利要求5所述的回扫DC-DC转换器，其特征在于，所述反馈环包括：

分压器，所述分压器耦合于所述第二次级线圈从而将所述第二次级线圈上的电压按比例缩小并产生所述反馈电压。

7.根据权利要求5所述的回扫DC-DC转换器，其特征在于，当所述PWM信号被设为逻辑1时，所述输入开关电路被开启。

8.根据权利要求5所述的回扫DC-DC转换器，其特征在于，当所述PWM信号被设为逻辑0时，所述输入开关电路被关闭。

Images