KR101345363B1

KR101345363B1 - 컨버터 및 그 구동 방법

Info

Publication number: KR101345363B1
Application number: KR1020070008300A
Authority: KR
Inventors: 박영배; 구관본
Original assignee: 페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority date: 2007-01-26
Filing date: 2007-01-26
Publication date: 2013-12-24
Also published as: US20080180973A1; US7701735B2; KR20080070340A

Abstract

본 발명은 컨버터 및 그 구동방법에 관한 것이다.

본 발명에 따른 컨버터는 메인 스위치 및 스위칭 제어부를 포함한다.

스위칭 제어부는 출력 전압에 대응하는 제1 전압 및 메인 스위치에 흐르는 제1 전류를 이용하여 메인 스위치의 온/오프를 제어한다. 스위칭 제어부는 제1 전압에 따라 기준 카운트를 결정하고, 기준 카운트에 대응하는 제1 전류의 피크값 및 메인 스위치의 스위칭 주파수를 결정한다.

스위칭 주파수, 뱅뱅 제어신호

Description

컨버터 및 그 구동 방법{CONVERTERAND THE DRIVING METHOD THEREOF}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 구성을 도시한 도면이다.

도 2는 스위칭 제어부를 구체적으로 나타낸 도면이다.

도 3은 기준 카운트에 대응하는 기준 전류와 스위칭 주파수를 나타낸 도면이다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 검출부를 도시한 도면이다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 검출부의 입력 신호, 출력 신호 또는 샘플링 신호의 파형을 나타낸 도면이다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 구동방법을 나타낸 순서도이다.

본 발명은 컨버터(CONVERTER) 및 그 구동 방법에 관한 것이다. 구체적으로, 스위칭 소자를 이용하여 입력 직류 전압을 출력 직류 전압으로 변환하고, 스위칭 소자의 동작을 제어하여, 출력 직류 전압을 조절하는 컨버터 및 그 구동방법에 관한 것이다.

일반적으로, 컨버터는 1차 측에 입력된 입력 직류 전압을 다른 레벨을 갖는 직류 출력 전압으로 변환하는 장치이다. 이 때, 컨버터는 트랜스포머(Transformer)를 포함하고, 직류 전압을 입력받는 트랜스포머의 1차측에 메인 스위치를 구비하고, 트랜스포머의 2차측으로부터 생성되는 출력 전압을 감지하여, 출력 전압에 따라 메인 스위치의 듀티(Duty)를 제어함으로써 출력 전압을 조절한다. 종래, 피드백 루프를 사용하여 출력 전압을 감지하는 컨버터는 트랜스포머의 2차측에 연결되는 광 커플러(Opto-Coupler) 또는 션트 레귤레이터(Shunt Regulator) 등의 소자를 통해 출력 전압 또는 전류를 트랜스포머의 1차측에 전달한다.

그러나, 이와 같은 피드백 루프의 형성은 광 커플러 또는 션트 레귤레이터와 같이 가격이 비싸고, 면적이 큰 소자를 이용하므로 컨버터를 포함하는 회로의 고집적화와 회로 구현 비용의 절감이 어렵다.

이러한 문제점을 해결하기 위한, 1차측 조절(primary side regulation) 방식을 사용하는 컨버터가 있다. 이 방식은 트랜스포머의 1차측의 전압을 감지하여, 출력 전압을 예측하고, 예측된 출력 전압을 이용하여 메인 스위치의 듀티를 제어한다. 그러나, 이런 방식의 컨버터의 출력단에 경부하(light load)가 연결되었을 때, 컨버터가 메인 스위치에 흐르는 전류만을 제어하여 듀티를 결정하는 방식에 따르면, 컨버터의 입력 전력을 정확하게 조절하기 어려운 문제점이 있다. 또한, 컨버터가 메인 스위치의 스위칭 주파수(fsw)만을 제어하여 메인 스위치의 듀티를 결정하는 방식에 따르면, 가청 주파수 대역의 노이즈가 발생하여 컨버터가 장착된 전기 제품을 사용하는 사용자에게 불쾌감을 야기한다.

이와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 정확한 입력 전력 제어 및 가청 주파수의 노이즈를 방지할 수 있는 컨버터 및 그 구동방법을 제공하기 위한 것이다..

본 발명의 한 특징에 따른 입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하는 컨버터는, 메인 스위치 및 상기 출력 전압에 대응하는 제1 전압 및 상기 메인 스위치에 흐르는 제1 전류를 이용하여 상기 메인 스위치의 온/오프를 제어하는 스위칭 제어부를 포함하고, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제1 전압에 따라 기준 카운트를 결정하고, 상기 기준 카운트에 대응하는 상기 제1 전류의 피크값 및 상기 메인 스위치의 스위칭 주파수를 결정한다. 상기 스위칭 제어부는, 상기 스위칭 주파수 및 상기 제1 전류의 피크값 및 상기 스위칭 주파수 중 적어도 하나를 결정하기 위해 설정되는 소정의 기준 전압과 상기 제1 전압을 비교하여, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크면, 상기 기준 카운트를 증가시키고, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압 이하이면, 상기 기준 카운트를 감소시킨다. 상기 스위칭 제어부는, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 큰 경우가 적어도 두 번 반복되면, 상기 기준 카운트의 중심값 증가시키고, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크지 않은 경우가 적어도 두 번 반복되면, 상기 기준 카운트의 중심값을 감소시킨다. 상기 스위칭 제어부는, 상기 기준 카운트의 중심값을 제어하기 위하 중심 카운트를 설정하고, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크면, 상기 중심 카운트를 감소시키고, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압 이하이면, 상기 중심 카운트를 증가시킨다. 상기 스위칭 제어부는, 상기 중심 카운트가 양의 임계치보다 크면, 상기 기준 카운트의 중심값을 감소시키고, 상기 중심 카운트가 음의 임계치보다 작으면, 상기 기준 카운트의 중심값을 증가시킨다. 상기 스위칭 제어부는, 상기 기준 카운트와 상기 제1 전류의 피크값의 관계를 함수로 설정하고, 상기 기준 카운트에 따라 상기 제1 전류의 피크값을 결정한다. 상기 기준 카운트는 상기 메인 스위치가 스위칭 동작을 한 번 수행하는데 걸리는 시간에 대응하는 값으로, 상기 스위칭 주파수와 상기 기준 카운트는 소정의 함수 관계로 설정되어 있다. 상기 스위칭 제어부는, 상기 제1 전류와 상기 제1 전류의 피크값을 비교하여 상기 메인 스위치의 턴오프를 결정하는 제1 제어부 상기 제1 전압을 검출하는 출력 전압 검출부 및 상기 제1 전압과 상기 기준 전압을 비교하여, 상기 기준 카운트를 조절하는 제2 제어부를 포함한다. 상기 제1 제어부는, 상기 기준 카운트에 대응하는 상기 제1 전류의 피크값을 상기 함수에 따라 결정하는 기준 전류 생성부 클록 신호를 생성하는 오실레이터 상기 클록 신호를 전달받아, 상기 기준 카운트를 생성하고, 상기 기준 카운트가 온타임에 대응하는 클록 수 이상이면, 상기 메인 스위치를 턴오프 시키는 제1 카운터 및 상기 제1 전류의 피크값과 상기 제1 전류를 비교하여 상기 메인 스위치의 턴오프를 결정하는 제1 비교부를 포함한다. 상기 제2 제어부는, 상기 제1 전압과 상기 기준 전압을 비교하고, 비교 결과에 따라 뱅뱅 제어신호를 생성하는 제2 비교부 상기 뱅뱅 제어신호를 카운트하여, 상기 제1 전압과 상기 기준 전압의 비교 결과에 관한 정보를 생성하는 제2 카운터 및 상기 상기 제1 전압과 상기 기준 전압의 비교 결과에 따라 상기 기준 카운트의 중심값을 조절하고, 상기 뱅뱅 제어신호에 따라 상기 기준 카운트를 변경시키 는 보정부를 포함한다. 상기 출력 전압 검출부는, 상기 메인 스위치를 제어하는 게이트 제어신호 및 상기 메인 스위치의 양단 전압에 대응하는 와인딩 전압을 전달받고, 상기 와인딩 전압을 샘플링하는 샘플링 기간을 설정하며, 다수의 펄스를 가지는 제1 펄스열 및 제2 펄스열을 포함하는 복수의 펄스열을 이용하여 상기 샘플링 기간 내의 상기 제1 펄스열 중 마지막 펄스로 샘플링되는 상기 와인딩 전압의 전압 레벨을 상기 제1 전압으로 설정한다. 상기 메인 스위치의 양단 전압에 따라 상기 와인딩 전압이 유기되는 코일을 포함하는 전압 생성부를 더 포함한다. 상기 메인 스위치는, 드레인 전극 및 소스 전극을 두 전극으로 갖고, 게이트 전극에 상기 게이트 제어신호가 인가되는 트랜지스터이며, 상기 제1 전류는 상기 드레인 전극에서 상기 소스 전극으로 흐르는 전류이다. 상기 메인 스위치 및 상기 스위칭 제어부는 하나의 칩으로 구성될 수 있다.

본 발명의 다른 특징에 따른 메인 스위치를 포함하고 상기 메인 스위치의 스위칭 동작에 따라 입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하는 컨버터의 구동 방법은, 상기 메인 스위치가 턴온되면, 클록 신호를 카운트하여 제1 카운트를 생성하는 단계 상기 메인 스위치가 턴오프 되면, 상기 출력 전압에 대응하는 제1 전압과 기준 전압을 비교하여, 비교 결과에 따라 기준 카운트를 변경하는 단계 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 큰 횟수 또는 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크지 않은 횟수를 카운트하여, 카운트 결과에 따라 상기 기준 카운트를 조절하는 단계 및 상기 기준 카운트에 대응하는 상기 메인 스위치에 흐르는 제1 전류의 피크값을 결정하고, 상기 기준 카운트에 따라 스위칭 주파수를 결정하는 단계를 포함한다. 상기 제1 전압과 기준 전압을 비교하여, 비교 결과에 따라 기준 카운트를 변경시키는 단계는, 상기 제1 전압이 상기 기준전압보다 크면, 상기 기준 카운트를 증가시키는 단계 및 상기 제1 전압이 상기 기준전압 이하이면, 상기 기준 카운트를 감소시키는 단계를 더 포함한다. 상기 메인 스위치가 턴오프 되면, 상기 제1 전압을 검출하는 단계 상기 제1 카운트가 상기 기준 카운트보다 크면, 상기 메인 스위치를 턴온 시키는 단계 및 상기 제1 카운트가 상기 기준 카운트 이하이면, 상기 제1 카운터를 증가시키는 단계를 더 포함한다. 상기 카운트 결과에 따라 상기 기준 카운트를 조절하는 단계는, 적어도 두 번 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크면, 상기 기준 카운트의 중심값을 증가시키고, 적어도 두 번 상기 제1 전압이 상기 기준 전압 이하이면, 상기 기준 카운트의 중심값을 감소시킨다. 상기 제1 전류의 피크값을 결정하고, 상기 스위칭 주파수를 결정하는 단계는, 상기 기준 카운트와 상기 제1 전류의 피크값의 관계를 나타내는 함수를 이용하여, 상기 기준 카운트에 대응하는 상기 제1 전류의 피크값을 결정하고, 상기 기준 카운트와 상기 스위칭 주파수간의 관계를 나타내는 함수를 이용하여, 상기 스위칭 주파수를 결정한다. 상기 메인 스위치가 턴온되고, 상기 제1 전류와 상기 제1 전류의 피크값을 비교하는 단계 상기 제1 전류와 상기 제1 전류의 피크값을 비교결과, 상기 제1 전류가 상기 제1 전류의 피크값보다 크면, 상기 메인 스위치를 턴오프하는 단계 및 상기 제1 전류와 상기 제1 전류의 피크값을 비교결과, 상기 제1 전류가 상기 제1 전류의 피크값 이하이면, 상기 제1 카운트를 상기 메인 스위치의 온타임에 대응하는 클록 수보다 큰지 비교하는 단계를 더 포함한다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

이하, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.

도 1에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터는 입력부(100), 출력부(200), 전압 생성부(300), 메인 스위치(Qsw), 스위칭 제어부(400), 및 전류 감지부(500)를 포함한다.

입력부(100)는 입력전압(Vin)이 인가되는 트랜스포머의 1차 코일(L1)을 포함한다. 입력부(100)는 메인 스위치(Qsw)의 스위칭 동작에 따라 트랜스포머의 2차측, 즉 출력부(200)에 전력을 공급한다.

출력부(200)는 트랜스포머의 2차 코일(L2), 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 일단에 애노드가 연결되는 다이오드(D1), 다이오드(D1)의 캐소드와 접지 사이에 연결되는 커패시터(C1)를 포함한다. 커패시터(C1)는 출력 전압(Vout)을 일정한 레벨로 유지한다.

전압 생성부(300)는 트랜스포머의 2차 코일(L3), 트랜스포머의 2차 코일(L3)의 일단에 애노드가 연결되는 다이오드(D2) 및 다이오드(D2)의 캐소드와 접지 사이에 연결되는 커패시터(C2)를 포함한다. 스위칭 제어부(400)는 일반적으로 IC를 통해 구현가능하며, 전압 생성부(300)는 스위칭 제어부(400)를 동작시키기 위한 바이어스 전압(Vcc)을 공급한다. 즉, 메인 스위치(Qsw)가 온/오프를 반복하면 트랜스포머의 2차 코일(L3)에 유기된 에너지가 다이오드(D2)의 순방향으로 이동하여, 커패시터(C2)에 충전된다. 이 때, 커패시터(C2)에 충전된 전압이 바이어스 전압(Vcc)으로 스위칭 제어부(400)에 전달된다. 또한, 전압 생성부(300)는 메인 스위치(Qsw)가 턴오프 된 후, 출력부(200)에 전류(Is)가 흐르지 않을 때, 메인 스위치(Qsw)의 양단간에 존재하는 모든 기생 커패시턴스와 1차측 인덕턴스(L1)사이에 발생하는 공진 파형 와인딩(winding) 전압 신호(Vw)를 스위칭 제어부(400)로 전달한다. 와인딩 전압 신호(Vw)(이하, "전압 신호(Vw)"이라 한다.)는 메인 스위치(Qsw)가 턴오프된 후, 메인 스위치(Qsw) 양단 전압이 반영된 신호이다. 즉, 전압 신호(Vw)는 메인 스위치(Qsw) 양단 전압에서 입력 전압만큼 감소된 전압 파형이며, 스위칭 제어부(400)는 전압 신호(Vw)를 이용하여 메인 스위치(Qsw) 양단 전압을 감지할 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 메인 스위치(Qsw)는 드레인 전극 및 소스 전극을 두 전극으로 갖고, 게이트 전극을 제어 전극으로 갖는 n채널 타입의 트랜지스터이다.

전류 감지부(500)는 메인 스위치(Qsw)에 흐르는 전류(Ids)를 감지하여, 스위칭 제어부(400)로 전달한다.

스위칭 제어부(400)는 전압 생성부(300)로부터 입력되는 전압 신호(Vw) 및 전류(Ids)를 감지하여, 메인 스위치(Qsw)의 온/오프를 제어한다. 스위칭 제어부(400)에 대한 구체적인 설명은 이하, 도 2를 참조하여 후술한다.

도 2는 스위칭 제어부(400)를 구체적으로 나타낸 도면이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 스위칭 제어부(400)는 제1 제어부(410), 제2 제어부(420), 출력 전압 검출부(430) 및게이트 드라이버(440)를 포함한다.

제1 제어부(410)는 전류(Ids)를 입력받고, 메인 스위치(Qsw)의 온/오프를 결정한다. 제1 제어부(410)는 오실레이터(411), 제1 카운터(412), 기준전류 생성부(413), 및 제1 비교부(414)를 포함한다. 구체적으로, 제1 제어부(410)는 전류(Ids)와 기준 전류를 비교하여, 전류(Ids)가 기준 전류보다 크면 메인 스위치(Qsw)를 턴오프 시킨다. 기준 전류는 스위칭 제어부(400)가 결정하는 전류로서, 출력부(200)에 연결된 부하에 따라 결정되는 컨버터의 입력 전력에 따라 설정될 수 있다. 구체적으로, 출력부(200)에 연결된 부하가 작아지거나 커지는 경우에 따라 입력 전력이 변경된다. 이 때, 입력 전력을 결정하는 인자로 수학식 1에서 알 수 있듯이, 피크 전류)와 스위칭 주파수(fsw)가 있다. 기준 전류(Iref)는피크 전류에 대응하는 값으로, 본 발명의 실시예에 따른 기준 전류는 기준 카운터(CNTfix)에 따라 그 값이 변경된다.

또한, 스위칭 제어부(400)는 스위칭 주파수(fsw)를 결정하기 위해 기준 카운터(CNTfix)를 변경시킨다. 기준 카운트(CNTfix)가 변경되면, 스위칭 주파수(fsw) 및 기준 전류(Iref)가 변경된다. 본 발명의 실시예에 따른 기준 전류(Iref)는 기준 카운트(CNTfix)와 소정의 함수관계를 갖고 있어, 기준 카운트(CNTfix)가 변함에 따라 변경된다.

기준 전류 생성부(413)는 제2 제어부(420)로부터 전달되는 기준 카운트(CNTfix)를 입력받고, 소정의 함수관계를 이용하여 기준 카운트(CNTfix)에 대응하는 기준 전류(Iref)를 생성하여 제1 비교부(414)로 전달한다. 소정의 함수관계는 실험적인 방법에 의해, 입력 전력을 정확하게 제어하기 위한 기준 카운트(CNTfix)에 대응되는 기준 전류(Iref)값을 얻을 수 있다.

제1 비교부(414)는 전류(Ids)를 전달받고, 전류(Ids)와 기준 전류(Iref)를 비교한 결과에 따라 메인 스위치(Qsw)의 턴오프를 결정한다. 구체적으로 전류(Ids)가 기준 전류(Iref)보다 크면 메인 스위치(Qsw)를 턴오프 시키기 위한 게이트 드라이버 제어신호(Vgc1)를 게이트 드라이버(440)에 전달한다.

오실레이터(411)는 일정한 주기를 갖는 클록 신호(CLK)를 생성하여 제1 카운터(412)로 전달한다.

제1 카운터(412)는 온타임이 경과하면, 메인 스위치(Qsw)를 턴오프 시키기 위한 게이트 드라이버 제어신호(Vgc2)를 게이트 드라이버(440)로 전달한다. 제1 카운터(412)는 클록 신호(CLK)를 입력받고, 클록 신호(CLK)를 카운트하여, 카운트 결과에 따른 제1 카운트(cnt)를 생성한다. 제1 카운터(412)는 제1 카운트(cnt)와 온타임에 대응하는 클록 수를 비교하여, 제1 카운트(cnt)가 온타임에 대응하는 클록수 보다 크면, 온타임이 경과한 것으로 판단한다. 이 때, 온타임이란, 메인 스위치(Qsw)의 스위칭 동작에서 메인 스위치(Qsw)가 온상태로 유지되는 시간을 지칭하며, 임의로 설정될 수 있다. 구체적으로, 경부하시 온타임은 소비 전력등을 고려하여 컨버터의 효율이 가장 좋은 값으로 설정될 수 있다. 그러면, 전류(Ids)가 기준 전류(Iref)보다 크지 않더라도, 온타임 동안 메인 스위치(Qsw)가 온 상태를 유지하면, 메인 스위치(Qsw)는 턴오프된다. 또한, 온타임은 컨버터의 메인 스위치(Qsw)가 턴온된 상태로 유지되는 최대 시간으로, 컨버터를 보호하기 위해 최대로 설정되는 메인 스위치(Qsw)의 턴온 상태 유지 시간이다. 이하, 온타임에 대응하는 클록 수를 간단히 '온타임(Ton)'이라 한다.

제2 제어부(420)는 검출 출력 전압(nVo)을 전달받고, 이를 이용하여 기준 카운트(CNTfix)를 결정한다. 제2 제어부(420)는 제2 비교부(421), 제2 카운터(422), 및 보정부(423)를 포함한다.

제2 비교부(421)는 출력 전압 검출부(430)로부터 검출 출력 전압(nVo)을 전달받고, 검출 출력 전압(nVo)과 제1 기준 전압(Vref)을 비교하여, 비교 결과를 제2 카운터(422)로 전달한다. 이 때, 제1 기준 전압(Vref)이란, 임의로 설정될 수 있는 값으로, 경부하시 검출 출력 전압(nVo)의 범위를 고려하여, 스위칭 주파수(fsw)가 가청 주파수 대역을 회피하기 위해 설정될 수 있다. 구체적으로, 제2 비교부(421)는 검출 출력 전압(nVo)이 제1 기준 전압(Vref)보다 크면 하이 레벨을 갖는 뱅뱅 제어신호(BB)를 제2 카운터(422) 및 보정부(423)로 전달하고, 검출 출력 전압(nVo)이 제1 기준 전압(Vref) 이하이면, 로우 레벨을 갖는 뱅뱅 제어신호(BB)를 제2 카운터(422) 및 보정부(423)로 전달한다. 본 발명의 실시예에 따른 뱅뱅 제어신호(BB)는 하이 레벨에 대응하는 논리값 "1"일 수 있고, 로우 레벨에 대응하는 논리값 "0"일 수 있다.

제2 카운터(422)는 뱅뱅 제어신호(BB)를 감지하여, 하이 레벨의 뱅뱅 제어신호(BB)가 입력되면, 중심 카운트(CNTmov)를 감소시킨다. 그리고 제2 카운터(422)는 로우 레벨의 뱅뱅 제어신호(BB)가 입력되면, 중심 카운트(CNTmov)를 증가시킨다. 이 때, 중심 카운트(CNTmov)는 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 변경시키기 위해 제2 카운터(422)가 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 생성하는 값이다. 구체적으로, 본 발명의 실시예에 따른 기준 카운트(CNTfix)가 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 증가하거나 감소할 때 갖는 범위의 중심값이 175 클록이면, 기준 카운트(CNTfix)는 165클록부터 185클록의 범위안에서, 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 증가 또는 감소한다. 제2 카운터(422)는 변경된 중심 카운트(CNTmov)를 보정부(423)로 전달한다.

보정부(423)는 중심 카운트(CNTmov)를 임계치와 비교하여, 중심 카운트(CNTmov)가 임계치에 이르면, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 변경시킨다. 또한, 보정부(423)는 제2 비교부(421)로부터 전달되는 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 기준 카운트(CNTfix)를 변경시킨다. 보정부(423)는 하이 레벨의 뱅뱅 제어신호(BB)가 입력되면, 기준 카운트(CNTfix)를 증가시키고, 로우 레벨의 뱅뱅 제어신호(BB)가 입력되면, 기준 카운트(CNTfix)를 감소시킨다. 보정부(423)는 중심 카운트(CNTmov)가 임계치에 이르지 않으면, 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 변경된 기준 카운트(CNTfix)를 그대로 제1 제어부(410)로 전달한다. 구체적으로, 기준 카운트(CNTfix) 중심값이 175클록일 때, 하이 레벨의 뱅뱅 제어신호(BB)가 10회 감지되면, 중심 카운트(CNTmov)는 음의 임계치에 이르게 되고, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 176클록으로 변경시킨다. 그리고 로우 레벨의 뱅뱅 제어신호(BB)가 10회 감지되면, 중심 카운트(CNTmov)는 양의 임계치에 이르게 되고, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 174클록으로 변경시킨다. 위에서 언급했듯이, 기준 전류 생성부(413)는 기준 카운트(CNTfix)를 입력받아, 기준 카운트(CNTfix)에 대응하는 기준 전류(Iref)를 생성하여, 제1 비교부(414)로 전달한다. 뱅뱅 제어신호(BB)가 동일한 레벨로 10회 감지되는 것, 뱅뱅 제어신호에 따라 10클록 단위로 기준 카운트(CNT fix)가 변경되는 것, 그리고 기준 카운트(CNTfix)의 중심값이 1클록 단위로 변경되는 것은 본 발명의 이해를 위해 일 예로 설명한 것에 지나지 않는다. 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 뱅뱅 제어신호(BB)가 동일한 레벨로 적어도 두 번 감지되는 경우 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 변경시킬 수 있다. 그리고 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 기준 카운트(CNTfix)를 변경시킬 때, 기준 카운트(CNTfix)와 기준 전류(Iref) 및 스위칭 주파수(fsw)의 함수 관계에 따라 10클록이 아닌 다른 클록수 단위로 변경시킬 수 있다. 마찬가지로, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값 역시, 기준 카운트(CNTfix)와 기준 전류(Iref) 및 스위칭 주파수(fsw)의 함수 관계에 따라 1클 록이 아닌 다른 클록수 단위로 변경시킬 수 있다.이와 같이 기준 카운트(CNTfix)가 변경되면, 스위칭 주파수(fsw)가 변경되고, 기준 카운트(CNTfix)에 따라 기준 전류(Iref)가변경되면, 입력 전력 역시 변경된다. 그러면, 정확하게 입력 전력을 제어할 수 있으며, 스위칭 주파수(fsw)를 제어하여 가청 주파수 대역의 노이즈를 방지할 수 있다.

구체적으로, 도 3을 참조하여 입력 전력을 제어하는 방법을 설명한다.

도 3은 기준 전류(Iref)와 스위칭 주파수(fsw)를 나타낸 도면이다.

도 3에 도시된 바와 같이, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값이 175클록일때, 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 스위칭 주파수(fsw)는165클록부터 185클록까지의 범위에서 변경된다. 뱅뱅 제어신호(BB)가 하이 레벨 또는 논리값 "1"일 때, 기준 카운트(CNTfix)는 증가하고, 뱅뱅 제어신호(BB)가 로우 레벨 또는 논리값 "0"일 때, 기준 카운트(CNTfix)는 감소한다. 이 때, 기준 전류(Iref)는 클록이 감소하는 방향으로, (a)처럼 계단식으로 증가하며, 스위칭 주파수(fsw)는 기준 카운트(CNTfix)에 반비례하는 관계로 (b) 처럼 증가한다. 이 때, 기준 전류와 기준 카운트(CNTfix) 사이의 함수 관계는 그래프 (a)로 나타낼 수 있다. 그리고 기준 카운트(CNTfix)의 중심값이 35 클록 이상일 때는 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 10클록 단위로 증가 또는 감소하고, , 기준 카운트(CNTfix)의 중심값이 35 클록 보다 작을 때는 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 2클록 단위로 증가 또는 감소한다. 도 3에 도시된 기준 카운트(CNTfix)와 스위칭 주파수(fsw) 및 기준 전류(Iref)의 관계는 일 예에 지나지 않으며, 기준 카운트(CNTfix)와 스위칭 주파수(fsw)간의 관계는 소정의 함수에 따라 기준 카운트가 증가하면 스위칭 주파수(fsw)가 감소하는 관계이면 된다. 또한, 기준 전류(Iref)와 기준 카운트(CNTfix)간의 관계 역시 소정의 함수에 따라 기준 카운트가 증가하면 기준 전류(Iref)가 감소하는 관계이면 된다.

기준 카운트(CNTfix)가 175클록에서 165클록으로 변경되거나, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값이 감소하면, 스위칭 주파수(fsw)가 증가하고, 기준 전류(Iref)가 증가한다. 따라서 컨버터의 입력 전력이 증가하고, 이에 따라 출력 전력 역시 증가한다. 반대로 기준카운트(CNTfix)가 175클록에서 185클록으로 변경되거나, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값이 증가하면, 스위칭 주파수(fsw)가 감소하고, 기준 전류(Iref)가감소한다. 따라서 컨버터의 입력 전력이 감소하고, 이에 따라 출력 전력 역시 감소한다. 이와 같이, 기준 카운트(CNTfix)가 변경되면, 기준 전류(Iref) 및 스위칭 주파수(fsw)가 변경되고, 이렇게 기준 전류(Iref) 및 스위칭 주파수(fsw)가 변경되면, 컨버터의 입력 전력이 변경된다. 그러면, 컨버터의 출력 전력도 변경된다. 따라서 본 발명의 실시예에 따른 컨버터 및 그 구동 방법은 기준 카운트(CNTfix)를 변경시켜 부하에 따라 출력 전력을 조절할 수 있다.

즉, 본 발명의 실시예에 따른 기준 전류(Iref)와전류(Ids)를 비교하여, 전류(Ids)가 기준 전류(Iref)보다 크면 메인 스위치(Qsw)를 턴오프 시키므로, 메인 스위치(Qsw)에 흐르는 전류(Ids)의 피크(peak)값은 기준 전류(Iref)와 실질적으로 동일하다. 그리고, 검출 출력 전압(nVo)이 제1 기준 전압(Vref)과 비교하여,비교 결과를 카운트하고, 카운트 결과에 따라 기준 카운트(CNTfix)를 변경시킴으로써, 출력부(200)에 연결된 부하에 따라 기준 카운트(CNTfix)를 변경시킬 수 있다.

지금까지 설명한 본 발명의 실시예에 따른 컨버터 및 그 구동방법은 기준 전류(Iref)를이용해 메인 스위치(Qsw)에 흐르는 전류(Ids)의 피크값을 제어하고, 부하에 따라 기준 카운트(CNTfix)를 변경시켜, 기준 전류(Iref) 및 스위칭 주파수(fsw)를 제어할 수 있다. 검출 출력 전압(nVo)이 제1 기준 전압(Vref)보다 크다는 것은 출력부(200)에 연결된 부하가 감소하는 것으로, 출력 전력이 감소해야 한다. 따라서, 컨버터의 입력 전력이 감소해야 하며, 이를 위해 컨버터는 기준 카운트(CNTfix)를 증가시켜, 기준 전류(Iref) 및 스위칭 주파수(fsw)를 감소시켜야 한다. 기준 전류(Iref)가감소하면 메인 스위치(Qsw)에 흐르는 전류의 피크값이 감소하고, 컨버터의 입력 전력은 감소한다. 그러므로, 컨버터의 출력 전력이 감소한다.

반대로, 검출 출력 전압(nVo)이 제1 기준 전압(Vref)보다 작으면, 출력부(200)에 연결된 부하가 증가하는 것으로, 출력 전력이 증가소해야 한다. 따라서, 컨버터의 입력 전력이 증가해야 하며, 이를 위해 컨버터는 기준 카운터(CNTfix)를 감소시켜, 기준 전류(Iref) 및 스위칭 주파수(fsw)를 증가시켜야 한다. 기준 전류(Iref)가 증가하면, 메인 스위치(Qsw)에 흐르는 전류의 피크값이 증가하고, 컨버터의 입력 전력은 증가한다. 그러므로, 컨버터의 출력 전력이 증가한다.

이하, 도 4 및 도 5를 참조하여 출력 전압 검출부(430)에 대해서 설명한다.

출력 전압 검출부(430)는 전압 신호(Vw) 및 게이트 제어신호(Vgs)를 입력받아, 검출 출력 전압(nVo)을 생성하여 스위칭 제어부(400)로 전달한다. 여기에서, 검출 출력 전압(nVo)은 컨버터의 출력부(200)의 출력 전압(Vout)에 대응되는 전압으로, 메인 스위치(Qsw)의 턴오프 시점을 결정하는데 사용된다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 검출부(430)를 도시한 도면이다.

도 4에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 검출부(430)는 전압 분배부(431), 버퍼(432), 비교기(433), 신호 지연부(434), 인버터(434), 펄스 변환부(435), SR 래치(Latch)(436), 샘플링 펄스열 생성부(437), 샘플링부(438), 선택 스위치(439), 샘플링 신호 출력 제어부(440), 샘플링 신호 출력부(441) 및 로우 패스 필터(Low Pass Filter, 442)를 포함한다.

전압 분배부(431)는 전압 신호(Vw)에 일측이 연결되는 저항(R1), 일측이 저항(R1)에 연결되고, 타측이 접지 전원과 연결되는 저항(R2) 및 애노드가 접지 전원과 연결되고, 캐소드가 저항(R1) 및 저항(R2)의 접점과 연결되는 다이오드(D3)를 포함한다. 전압 분배부(431)는 전압 신호(Vw)을 저항(R1)과 저항(R2)의 비로 분배하여 버퍼(432)의 비반전 입력 단자(+)로 출력한다. 여기에서, 다이오드(D3)는 전압 신호(Vw)의 레벨이 일정 수준 이상 낮아지더라도 버퍼(432)의 비반전 입력 단자(+)로 음(-)의 전압이 인가되는 것을 방지하기 위한 것이다.

버퍼(432)는 입력 신호를 임피던스(Impedance)에 의한 손실 없이 출력하기 위한 것으로, 반전 입력 단자(-)는 버퍼(432)의 출력단에 연결되어 출력단으로부터 피드백되는 신호를 입력받는 전압 폴로워(Voltage Follower)일 수 있다.

비교기(433)는 비반전 입력 단자(+)의 입력 신호와 반전 입력 단자(-)의 입력 신호의 크기를 비교하여 그 비교 결과에 따라 논리값 "1" 또는 "0"의 디지털(Digital) 신호를 출력하는데, 비반전 입력 단자(+)로 입력되는 신호가 반전 입력 단자(-)로 입력되는 신호보다 크면 "1"을 출력하고, 그 반대의 경우 "0"을 출력 한다. 비교기(433)의 비반전 입력 단자(+)는 버퍼(432)의 출력단에 연결되고, 반전 입력 단자(-)에는 제2 기준 전압(Vref2)이 인가된다. 여기에서, 제2 기준 전압(Vref2)은 접지 전압 또는 접지 전압 보다 일정 수준 높은 전압으로 설정될 수 있다.

신호 지연부(434)는 입력 신호인 게이트 제어신호(Vgs)를 설정된 시간만큼 지연하여 출력시키고, 인버터(435)는 신호 지연부(434)의 출력 신호를 입력받아 입력 신호의 위상을 반전시켜 펄스 변환부(435)로 전달한다.

펄스 변환부(435)는 반전된 게이트 제어신호(Vgs)의 라이징 에지(Rising Edge)에 동기하여 로우 레벨 펄스를 생성하고, 나머지 구간에서는 하이(High) 레벨인 신호를 생성한다.

SR 래치(436)의 리셋 단(R)은 비교기(433)의 출력단에 연결되고, 셋 단(S)은 펄스 변환부(435)의 출력단과 연결된다. SR 래치(436)는 NAND 플립플롭(NAND Flip-Flop)으로형성되며, 로직 연산을 수행한 결과를 비반전 출력단(Q)을 통해 샘플링부(438) 및 샘플링 신호 출력 제어부(440)로 출력한다.

샘플링 펄스열 생성부(437)는 두 개의 펄스열 생성기(Pulse String Generator)를 포함하고, 이를 이용하여 서로 다른 타이밍으로 토글링(Toggling)하는 두 개의 샘플링 펄스열을 생성하여 출력한다. 여기에서, 펄스열은 소정의 주파수로 연속적으로 토글링하는 펄스의 군을 의미한다.

샘플링부(438)는 제1 샘플/홀드 래치(Sample & hold Latch)(1438), 제2 샘플/홀드 래치(2438), 제1 AND 게이트(3438) 및 제2 AND 게이트(4438)를 포함한다. 제 1 AND 게이트(3438) 및 제2 AND 게이트(4438) 각각은 SR 래치(436)의 비반전 출력단(Q)의 출력신호 및 샘플링 펄스열 생성부(437)에서 출력되는 두 개의 샘플링 펄스열 중 하나의 샘플링 펄스열을 입력받아 논리곱(AND) 연산을 수행한다. 제1 AND 게이트(3438)의 출력단은 제1 샘플/홀드 래치(1438)의 동기 신호 입력단에 연결되어 있고, 제1 AND 게이트(3438)의 출력 신호는 제1 샘플/홀드 래치(1438)의 샘플링 동작 시점을 제어하는 역할을 수행한다. 그리고, 제2 AND 게이트(4438)의출력단은 제2 샘플/홀드 래치(2438)의 동기 신호 입력단에 연결되어 있고, 제2 AND 게이트(4438)의 출력 신호는 제2 샘플/홀드 래치(2438)의 샘플링 동작 시점을 제어하는 역할을 수행한다. 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438) 각각은 제1 AND 게이트(3438)의 출력 신호 및 제2 AND 게이트(4438)의출력 신호에 따라 구동되며, 버퍼(432)로부터 출력되는 신호를 샘플링(Sampling)하고, 다음 번 동기 신호의 입력 시까지 샘플링된 신호를 홀드(Hold)한다. 제1 및 제2 샘플/홀드 래치 (1438, 2438) 각각은 샘플링 동작 수행 시 이전에 홀드하고 있던 샘플링 신호를 삭제하고, 새로운 샘플링 신호를 홀드한다.

여기에서, 도 2에 도시한 샘플링부(438)에 포함되는 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438), 제1 및 제2 AND 게이트(3438, 4438)는 예시적인 것으로, 샘플/홀드 래치와 AND 게이트의 개수는 샘플링 펄스열 생성부(437)에 포함되는 펄스열 생성기의 개수와 일치하고, 펄스영 생성기의 개수는 두 개 이상으로 구현될 수 있다. 여기에서, 샘플/홀드 래치, AND 게이트 및 펄스열 생성기의 개수가 증가되면, 샘플링부(438)가 보다 더 세밀한 타이밍으로 샘플링을 수행할 수 있다.

선택 스위치(439)는 샘플링 신호 출력 제어부(440)로부터 입력되는 스위칭 제어신호(Ss)에 따라 샘플링부(438)의 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438) 중 어느 하나에 연결되어, 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438) 각각의 출력단과 샘플링 신호 출력부(441)을 연결한다. 그러면, 선택된 제1 또는 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438)로부터 출력되는 출력신호는 샘플링 신호 출력부(441)로 전달된다.

샘플링 신호 출력 제어부(440)는 SR 래치(436)의 비반전 출력단(Q)의 출력신호 및 샘플링 펄스열 생성부(437)의 출력신호를 입력받아 스위칭 제어신호(Ss) 및 샘플링 신호 출력부(441)의 타이밍 신호를 생성한다. 이 때, 스위칭 제어신호(Ss)는 샘플링부(438)에 포함되는 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438)의 출력 신호 중 하나를 선택하여 샘플링 신호 출력부(441)로 전달하기 위해 선택 스위치(439)를 제어하기 위한 신호이다. 또한, 타이밍 신호는 샘플링 신호 출력부(441)의 구동 타이밍을 제어하기 위한 신호이다.

샘플링 신호 출력부(441)는 샘플링 신호 출력 제어부(440)의 제어에 따라 구동되는 선택 스위치(439)에 따라 제1 또는 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438)로부터 출력되는 샘플링 신호 중 하나를 수신하고, 이를 로우 패스 필터(Low Pass Filter, 442)로 전달한다. 샘플링 신호 출력부(441)는 샘플링 신호 출력 제어부(440)로부터 구동 타이밍 신호가 인가되면, 기존에 출력하고 있던 샘플링 신호를 구동 타이밍 신호 인가 시점에 샘플링부(438)로부터 입력되는 신호로 변경한다. 여기에서, 샘플링 신호 출력부(441)는 다음 번 구동 타이밍 신호의 인가 시까지 샘플링부(438)로부터 수신한 샘플링 신호를 홀드하고, 홀드된 신호를 로우 패스 필터(Low Pass Filter, 442)로 지속적으로 출력한다.

로우 패스 필터(Low Pass Filter, 442)는 샘플링부(438)에서 선택 스위치(439)를 통해 샘플링 신호 출력부(441)로 입력되는 신호의 레벨 변동으로 인해 샘플링 신호 출력부(441)로부터 출력되는 신호의 급작스런 변동을 방지하기 위한 것이다. 즉, 로우 패스 필터(Low Pass Filter, 442)는 샘플링 신호 출력부(441)의 출력 신호가 변동할 때, 그 변동이 일정 주파수 이상으로 빠르게 이루어지면 이를 필터링(Filtering)하여 선형(Linear)으로 변화하는 신호를 생성하고, 이를 검출 출력 전압(nVo)으로 스위칭 제어부(400)의 제2 제어부(420)로 전달한다.

이하, 본 발명의 실시예에 따른 검출 출력 전압(nVo)의 검출 과정을 도 5를 참조하여 설명한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 출력 신호 검출을 설명하기 위해 도 4로 나타낸 출력 전압 검출부(430)에 포함되는 중요 구성요소의 입력 신호, 출력 신호 또는 샘플링 신호를 선택적으로 도시한 도면이다.

먼저, T1 시점 이전에 턴 온 되었다가 턴 오프된 메인 스위치(Qsw)의 드레인-소스 전극간의 전압이 공진을 일으키고, 이로 인해 전압 신호(Vw)도 공진 파형을 나타낸다. 이로 인해, T1 시점에서, 버퍼(432)로부터 출력되는 신호 또한 공진 파형을 나타낸다. 이때, 스위칭 제어부(400)에서 출력되는 게이트 제어 신호(Vgs)는 로우(Low) 레벨 상태이고, 버퍼(432)의 출력 전압이 제2 기준 전압(Vref2) 이하로 하강함에 따라, 비교기(433)의 출력 신호의 논리값은 "1"에서 "0"으로 변경된다. 이에 따라, SR 래치(436)의 비반전 출력단(Q) 출력 신호는 로우(Low) 레벨로 유지 된다.

T2 시점에, 스위칭 제어부(400)에서 메인 스위치(Qsw)로 출력되는 게이트 제어 신호(Vgs)가 로우(Low) 레벨에서 하이(High) 레벨로 바뀌면, 메인 스위치(Qsw)가 턴 온되고, 이로 인해 버퍼(432)의 출력 전압이 공진을 중단하고, 일정 수준 낮은 전압을 유지하고, 메인 스위치(Qsw)의 드레인 전극에서소스 전극으로흐르는 전류(Ids)의 량이 증가하기 시작한다.

T3 시점에, 턴 온 되었던 메인 스위치(Qsw)가 턴 오프 되면, 버퍼(432)의 출력 전압이 상승하기 시작하고, 메인 스위치(Qsw)의 드레인 전극에서소스 전극으로흐르는 전류(Ids)는 더 이상 흐르지 않고, 트랜스포머의 2차 코일(L3)로 유도되는 전압에 의해 다이오드(D2)로 흐르는 전류(ID2)의 량은 증가하기 시작한다.

T4 시점에, T3 시점부터 상승되기 시작한 버퍼(432) 출력 전압이 제2 기준 전압(Vref2)(Vref2)을 초과하고, 이로 인해 비교기(433) 출력 신호의 논리값이 "0"에서 "1"로 변경된다. 이때, 펄스 변환부(435)와 SR 래치(436) 비반전 출력단(Q)의 출력 신호는 변경되지 않는다. 한편, 다이오드(D2)로 흐르는 전류(ID2)의 량은 감소하기 시작한다.

T5 시점에, 펄스 변환부(435)의 출력 신호가 로우 레벨의 펄스가 되면, SR 래치(436)의 비반전 출력단(Q) 출력 신호가 로우 레벨에서 하이 레벨로 변경된다.

T6 시점에, 펄스 변환부(435)의 출력 신호가 로우 레벨에서 하이 레벨로 변경되어도 SR 래치(436)의 비반전 출력단(Q) 출력 신호는 하이(High) 레벨을 유지한다.

T7 시점에, 전류(ID2)의 량이 "0"이 되고, 버퍼(432)의 출력 전압이 공진을 시작한다.

T8 시점에, 버퍼(432)의 출력 전압이 공진의 영향으로 제2 기준 전압(Vref2)(Vref2) 이하로 하강한다. 이때, 비교기(433)의 출력 신호의 논리값이 "1"에서 "0"으로 변경되고, 이로 인해 SR 래치(436)의 비반전 출력단(Q) 출력 신호도 로우 레벨로 변경된다.

T8 시점 이후, T9 시점에서 T13 시점까지는 공진의 영향으로 버퍼(432)의 출력 전압이 제2 기준 전압(Vref2)을 초과하였다가 제2 기준 전압(Vref2) 이하로의 하강을 반복하는 구간으로, 비교기(433)의 출력 신호의 논리값이 "1"과 "0"을 반복한다. 이때, 비교기(433)의 출력 신호 레벨 변경에도 SR 래치(436)의 비반전 출력단(Q) 출력 신호는 로우 레벨을 유지한다. 한편, T14 시점 이후는 상술한 T1 시점 이후를 동일하게 반복하므로 부연하여 설명하지 않는다.

이하, T3 시점에서 T8 시점까지의 기간 동안 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압 검출부(430)의 검출 출력 전압(nVo) 검출에 대하여 상세히 설명한다.

먼저, 메인 스위치(Qsw)에 인가되는 전압(이하, Vds 전압)은 직류 전압(Vin)과 트랜스포머의 2차 코일(L2)로부터 반사(Reflect)되어 트랜스포머의 1차 코일(L1)에 발생되는 전압의 합과 같다.

메인 스위치(Qsw)가 턴 온 되었다가 턴 오프 되면, 메인 스위치(Qsw)의 드레인(Drain) 전극과 소스(Source) 전극 사이의 기생 커패시터에 차지(Charge)되는 전압이 트랜스포머의 1차 코일(L1)에 흐르는 전류의 방향이 바뀔 때까지 증가한다. 트랜스포머의 1차 코일(L1)에 흐르는 전류의 방향이 바뀌면, 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 누설 인덕턴스(Leakage Inductance) 성분과 기생 커패시터간의 공진이 발생하고, 이로 인해 Vds 전압이 일정 기간 소정의 전압 범위 내에서 공진된다.

한편, 메인 스위치(Qsw)가 턴 오프 됨에 따라 트랜스 포머의 2차 코일(L2)에 전압이 발생되고, 이 전압은 다이오드(D1)를 경유하여 커패시터(C1)로 형성되는 경로로 전류가 흐름에 따라 일정 레벨 강압된다. 이로 인해 트랜스포머의 2차 코일(L2)로부터 1차 코일(L1)로 반사되는 전압 또한 하강되어 Vds 전압이 하강한다. 이때 트랜스포머의 2차 코일(L2)로부터 1차 코일(L1)로 반사되는 전압은 다이오드(D1)에 인가되는 전압과 커패시터(C1)에 인가되는 전압의 합과 같다.

Vds 전압은 다이오드(D1)에 흐르는 전류의 량에 비례하여 하강하다가 다이오드(D1)에 흐르는 전류가 "0"이 되면, 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 인덕턴스(Inductance) 성분과 기생 커패시터 간에 발생하는 공진의 영향으로 공진된다. 도 3의 버퍼(432) 출력 신호 파형에 나타낸 X 시점, 즉 T7 시점은 Vds 전압이 공진을 시작하는 시점이다.

X 시점에서, 트랜스포머의 2차 코일(L2)로부터 1차 코일(L1)로 반사되는 전압은 커패시터(C1)에 인가되는 전압, 즉 출력 전압(Vout)과 비례한다. 이 때, Vds 전압은 직류 전압(Vin)과 트랜스포머의 2차 코일(L2)에서 1차 코일(L1)로 반사되는 전압의 합과 같고, 트랜스포머의 2차 코일(L3)로 유도되는 전압 신호(Vw)는 Vds 전압보다 직류 전압(Vin)만큼 낮다. 이때, 전압 신호(Vw)의 전압 레벨은 트랜스포머의 2차 코일(L2)과 2차 코일(L3) 간의 권선비에 비례한다. 이때, 트랜스포머의 1차 코일(L1), 2차 코일(L2) 및 2차 코일(L3) 간의 권선비는 기설정된 값이며, X 시점에서 트랜스포머의 1차 코일(L1)에서 트랜스포머의 2차 코일(L3)로 유도되는 전압 신호(Vw)를 통해 커패시터(C1)에 인가되는 전압, 즉 출력 전압을 알 수 있다.

T2 시점에서 T14 시점까지, 즉 메인 스위치(Qsw)의 스위칭 동작 1주기 동안 SR 래치(436)의 출력 신호가 하이 레벨로 유지되는 기간은 T5 시점에서 T8 시점까지의 기간이다. 이 기간은 샘플링부(438)의 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438)가 샘플링 펄스열 생성부(437)로부터 입력되는 샘플링 펄스열의 신호 레벨이 하이 레벨이 될 때마다 버퍼(432)의 출력 신호를 샘플링하는 샘플링 기간이다.

샘플링 기간 동안, 샘플링 펄스열 생성부(437)는 AND 게이트의 개수와 일치하는 개수의 샘플링 펄스열을 출력한다. 본 발명의 실시예에 따른 샘플링 펄스열 생성부는 제1 및 제2 샘플링 펄스열을 제1 및 제2 AND 게이트(3438, 4438)로 입력하고, 샘플링 펄스열의 신호 레벨에 따라 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438)가 구동된다. 즉, 샘플링 기간에서, 전압 신호(Vw)는 제1 및 제2 샘플링 펄스열의 토글링(Toggling) 간격으로 샘플링된다. 제1 및 제2 샘플링 펄스열은 샘플링 펄스열 생성부(437)에서 출력되고 서로 다른 타이밍에 토글링된다. 이때, 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438)가 샘플링하는 샘플링 신호의 크기는 샘플링 시점에 인가되는 전압 신호(Vw)의 크기와 같으며, 이를 A, B, C 및 D로 나타내었다.

한편, 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438) 각각은 한번에 하나의 샘플링 신호만을 홀드할 수 있으므로, 다음 번 샘플링 신호를 입력받으면, 홀드하고 있던 샘플링 신호대신 새롭게 입력되는 샘플링 신호를 홀드한다.

샘플링 신호 출력 제어부(440)는 T8 시점에, SR 래치(436)의 비반전 출력단(Q)의 출력 신호가 하이 레벨에서 로우 레벨로 변경되면 샘플링 기간이 종료됨을 감지한다. 샘플링 기간이 종료되는 시점에, 샘플링 신호 출력 제어부(440)는 제1 및 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438) 각각이 현재 홀드하고 있는 샘플링 신호 중 T8 시점에 가장 인접한 펄스의 직전 펄스에 해당되는 샘플링 신호를 샘플링 신호 출력부(441)에 전달하도록 선택 스위치(439)를 제어한다. 선택 스위치(439)는 샘플링 신호 출력 제어부(440)의 제어에 따라 제1 또는 제2 샘플/홀드 래치(1438, 2438) 중 하나의 출력단과 샘플링 신호 출력부(441)를 연결한다. 출력한다.

샘플링 신호 출력 제어부(437)는 T8 시점에 가장 인접한 샘플링 펄스의 직전 펄스를 수신하여, 한편, 샘플링 신호 출력 제어부(440)가 T8 시점에 가장 인접한 샘플링 펄스 대신 T8 시점에 가장 인접한 샘플링 펄스의 직전 펄스 인가시의 샘플링 신호를 선택하는 것은 X 시점과 샘플링 기간 종료 시점인 T8 시점 간에 시간 간격을 보상하기 위한 것이다. 즉, X 시점 이후, T8 시점까지의 기간에, 전압 신호(Vw)이 공진을 일으켜 급격하게 하강되고, 이로 인해 샘플링하고자 하는 신호와 레벨 차가 큰 신호를 샘플링 할 수 있으므로, 이를 감안하여 최대한 정확한 신호를 샘플링하기 위한 것이다. 구체적으로, 도 3에 나타낸 샘플링 신호 A, B, C 및 D는 각각 a, b, c 및 d의 전압 레벨을 샘플링하는데, 이 중 D는 T8 시점 이전에 샘플링되는 신호이나 X 시점 이후에 샘플링되므로 본 발명의 실시예에 따라 샘플링하고자 하는 샘플링 신호 레벨과 현격한 차이가 발생할 가능성이 크다. 이 때문에 샘플링 신호 출력 제어부(440)는 샘플링 신호 D 대신 샘플링 신호 C를 선택한다.

이와 같이, 출력부(200)의 출력 전압을 검출하기 위해서, 전압(Vw)을 샘플링하고, 샘플링 된 전압 중 메인 스위치(Qsw)의 드레인 전극과 소스 전극 사이의 전압이 공진을 시작하는 시점의 전압 신호(Vw)의 전압을 검출 출력 전압(nVo)으로 설정한다. 이렇게 설정된 검출 출력 전압을 이용하여 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부(400)는 메인 스위치(Qsw)에 흐르는 전류의 피크값 및 스위칭 주파수(fsw)를 결정한다.

한편, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부(400) 메인 스위치(Qsw)는 하나의 칩(Chip)으로 구현될 수도 있고, 스위칭 제어부(400) 및 메인 스위치(Qsw)가 별도의 두 개의 칩으로 구현될 수 있다.

이하, 도 6을 참조하여, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 구동방법을 설명한다.

도 6에 도시된 바와 같이, 기준 전류, 기준 카운트(CNTfix) 및 중심 카운트(CNTmov)를 설정한다(S100). 본 발명의 실시예에 따른 컨버터는 먼저 기준 전류는 가장 큰 값(Imax)으로 설정하고, 기준 카운트(CNTfix)도 가장 큰 값(CNTmax)으로 설정하며, 중심 카운트(CNTmov)는 "0"으로 설정한다.

컨버터가 입력 전압을 출력부(200)로 전달하기 위해 메인 스위치(Qsw)가 턴온된다(S110). 그러면, 제1 카운터(412)는 클록(CLK)을 입력받아 제1 카운트(cnt)를 증가시킨다(S120). 제1 비교부(414)는 기준 전류 생성부(413)로부터 전달된 기준 전류(Iref)와 메인 스위치(Qsw)에 흐르는 전류(Ids)를 비교한다(S130). S130 단 계에서 비교결과, 전류(Ids)가 기준 전류(Iref)보다 크면, 메인 스위치(Qsw)를 턴오프시킨다(S140). S130 단계에서 비교결과, 전류(Ids)가 기준 전류(Iref) 이하이면, 제1 카운터(412)는 제1 카운트와 온타임(Ton)을 비교한다(S135). S135단계에서 비교결과, 제1 카운트가 온타임(Ton)보다 크면 메인 스위치(Qsw)는 턴오프된다(S140). S135단계에서 비교결과, 제1 카운트가 온타임(Ton) 이하이면, 다시 제1 카운터(412)는 클록을 카운트하여 제1 카운트를 증가시킨다.

출력 전압 검출부(430)는 검출 출력 전압(nVo)을 검출한다(S200). 제1 카운터(412)는 제1 카운트(cnt)와 기준 카운트(CNTfix)를 비교한다(S210). 제1 카운트가 기준 카운트(CNTfix)보다 크면, 종전 기준 카운트(CNTfix)를 유지하고, 기준 카운트(CNTfix)에 대응하는 기준 전류를 함수 관계에 따라 설정하고, 제1 카운트를 "0"으로 설정하여 리셋(reset)시킨다(S400). S210 단계에서, 제1 카운트가 기준 카운트(CNTfix) 이하이면, 제1 카운트(cnt)를 클록을 카운트하여 기준 카운트(CNTfix)와 비교한 제1 카운트(cnt)값으로부터 증가시킨다(S220). 이 때, S210 단계에서, 제1 카운트가 기준 카운트(CNTfix) 이하이면, 제2 비교부(421)는 검출 출력 전압과 제1 기준 전압(Vref)을 비교한다(S310). S310 단계에서, 검출 출력 전압(nVo)이 제1 기준 전압(Vref)보다 크면, 뱅뱅 제어신호(BB)는 "1"이 되고, 보정부(423)는 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 기준 카운트(CNTfix)를 n1만큼 증가시키며, 제2 카운트(422)는 중심 카운트(CNTmov)를 n2만큼 감소시킨다(S320). S310 단계에서, 검출 출력 전압(nVo)이 제1 기준 전압(Vref) 이하이면, 뱅뱅 제어신호(BB)는 "0"이 되고, 보정부(423)는 뱅뱅 제어신호(BB)에 따라 기준 카운트(CNTfix)는 n1만 큼 감소시키며, 제2 카운터(422)는 중심 카운트(CNTmov)는 n2만큼 증가시킨다(S330). 보정부(423)는 이렇게 변경된 중심 카운트(CNTmov)를 전달받아, 양의 임계치 N보다 중심 카운터가 큰지 판단한다(S340). S340 단계에서 판단결과, 중심 카운트(CNTmov)가 양의 임계치 N보다 크면, 기준 카운트(CNTfix)를 n3만큼 감소시켜, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 변경시키고, 중심 카운트(CNTmov)를 "0"으로 설정하여 리셋 시킨다(S350). S340 단계에서 판단결과, 중심 카운트(CNTmov)가 양의 임계치 N 이하이면, 중심 카운트(CNTmov)가 음의 임계치 N 보다 작은지 판단한다(S360). S360 단계에서 판단결과, 중심 카운트(CNTmov)가 음의 임계치 N 보다 작으면, 기준 카운트(CNTfix)를 n3만큼 증가시켜, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 변경시키고, 중심 카운트(CNTmov)를 "0"으로 설정하여 리셋 시킨다(S370). 본 발명의 실시예에 따른 n1은 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 기준으로 기준 카운트(CNTfix)가 검출 출력 전압(nVo)과 제1 기준 전압(Vref)의 비교 결과에 따라 변경되도록 설정된 값이다. 그리고, n2는 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 변경시키는 시점을 결정하기 위한 중심 카운트(CNTmov)를 출력 전압과 제1 기준 전압(Vref)의 비교 결과에 따라 변경되도록 설정된 값이다. 그리고 n3는 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 변경시키기 위한 값으로, 현재 기준 카운트(CNTfix)의 중심값과 현재 기준 카운트(CNTfix)의 값에 따라 설정된다. 구체적으로, 현재 기준 카운트(CNTfix)가 178클록이고, 중심값이 175클록인 경우, 중심 카운트(CNTmov)가 양의 임계치보다 커져, 기준 카운트(CNTfix)의 중심값을 174클록으로 변경시키려면, n3는 1클록으로 설정된다.

S350 및 S370 단계에서, 기준 카운트(CNTfix)가 변경되면, 보정부(423)는 기준 카운트(CNTfix)에 따라 기준 전류(Iref)를 함수 관계를 이용하여 설정하고, 제1 카운트를 "0"으로 설정하여 리셋 시킨다(S400). 그 후, 메인 스위치(Qsw)는 변경 전 기준 카운트(CNTfix)에 따라 설정된 스위칭 주파수(fsw)에 따라 턴온된 후, 다음 동작에서는 변경된 기준 카운트(CNTfix)에 따라 설정된 스위칭 주파수(fsw)에 따라 턴온된다.

이와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터 및 그 구동방법은 메인 스위치에 흐르는 전류에 따라 메인 스위치의 턴오프를 결정하고, 검출 출력 전압을 이용하여 기준 카운트를 변경시킨다. 그리고, 이렇게 변경된 기준 카운트에 따라 기준 전류 및 스위칭 주파수(fsw)를 설정함으로써, 출력부(200)에 연결된 부하에 따라 컨버터에 입력되는 전력을 정확히 제어하고, 스위칭 주파수(fsw)를 제어함으로써, 가청 주파수 대역의 노이즈의 발생을 방지한다.

지금까지 설명한 본 발명의 실시예에 따른 컨버터는 메인 스위치와 스위칭 제어부가 하나의 칩으로 구성되거나, 각각 별개의 칩으로 구성될 수 있다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

본 발명에 따르면, 출력 전압에 따라 기준 카운트를 변경시켜, 메인 스위치 에 흐르는 전류의 피크값 및 스위칭 주파수(fsw)를 정확하게 제어할 수 있는 컨버터 및 그 구동방법을 제공한다.

이에 따라, 컨버터의 입력 전력을 정확하게 제어하고, 가청 주파수 대역의 노이즈를 방지할 수 있는 컨버터 및 그 구동방법을 제공한다.

Claims

입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하는 컨버터에 있어서,

메인 스위치; 및

상기 출력 전압에 대응하는 제1 전압 및 상기 메인 스위치에 흐르는 제1 전류를 이용하여 상기 메인 스위치의 온/오프를 제어하는 스위칭 제어부

를 포함하고,

상기 스위칭 제어부는,

상기 제1 전압에 따라 기준 카운트를 결정하고, 상기 기준 카운트에 대응하는 상기 제1 전류의 피크값 및 상기 메인 스위치의 스위칭 주파수를 결정하는 컨버터.
제1항에 있어서,

상기 스위칭 제어부는,

상기 스위칭 주파수 및 상기 제1 전류의 피크값 및 상기 스위칭 주파수 중 적어도 하나를 결정하기 위해 설정되는 소정의 기준 전압과 상기 제1 전압을 비교하여, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크면, 상기 기준 카운트를 증가시키고,

상기 제1 전압이 상기 기준 전압 이하이면, 상기 기준 카운트를 감소시키는 컨버터.
제2항에 있어서,

상기 스위칭 제어부는,

상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 큰 경우가 적어도 두 번 반복되면, 상기 기준 카운트의 중심값 증가시키고, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크지 않은 경우가 적어도 두 번 반복되면, 상기 기준 카운트의 중심값을 감소시키는 컨버터.
제3항에 있어서,

상기 스위칭 제어부는,

상기 기준 카운트의 중심값을 제어하기 위하 중심 카운트를 설정하고, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크면, 상기 중심 카운트를 감소시키고, 상기 제1 전압이 상기 기준 전압 이하이면, 상기 중심 카운트를 증가시키는 컨버터.
제4항에 있어서,

상기 스위칭 제어부는,

상기 중심 카운트가 양의 임계치보다 크면, 상기 기준 카운트의 중심값을 감소시키고, 상기 중심 카운트가 음의 임계치보다 작으면, 상기 기준 카운트의 중심값을 증가시키는 컨버터.
제3항에 있어서,

상기 스위칭 제어부는,

상기 기준 카운트와 상기 제1 전류의 피크값의 관계를 함수로 설정하고, 상기 기준 카운트에 따라 상기 제1 전류의 피크값을 결정하는 컨버터.
제6항에 있어서,

상기 기준 카운트는 상기 메인 스위치가 스위칭 동작을 한 번 수행하는데 걸리는 시간에 대응하는 값으로, 상기 스위칭 주파수와 상기 기준 카운트는 소정의 함수 관계로 설정되어 있는 컨버터.
제3항에 있어서,

상기 스위칭 제어부는,

상기 제1 전류와 상기 제1 전류의 피크값을 비교하여 상기 메인 스위치의 턴오프를 결정하는 제1 제어부;

상기 제1 전압을 검출하는 출력 전압 검출부; 및

상기 제1 전압과 상기 기준 전압을 비교하여, 상기 기준 카운트를 조절하는 제2 제어부

를 포함하는 컨버터.
제8항에 있어서,

상기 제1 제어부는,

상기 기준 카운트에 대응하는 상기 제1 전류의 피크값을 함수에 따라 결정하는 기준 전류 생성부;

클록 신호를 생성하는 오실레이터;

상기 클록 신호를 전달받아, 상기 기준 카운트를 생성하고, 상기 기준 카운트가 온타임에 대응하는 클록 수 이상이면, 상기 메인 스위치를 턴오프 시키는 제1 카운터; 및

상기 제1 전류의 피크값과 상기 제1 전류를 비교하여 상기 메인 스위치의 턴오프를 결정하는 제1 비교부

를 포함하는 컨버터.
제8항에 있어서,

상기 제2 제어부는,

상기 제1 전압과 상기 기준 전압을 비교하고, 비교 결과에 따라 뱅뱅 제어신호를 생성하는 제2 비교부;

상기 뱅뱅 제어신호를 카운트하여, 상기 제1 전압과 상기 기준 전압의 비교 결과에 관한 정보를 생성하는 제2 카운터; 및

상기 상기 제1 전압과 상기 기준 전압의 비교 결과에 따라 상기 기준 카운트의 중심값을 조절하고, 상기 뱅뱅 제어신호에 따라 상기 기준 카운트를 변경시키는 보정부

를 포함하는 컨버터.
제8항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 출력 전압 검출부는,

상기 메인 스위치를 제어하는 게이트 제어신호 및 상기 메인 스위치의 양단 전압에 대응하는 와인딩 전압을 전달받고, 상기 와인딩 전압을 샘플링하는 샘플링 기간을 설정하며, 다수의 펄스를 가지는 제1 펄스열 및 제2 펄스열을 포함하는 복수의 펄스열을 이용하여 상기 샘플링 기간 내의 상기 제1 펄스열 중 마지막 펄스로 샘플링되는 상기 와인딩 전압의 전압 레벨을 상기 제1 전압으로 설정하는 컨버터.
제11항에 있어서,

상기 메인 스위치의 양단 전압에 따라 상기 와인딩 전압이 유기되는 코일을 포함하는 전압 생성부를 더 포함하는 컨버터.
제12항에 있어서,

상기 메인 스위치는,

드레인 전극 및 소스 전극을 두 전극으로 갖고, 게이트 전극에 상기 게이트 제어신호가 인가되는 트랜지스터이며, 상기 제1 전류는 상기 드레인 전극에서 상기 소스 전극으로 흐르는 전류인 컨버터.
제1항에 있어서,

상기 메인 스위치 및 상기 스위칭 제어부는 하나의 칩으로 구성된 컨버터.
메인 스위치를 포함하며, 상기 메인 스위치의 스위칭 동작에 따라 입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하는 컨버터의 구동 방법에 있어서,

상기 메인 스위치가 턴온되면, 클록 신호를 카운트하여 제1 카운트를 생성하는 단계;

상기 메인 스위치가 턴오프 되면, 상기 출력 전압에 대응하는 제1 전압과 기준 전압을 비교하여, 비교 결과에 따라 기준 카운트를 변경하는 단계;

상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 큰 횟수 또는 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크지 않은 횟수를 카운트하여, 카운트 결과에 따라 상기 기준 카운트를 조절하는 단계; 및

상기 기준 카운트에 대응하는 상기 메인 스위치에 흐르는 제1 전류의 피크값을 결정하고, 상기 기준 카운트에 따라 스위칭 주파수를 결정하는 단계

를 포함하는 컨버터의 구동방법.
제15항에 있어서,

상기 제1 전압과 기준 전압을 비교하여, 비교 결과에 따라 기준 카운트를 변경시키는 단계는,

상기 제1 전압이 상기 기준전압보다 크면, 상기 기준 카운트를 증가시키는 단계; 및

상기 제1 전압이 상기 기준전압 이하이면, 상기 기준 카운트를 감소시키는 단계

를 더 포함하는 컨버터의 구동방법.
제16항에 있어서,

상기 메인 스위치가 턴오프 되면, 상기 제1 전압을 검출하는 단계;

상기 제1 카운트가 상기 기준 카운트보다 크면, 상기 메인 스위치를 턴온 시키는 단계; 및

상기 제1 카운트가 상기 기준 카운트 이하이면, 상기 제1 카운트를 증가시키는 단계

를 더 포함하는 컨버터의 구동방법.
제15항에 있어서,

상기 카운트 결과에 따라 상기 기준 카운트를 조절하는 단계는,

적어도 두 번 상기 제1 전압이 상기 기준 전압보다 크면, 상기 기준 카운트의 중심값을 증가시키고, 적어도 두 번 상기 제1 전압이 상기 기준 전압 이하이면, 상기 기준 카운트의 중심값을 감소시키는 컨버터의 구동방법.
제15항에 있어서,

상기 제1 전류의 피크값을 결정하고, 상기 스위칭 주파수를 결정하는 단계 는,

상기 기준 카운트와 상기 제1 전류의 피크값의 관계를 나타내는 함수를 이용하여, 상기 기준 카운트에 대응하는 상기 제1 전류의 피크값을 결정하고, 상기 기준 카운트와 상기 스위칭 주파수간의 관계를 나타내는 함수를 이용하여, 상기 스위칭 주파수를 결정하는 컨버터의 구동방법.
제15항에 있어서,

상기 메인 스위치가 턴온되고, 상기 제1 전류와 상기 제1 전류의 피크값을 비교하는 단계;

상기 제1 전류와 상기 제1 전류의 피크값을 비교결과, 상기 제1 전류가 상기 제1 전류의 피크값보다 크면, 상기 메인 스위치를 턴오프하는 단계; 및

상기 제1 전류와 상기 제1 전류의 피크값을 비교결과, 상기 제1 전류가 상기 제1 전류의 피크값 이하이면, 상기 제1 카운트를 상기 메인 스위치의 온타임에 대응하는 클록 수보다 큰지 비교하는 단계

를 더 포함하는 컨버터의 구동방법.