JP2017070187A - 多出力電圧のためのタップ型巻線フライバックコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】複数の出力電圧レベルを効率的に与えることのできるフライバックコンバータベースの電力コンバータを提供する。【解決手段】本発明は、複数の出力電圧レベルを与えることのできる電力コンバータに関する。ＵＳＢ−Ｃアダプタ設計では、コンバータの出力を、充電装置の要求に基づき、異なる電圧レベル、例えば、低いレベル、中間電圧又は高い電圧の間で変更する必要がある。タップ型巻線変圧器を使用することにより、フライバック変圧器の巻回比を高い出力電圧範囲に対してインテリジェントに選択し、従って、低い及び中間の電圧出力レベルに対してデューティサイクルを同じに保持することができる。従って、フライバックコンバータは、中間及び高い出力電圧を受け容れるだけでよい。高い出力電圧では、スイッチを作動して変圧器の２つの巻線を直列に入れ、低い出力電圧では、スイッチをターンオフして、１つの巻線だけを使用するようにする。【選択図】図３Ｂ

Description

関連出願の相互参照：本願は、２０１５年９月３０日に出願された米国プロビジョナル特許出願第６２／２３５，０３３号の優先権を主張するもので、その内容は、参考としてここにそのまま援用される。

本発明は、一般的に、複数の出力電圧レベルを効率的に与えることのできるフライバックコンバータベースの電力コンバータに関する。他の実施形態もここに説明する。

交流（ＡＣ）電力は、典型的に、壁コンセントから供給され、時々、ライン電力と称される。電子装置は、多くの場合に、直流（ＤＣ）電力で動作する回路を含む。ＡＣ／ＤＣ電力コンバータ回路は、ＡＣ電力をＤＣ電力に変換するために使用される。そのようなコンバータ回路からのＤＣ電力は、電子装置に給電するのに使用される。又、ＤＣ電力は、電子装置のバッテリを充電するのにも使用される。

ＡＣ／ＤＣ電力コンバータは、多くの場合、変圧器を備えている。ＡＣ／ＤＣ電力コンバータの変圧器は、一次巻線及び二次巻線を有する。変圧器の一次側のパルス巾変調（ＰＷＭ）回路は、変圧器の一次巻線を通る電流パルスを発生する。変圧器の二次側では、二次側の出力を整流するためにダイオードが使用される。

あるＡＣ／ＤＣ電力コンバータ回路は、同期整流器（ＳＲ）出力段を使用する。このＳＲ出力段は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む。ＭＯＳＦＥＴは、他の電力コンバータ設計においてダイオードが使用されるのと同様に変圧器からの出力波形を整流するように駆動される一方、電流導通時の高いダイオード電圧降下（例えば、〜０．７Ｖ）を回避する。

ある電力コンバータ設計は、潜在的に欠点がある。１つの欠点は、異なる電子装置が異なる電圧要件を有し、単一の電力コンバータでは、全ての異なる装置の全ての要件を満足できないことである。例えば、ラップトップコンピュータは、移動電話により要求される電力量より多くの電力量を動作中に要求し、例えば、ラップトップは、移動電話の電力量の２ないし３倍（又はそれ以上）を要求し得る。移動電話を動作するのに使用される電力コンバータは、ラップトップを動作するに充分な量の電圧を与えず、そしてラップトップを動作するのに使用される電力コンバータは、移動電話に与える電圧が高過ぎ、過剰電力供給となる。

これら欠点の幾つかに対処するため、ある電力コンバータは、「タップ型巻線」構成を使用している。タップ型巻線変圧器とは、高い出力電圧範囲及び低い出力電圧範囲を発生するように必要に応じて変圧器の巻回比を調整できる変圧器を指す。しかしながら、「タップ型巻線」構成は、例えば、２つ以上の電圧出力レベルが要求されるときは非常に複雑な回路設計となる。従って、タップ型二次巻線を伴う変圧器及び１つ以上のスイッチング装置を使用してデューティサイクルを制御すると共に同期整流を遂行することにより複数の出力電圧をサポートし、即ち、２つ以上の電圧出力レベルの各々に対して最適化された最小限の複雑さの回路設計を使用して２つ以上の電圧出力レベルで出力電圧を調整できるインテリジェントなフライバックコンバータ設計が要望される。

タップ型二次巻線を伴う変圧器が１つ以上のスイッチング装置と共に使用された改良型フライバックコンバータを動作してデューティサイクルを制御すると共に同期整流を遂行するための種々の装置及び方法がここに説明される。

広範囲の利用可能な出力電圧を伴うフライバックコンバータは、多数の電力変換状況で適用することができる。例えば、それらは、新規なＵＳＢ−Ｃ規格において特に適用することができる。ＵＳＢ−Ｃ工業規格は、装置の充電並びに装置への及び装置からのデータの転送に使用するに充分なほど適応可能に設計される。広範囲の装置が間もなくＵＳＢ−Ｃ規格をサポートすることになるので、ユーザは、同じ電力アダプタを使用して、全てのＵＳＢ−Ｃ適合装置を充電することを望むであろう。従って、ＵＳＢ−Ｃ規格で機能するように設計された電力アダプタでは、充電装置の要求に基づいて、広範囲な出力電圧にわたってアダプタのフライバック出力を変化させる必要がある。

広い出力電圧範囲（例えば、５Ｖから１２Ｖないし２０Ｖ、又は１０Ｖから２０Ｖないし４０Ｖ）、及び広い入力電圧範囲（例えば、９０Ｖから２６５Ｖ）は、フライバックコンバータ設計の最適化を非常に困難にする。これらの範囲は、本開示の観点を示すために与えられた非限定例であることを理解されたい。ある実施形態によれば、タップ型巻線の設計を使用することで、種々の出力電圧、例えば、第１、第２及び第３の出力電圧を発生するようにフライバック変圧器の巻回比を変化させることができる。より詳細には、巻回比は、フライバックコンバータの動作パラメータ、例えば、ＰＷＭ（即ち、デューティサイクル）が、第１の出力レベル（低い出力レベル、例えば、５Ｖ）及び第２の出力レベル（中間出力レベル、例えば、１２Ｖ）に対して同一に保たれるように選択される。フライバック設計は、第２の出力レベル（例えば、１２Ｖ）及び第３の出力レベル（高い出力レベル、例えば、２０Ｖ）に対して独特の動作パラメータを有するだけでよく、従来の電力アダプタより簡単な設計となる。又、第１及び第２の出力電圧レベルを発生するように異なる動作パラメータが（異なる巻回比に関連して）決定されてもよい。

ここに開示するある実施形態によれば、変圧器のタップ型二次巻線に使用される巻回の数を制御するため１つのスイッチが使用される。そのような実施形態では、高い電圧出力のためにスイッチをターン「オン」し（従って、タップ型二次巻線の２つの巻線を互いに直列にし）、又は低い電圧出力のためにスイッチをターン「オフ」する（従って、タップ型二次巻線の一方の巻線だけを使用する）のにドライバ回路が使用される。上述したように、複数の「高電圧」出力レベルのうちのどの出力レベルでコンバータが動作するか制御するために第２スイッチのデューティサイクルも使用される。

前記概要は、本発明の全ての観点の余すところのないリストを含むものではない。本発明は、前記で概略を述べた種々の観点、並びに以下の詳細な説明に開示され且つ特許請求の範囲に特に指摘された観点の全ての適当な組合せから実施できる全てのシステム及び方法を包含することが意図される。そのような組合せは、前記概要に特に記述されない特定の効果を有する。

本発明の実施形態は、同様の要素が同じ参照文字で示された添付図面に一例として表わされているが、これに限定されない。本開示において本発明の「一」実施形態又は「１つの」実施形態を言及するのは、必ずしも同じ実施形態ではなく、少なくとも１つを意味することに注意されたい。又、簡潔化のために、所与の図面は、本発明の２つ以上の実施形態の特徴、又は本発明の２つ以上の種を例示するのに使用されるもので、所与の実施形態又は種に対して図面中の全ての要素が要求されるのではない。

従来のフライバックコンバータ回路を示す。 フライバックコンバータ回路及び降圧コンバータ回路を備えた２段電力コンバータスキームを示す。 ２つの出力電圧を伴う規範的タップ型巻線フライバックコンバータを示す。 スイッチの使用を経て選択可能な２つの出力電圧を伴う規範的タップ型巻線フライバックコンバータを示す。 同期整流を伴い且つパルス巾変調及び／又は１つ以上のスイッチの使用を経て選択可能な３つの考えられる出力電圧を伴う規範的なタップ型巻線フライバックコンバータを示す。 同期整流を伴い且つ第１の出力電圧レベルで動作するように構成されたパルス巾変調及び／又は１つ以上のスイッチの使用を経て選択可能な３つの出力電圧を発生できる規範的なタップ型巻線フライバックコンバータのための種々のスイッチ構成を示す。 同期整流を伴い且つ第１の出力電圧レベルで動作するように構成されたパルス巾変調及び／又は１つ以上のスイッチの使用を経て選択可能な３つの出力電圧を発生できる規範的なタップ型巻線フライバックコンバータのための種々のスイッチ構成を示す。 同期整流を伴い且つ第２又は第３の出力電圧レベルで動作するように構成されたパルス巾変調及び／又は１つ以上のスイッチの使用を経て選択可能な３つの出力電圧を発生できる規範的なタップ型巻線フライバックコンバータのための種々のスイッチ構成を示す。 同期整流を伴い且つ第２又は第３の出力電圧レベルで動作するように構成されたパルス巾変調及び／又は１つ以上のスイッチの使用を経て選択可能な３つの出力電圧を発生できる規範的なタップ型巻線フライバックコンバータのための種々のスイッチ構成を示す。 同期整流を伴い且つパルス巾変調及び／又はスイッチの使用を経て選択可能な３つの出力電圧を伴うタップ型巻線フライバックコンバータのスイッチを制御するための規範的なドライブ回路を示す。

以下の記述において、説明上、本発明の概念を完全に理解するために多数の特定の細部について述べる。この記述の一部分として、本開示の図面の幾つかは、本発明を不明瞭にしないために構造及び装置をブロック図形態で表わしている。明瞭化のため、実際の具現化の全ての特徴が本明細書に述べられるのではない。更に、本開示で使用される言語は、主として読み易さ及び取り扱い説明的目的で選択されたもので、発明の要旨を描写し又は限定するために選択されておらず、そのような要旨を決定するには、請求の範囲に依存する必要がある。この開示において「１つの実施形態」又は「一実施形態」を言及することは、その実施形態に関連して述べる特定の特徴、構造又は特性が本発明の少なくとも１つの具現化に含まれることを意味し、又、「１つの実施形態」又は「一実施形態」を何回も言及することは、必ずしも全部が同じ実施形態を指していないことを理解されたい。

図１を参照すれば、従来のフライバックコンバータ回路１００が示されている。フライバックコンバータ回路１００は、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器１０５を備えている。図１に示すように、変圧器１０５の二次側は、タップ構成ではない。フライバックコンバータ回路１００は、更に、フライバックコンバータのデューティサイクルを制御するために、即ち変圧器１０５の一次巻線（即ち、図１で見て左側）が一次側の入力電源（図示せず）に接続されて変圧器の一次巻線にエネルギーを蓄積する時間の長さを制御するために、Ｐ−ＦＥＴ、Ｎ−ＦＥＴ、又は他の適当な電源スイッチを含む一次スイッチングメカニズムＱ０（１１０）を備えている。

出力システムは、ブロッキングダイオード１２５及び出力キャパシタ１２０を供えている。スイッチＱ０ １１０が閉じると、変圧器１０５の一次巻線は、入力電圧源に直結される。変圧器１０５の一次電流及び磁束が増加し、変圧器にエネルギーを蓄積する。変圧器１０５の二次巻線に誘起される電圧は負であり、従って、ダイオード１２５は、逆方向バイアス（即ち、ブロッキング）される。この時間中に、出力キャパシタ１２０は、例えば、出力負荷に出力電圧を出力することにより、エネルギーを供給する。出力電圧Ｖoutは、Ｖbus上の点で測定される。例えば、Ｐ−ＦＥＴであるスイッチＱ９（１１５）は、欠陥状態のもとで出力負荷を切断するのに使用される。他方、スイッチ１１０が開くと、変圧器１０５の一次巻線にまたがる電圧が逆転して、一次電流を試行及び維持する。二次電圧は正になり、ダイオード１２５を順方向バイアスすると共に、変圧器１０５から出力負荷及び出力キャパシタ１２０への電流の通流を許す。従って、変圧器からのエネルギーがキャパシタを再充電し、二次システム負荷に電力を供給する。

図１のフライバックコンバータ回路１００の設計に関連した課題の幾つかは、広い範囲の出力電圧を発生すべきであること、及び広い範囲の入力電圧がコンバータに供給されることを含む。更に、全動作出力範囲をカバーするためにはＰＷＭデューティサイクル及びスイッチング周波数の広い変化が必要とされる。最後に、電圧出力レベルをスイッチングするときに過渡的応答を最小にする最適な回路ループ設計を達成することは困難である。

図２を参照すれば、図１の従来のフライバックコンバータ回路１００は、フライバックコンバータ回路及び降圧(buck)コンバータ回路２０５を含む２段電力コンバータスキーム２００を構成するように変更されている。降圧コンバータ２０５は、降圧回路の動作を制御するためのスイッチング素子Ｑ７（２１０）及びＱ８（２１５）と、インダクタ２２５及びキャパシタ２２０とを備えている。降圧コンバータ２０５は、従来の形態で動作し、即ち出力電圧が入力電圧より低く、且つ入力及び出力の両電圧がＤＣ電圧であるステップダウンコンバータとして動作する。インダクタ２２５は、関連する電力スイッチング回路により必要に応じて時間と共に上昇又は降下するよう切り換えられるインダクタ電流を導通するエネルギー蓄積素子として使用される。出力キャパシタ２２０は、Ｖbus上で固有のスイッチング誘起リップルを平滑化する上で助けとなる更に別のエネルギー蓄積素子として働く。

ある実施形態によれば、回路２００のフライバックコンバータ部分は、Ｖoutをある電圧レベル（例えば、２０Ｖ、４０Ｖ、等）に調整するのに使用され、一方、降圧コンバータ部分２０５は、Ｖoutより低いＶbusの電圧、例えば、５Ｖ又は１２Ｖを得るのに使用される。スイッチＱ９（１１５）は、２０Ｖ出力構成ではＶoutをＶbusに結合するのに使用される。回路２００の設計は、固定電圧出力レベルで動作するときに設計が簡単で、且つＶbus電圧に対する制御が容易で、Ｖbus電圧遷移に対して応答が速い、等の多数の効果がある。しかしながら、回路２００の設計に対して多数の欠点もあり、例えば、非常に多数のコンポーネントに伴いコストが高く、（降圧コンバータ段追加のために）理想的な効率より低く、過電圧が生じるおそれがあり、例えば、Ｑ７及びＱ９が短絡した場合、２０ＶのＶoutがＶbus電圧を、充電装置により要求される５Ｖ又は１２Ｖレベルより非常に高い電圧へプッシュする。本開示全体にわたり、ここに示す出力及び入力電圧値は、ここに述べる概念の理解を助けるために与えられることを理解されたい。第１の出力電圧Ｖ１は、第２の出力電圧Ｖ２より低く、これは、次いで、第３の出力電圧Ｖ３より低い。従って、例えば、５Ｖ（Ｖ１）、１２Ｖ（Ｖ２）及び２０Ｖ（Ｖ３）の値は、規範的な低（Ｖ１）、中間（Ｖ２）、及び高出力電圧（Ｖ３）レベルとして与えられる。所与の具現化においては、実際の出力レベルは、例えば、３．３Ｖ／１２Ｖ／１８Ｖ、５Ｖ／９Ｖ／２０Ｖ、５Ｖ／１５Ｖ／２０Ｖ、１０Ｖ／２０Ｖ／４０Ｖ、又は１２Ｖ／１８Ｖ／２４Ｖのように異なるものでよい。実際に、ここに述べる回路トポロジー設計原理は、ここに開示する本発明の技術により、所与の具現化に対して出力電圧レベルの望ましい範囲がどんなものであってもそれを達成するために使用される。

フライバックコンバータの設計に対する１つの潜在的な変更は、変圧器の二次巻線に「タップ型巻線」を使用することであり、即ち中間位置で変圧器の二次巻線に「タップ」を設けて、二次巻線の合計巻回数未満を使用する電圧出力を供給することである。タップ型二次巻線を使用するフライバックコンバータの多数の規範的実施形態を以下に詳細に説明する。

図３Ａを参照すれば、規範的なタップ型巻線フライバックコンバータ３００が、２つの規範的な出力電圧３０５及び３１０と共に示されている。明らかなように、１２Ｖの出力は、変圧器の二次巻線の全ての巻回を使用することにより１２Ｖout ３０５に発生され、一方、５Ｖの出力は、変圧器の二次巻線の１２巻回のうちの５巻回を使用することにより５Ｖout ３１０に発生される。変圧器の二次巻線の異なる巻回数を使用することにより、フライバックコンバータ３００は、同じデューティサイクルを使用しながら２つの異なる出力電圧を供給することができる。広い調整可能な出力電圧範囲を伴う用途では、所与の出力電圧レベルに使用される変圧器の二次巻線の巻回数を変更することで、デューティサイクルを比較的狭い範囲内に保持することができる。

図３Ｂは、例えば、スイッチＱ３（ボックス３６５で示す）のようなスイッチの使用を経て選択可能な３つの規範的な出力電圧（例えば、２０Ｖ、１２Ｖ又は５Ｖ）を与えることのできる規範的なタップ型巻線フライバックコンバータ３６０を示す。例えば、スイッチＱ３がターン「オン」されると、フライバックコンバータ３６０は、（二次巻線の全ての巻回を使用して）１２Ｖ出力を発生することができ、一方、スイッチＱ３がターン「オフ」されると、フライバックコンバータ３６０は、（二次巻線の５つの巻回のみを使用して）５Ｖ出力を発生することができる。スイッチＱ３を使用することにより、規範的なタップ型巻線フライバックコンバータ３６０は、比較的狭いデューティサイクル範囲を使用して異なる出力電圧を発生することができる。フライバックコンバータ３６０は、出力側にダイオードＤ１及びＤ２を使用するものとして示されている。又、出力側のダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ（又は他の適当なスイッチング装置）の使用と置き換えることもできることを理解されたい。特に、ある設計では、二次巻線の接地側に同期整流器を使用して、駆動し易くしてもよい。

図４を参照すれば、規範的なタップ型巻線フライバックコンバータ４００が、同期整流（接地側での）、及びＰＷＭデューティサイクル及び／又は１つ以上のスイッチの使用を経て選択可能な３つの考えられる出力電圧と共に示されている。図４における番号１ｘｘの回路素子は、図１に示されてそれを参照して上述した対応する番号の素子と同様の構造及び機能を共有するものと考えられる。図３Ｂを参照して上述したように、フライバックコンバータ４００の変圧器４２５は、この場合に二次巻線の第５巻回でタップが設けられたタップ型二次巻線を有する。二次巻線は、異なる巻回数でタップが設けられてもよく、そして図４に示すように第５巻回にタップを設ける判断は、１つの規範的な選択肢に過ぎない。二次巻線の異なるタップ位置では、望ましい第１及び第２の電圧出力レベルを発生するのに異なるデューティサイクルが必要とされる。図３Ｂと図４の設計間の１つの相違は、図３ＢのダイオードＤ１及びＤ２が図４ではスイッチ、例えば、トランジスタベースのスイッチＱ１（４０５）及びＱ２（４１０）に置き換えられたことであり、これらは、コンバータに対して高い変換効率を与えるために同期整流器（ＳＲ）として働く。ある実施形態では、ＳＲ出力段は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む。ＭＯＳＦＥＴは、ダイオードが他の電力コンバータ設計（例えば、図３Ｂ）で使用されるのと同様に変圧器からの出力波形を整流する一方、電流導通時の高いダイオード電圧降下（例えば、〜０．７Ｖ）を回避するように、能動的に制御及び駆動される。

図４のフライバックコンバータ回路４００のある実施形態によれば、一次側スイッチの動作は、低い（即ち、この例では、５Ｖ）出力モード及び中間（即ち、この例では、１２Ｖ）出力モードに対して同じである。換言すれば、スイッチＱ３（４１５）がターン「オン」されると、二次巻線の１２巻回全部が使用され、Ｖbus４２０に１２Ｖの出力レベルを導く。しかしながら、スイッチＱ３（４１５）がターン「オフ」されると、二次巻線の５巻回のみが使用されて、Ｖbus４２０に５Ｖの出力レベルを導く。これらの２つの出力電圧レベル（即ち、Ｑ３「オン」の１２Ｖout、及びＱ３「オフ」の５Ｖout）の各々に対するＰＷＭデューティサイクル及びスイッチング周波数は、同じである。これは、他のフライバックコンバータの設計に勝る設計上の簡単化を果たす。というのは、例えば、回路は、Ｖbus４２０において高い電圧出力レベル、例えば、１２Ｖと２０Ｖの発生間を切り換えるのに動作パラメータの調整だけでよいからである。図４に示すように、スイッチＱ３及びＱ２は、変圧器の二次巻線と接地との間に直列に接続され、一方、Ｑ１は、二次巻線のタップ点と接地との間に接続される。それ故、スイッチＱ３がターンオフされると、スイッチＱ１は、フライバックコンバータ４００が変圧器の二次巻線の一部分だけを使用して（例えば、図４は、５つの巻回が使用されることを示す）、低い５Ｖ出力電圧を発生するように使用される。スイッチＱ３がターンオンされると、フライバックコンバータ４００は、中間の１２Ｖ出力電圧を発生する。というのは、回路が変圧器の二次巻線全体を使用するからである。

フライバックコンバータ４００のスイッチＱ３のＶds電圧は、２つの出力電圧範囲の巻回比の差に依存する。例えば、図４に示す５巻回／７巻回の規範的回路では、Ｑ３にまたがるＶds電圧が７Ｖである（漏洩インダクタンスが無視される場合）。スイッチＱ３は、Ｎ−ＦＥＴ、Ｐ−ＦＥＴとして、又は高い出力電圧に対して常に「オン」である他の電源スイッチとして具現化される。ある実施形態によれば、タップ型巻線を使用することにより、スイッチＱ３に要求される電圧定格を下げることができ、低コストのコンポーネントを使用できるようにする。図１を参照して上述したように、スイッチＱ９（１１５）は、欠陥状態又は異常動作状態のもとで電力変換装置の出力側を出力負荷から切断するのに使用される。

図５Ａ及び５Ｂは、同期整流を伴い、且つ第１の出力電圧レベル、例えば、５Ｖで動作するように構成されたパルス巾変調及び／又は１つ以上のスイッチの使用を経て選択可能な３つの出力電圧を発生できる図４の規範的なタップ型巻線フライバックコンバータのための種々のスイッチ構成を示す。一般的に、サフィックス‘ａ’をもつ要素番号は、「オン」状態のスイッチを指し、そしてサフィックス‘ｂ’をもつ要素番号は、「オフ」状態のスイッチを指す。図５Ａの構成５００は、スイッチＱ０（１１０ａ）が「オン」であり、そしてスイッチＱ１（４０５ｂ）、Ｑ２（４１０ｂ）及びＱ３（４１５ｂ）が「オフ」である改良型フライバックコンバータを示す。図５Ｂの構成５５０は、スイッチＱ１（４０５ａ）が「オン」であり、そしてスイッチＱ０（１１０ｂ）、Ｑ２（４１０ｂ）及びＱ３（４１５ｂ）が「オフ」である改良型フライバックコンバータを示す。構成５５０に示すように、Ｑ２（４１０ｂ）及びＱ３（４１５ｂ）をターン「オフ」する一方、Ｑ１（４０５ａ）を使用して出力信号を同期的に整流し且つＱ０（１１０ｂ）を使用してフライバックコンバータのデューティサイクルを所定レベルにセットすることにより、コンバータは、望ましい出力、例えば、５Ｖ出力を発生する。ボックス５０５に示すように、Ｑ２（４１０ｂ）及びＱ３（４１５ｂ）をターン「オフ」し且つＱ１（４０５ａ）をターン「オン」することにより、変圧器４１２５の二次巻線の下部端子（即ち、底部）が浮動となり、従って、回路を、５巻回の巻線を伴う慣習的なフライバックコンバータとして働くようにさせる。

図６Ａ及び６Ｂは、同期整流を伴い、且つ第２又は第３の出力電圧レベル、例えば、１２Ｖ又は２０Ｖで動作するように構成されたパルス巾変調及び／又は１つ以上のスイッチの使用を経て選択可能な３つの出力電圧を発生できる図４の規範的なタップ型巻線フライバックコンバータのための種々のスイッチ構成を示す。図６Ａの構成６００は、スイッチＱ０（１１０ａ）が「オン」であり、そしてスイッチＱ１（４０５ｂ）、Ｑ２（４１０ｂ）及びＱ３（４１５ｂ）が「オフ」である改良型フライバックコンバータを示す。図６Ｂの構成６５０は、スイッチＱ２（４１０ａ）及びＱ３（４１５ａ）が「オン」であり、そしてスイッチＱ０（１１０ｂ）及びＱ１（１１０ｂ）が「オフ」である改良型フライバックコンバータを示す。構成６５０に示すように、Ｑ３（４１５ａ）をターン「オン」する一方、Ｑ２（４１０ａ）を使用して出力信号を同期的に整流し、且つＱ０（１１０）を使用してフライバックコンバータのデューティサイクルを制御することにより、コンバータは、Ｑ０（１１０）のデューティサイクルに基づき、２つの望ましい出力、例えば、１２Ｖ出力及び２０Ｖ出力を発生する。ボックス６０５に示すように、Ｑ３（４１５ｂ）をターン「オン」し且つＱ１（４０５ｂ）をターン「オフ」することにより、Ｑ２（４１０ｂ）が同期整流器として動作する状態で、変圧器の二次巻線の中間経路は接地されず、従って、規範的な二次巻線の１２巻回全部を使用して回路を慣習的なフライバックコンバータとして働かせる。これで理解できるように、Ｑ０（１１０）のデューティサイクルを所定量だけ増加すると、出力電圧を１２Ｖから２０Ｖへ上昇させ、そしてそれとは逆に、Ｑ０（１１０）のデューティサイクルを所定量だけ減少すると、出力電圧を２０Ｖから１２Ｖへ低下させるが、それらは全てスイッチＱ１（４０５）、Ｑ２（４１０）及びＱ３（４１５）を同じ位置に維持する間に行われる。

図７は、同期整流を伴い且つパルス巾変調及び／又はスイッチの使用を経て選択可能な３つの出力電圧を伴うタップ型巻線フライバックコンバータ７００のスイッチを制御するための規範的なドライブ回路７０５を示す。上述したある実施形態によれば、スイッチＱ３（４１５）は、「浮動」と考えられ、従って、必ずしも直接的に駆動することができない。例えば、Ｑ３（４１５）は、未知の電圧で浮動であるから、接地に対して５Ｖの信号では駆動できないことがある。ある実施形態によれば、専用の集積回路（ＩＣ）又は変圧器を使用して、スイッチＱ３（４１５）を直接駆動してもよい。しかしながら、そのような解決策は、望ましからぬレベルの複雑さ及び／又はコストの追加となる。

従って、ドライブ回路７０５は、タップ型巻線フライバックコンバータ７００のスイッチＱ３（４１５）を制御するための１つの規範的な回路をなす。ドライブ回路７０５は、キャパシタＣ１に並列な抵抗器Ｒ１がダイオードＤ４及び付加的なスイッチＱ４と直列に接続され、このスイッチは、次いで、抵抗器Ｒ２に並列に接続され、この抵抗器は、次いで、別のスイッチＱ５及び電圧ソースＶＤＤに並列に接続される。ある実施形態によれば、スイッチＱ５のゲートドライブは、フライバックコンバータ７００が１２Ｖ又は２０Ｖレベルの出力電圧を発生する必要があることを（即ち、Ｑ３がターン「オン」される必要があることを）関連ロジック回路が指示するときに、ターン「オン」する。

スイッチＱ０、Ｑ４及びＱ５が「オン」であり、そしてスイッチＱ１、Ｑ２及びＱ３が「オフ」であるときに、Ｖ３は、ＶＤＤより高くなる。従って、Ｄ４は、高い電圧をブロックし、即ちＤ４にまたがる電圧は、Ｖ３からＶＤＤを差し引いたものに等しい。スイッチＱ２、Ｑ３、Ｑ４及びＱ５がＯＮでありそしてスイッチＱ０及びＱ１がオフであるときに、Ｖ３が降下し始める。Ｖ３がＶＤＤより降下すると、ＶＤＤがＱ４及びＤ４を通してＣ１を充電する。ある実施形態によれば、Ｑ３は、Ｃ１にまたがる電圧がＱ３のＴthより高くなったときにターン「オン」される。Ｃ１は、Ｑ３をもう少し長く「オン」に保つために数サイクルの間電荷を保持することができる。スイッチＱ１がＯＮでありそしてスイッチＱ０、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４及びＱ５がオフであるとき、Ｖ３は、（−Ｖout＊７）／５に等しくなり、即ちＶ３は、５Ｖの出力電圧レベルに対して−７Ｖとなる。Ｑ４の「オフ」状態Ｒdsは、Ｒ１より非常に大きいので、スイッチＱ３のＶgsは、非常に低く保たれ、従って、スイッチＱ３を「オフ」状態に保つ。

例
以下の例は、付加的な実施形態に関するものである。

例１は、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器；一次巻線に流れる電流を制御するために一次巻線に結合された第１のスイッチ；二次巻線のタップ部分に結合された第２のスイッチ；及びそれら第１及び第２のスイッチに結合された回路であって、第１のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオフして、変圧器の二次巻線の第１の数の巻回に電流が流れるのを許し、その第１の巻回数は、変圧器の二次巻線の全巻回数より少なく、それにより、第１の出力電圧レベルを出力し、第２のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオンして、変圧器の二次巻線の第２の数の巻回に電流が流れるのを許し、その第２の巻回数は、変圧器の二次巻線の第１の巻回数より多く、それにより、第２の出力電圧レベルを出力し、及び第２のデューティサイクルより高い第３のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオンして、変圧器の二次巻線の第２の数の巻回に電流が流れるのを許し、それにより、第３の出力電圧レベルを出力するように構成された回路；を備えた電力変換装置である。

例２は、例１の要旨を含むもので、同期整流器（ＳＲ）回路を更に備えている。

例３は、例１の要旨を含むもので、第１のデューティサイクルは、第２のデューティサイクルに等しい。

例４は、例１の要旨を含むもので、第１の出力電圧レベルは、第１の電圧を含み、第２の出力電圧レベルは、第２の出力電圧レベルは、第１の電圧を越える第２の電圧を含み、そして第３の出力電圧レベルは、第２の電圧を越える第３の電圧を含む。

例５は、例１の要旨を含むもので、第１の出力電圧レベルは、５Ｖを含み、第２の出力電圧レベルは、１２Ｖを含み、そして第３の出力電圧レベルは、２０Ｖを含む。

例６は、例１の要旨を含むもので、第１の出力電圧レベルは、１０Ｖを含み、第２の出力電圧レベルは、２０Ｖを含み、そして第３の出力電圧レベルは、４０Ｖを含む。

例７は、例１の要旨を含むもので、第１の出力電圧レベルは、５Ｖを含み、第２の出力電圧レベルは、９Ｖを含み、そして第３の出力電圧レベルは、２０Ｖを含む。

例８は、例１の要旨を含むもので、第１の出力電圧レベルは、５Ｖを含み、第２の出力電圧レベルは、１５Ｖを含み、そして第３の出力電圧レベルは、２０Ｖを含む。

例９は、例１の要旨を含むもので、第１の巻回数と第２の巻回数との比は、５：１２である。

例１０は、例１の要旨を含むもので、第１の巻回数と第２の巻回数との比は、１：２である。

例１１は、例１の要旨を含むもので、第１の巻回数と第２の巻回数との比は、５：９である。

例１２は、例１の要旨を含むもので、第１の巻回数と第２の巻回数との比は、１：３である。

例１３は、例１の要旨を含むもので、異常状態のもとで電力変換装置の出力側を切断するように構成された第３のスイッチを更に備えている。

例１４は、例１の要旨を含むもので、第２のスイッチは、Ｎ−ＦＥＴ又はＰ−ＦＥＴを含む。

例１５は、例１の要旨を含むもので、第２のスイッチに結合された回路は、集積回路（ＩＣ）又は変圧器を含む。

例１６は、例１の要旨を含むもので、二次巻線の第２の巻回数は、二次巻線の全巻回数に等しい。

例１７は、例１の要旨を含むもので、電力変換装置により発生される出力電圧レベルは、電力が供給される装置の要求に基づいて決定される。

例１８は、例１７の要旨を含むもので、電力変換装置は、ＵＳＢ−Ｃケーブルを経て電力を供給するように構成される。

例１９は、変圧器、第１及び第２のスイッチ、及び調整された出力電圧レベルを出力するように第１及び第２のスイッチを動作する回路を備えた電力変換回路を動作する方法において、第１のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオフして、変圧器の二次巻線の第１の数の巻回に電流が流れるのを許し、その第１の巻回数は、変圧器の二次巻線の全巻回数より少なく、それにより、第１の出力電圧レベルを出力し、第２のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオンして、変圧器の二次巻線の第２の数の巻回に電流が流れるのを許し、その第２の巻回数は、第１の巻回数より多く、それにより、第２の出力電圧レベルを出力し、及び第１のデューティサイクルより高い第３のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオンして、変圧器の二次巻線の第２の数の巻回に電流が流れるのを許し、それにより、第３の出力電圧レベルを出力することを含む方法である。

例２０は、例１９の要旨を含むもので、第１の出力電圧レベルは、５Ｖを含み、第２の出力電圧レベルは、１２Ｖを含み、そして第３の出力電圧レベルは、２０Ｖを含む。

例２１は、例１９の要旨を含むもので、第１の巻回数と第２の巻回数との比は、５：１２である。

例２２は、例１９の要旨を含むもので、電力変換回路は、更に、異常状態のもとで電力変換回路を切断するように構成された第３のスイッチを備えている。

例２３は、例１９の要旨を含むもので、第２のスイッチに結合された回路は、集積回路（ＩＣ）又は変圧器を含む。

例２４は、例１９の要旨を含むもので、第２の巻回数は、二次巻線の全巻回数に等しい。

例２５は、例１９の要旨を含むもので、電力変換装置により発生される出力電圧レベルは、出力システムの要求に基づいて決定される。

例２６は、例１９の要旨を含むもので、第１のデューティサイクルは、第２のデューティサイクルに等しい。

例２７は、エネルギーを蓄積し且つ複数の出力電圧レベルを出力するように構成された変圧器であって、一次側巻線及び二次側巻線を含む変圧器；第１の出力電圧レベルの発生から第２又は第３の出力電圧レベルの発生へと二次側巻線の巻回比を変化させるように、変圧器の二次側巻線に直列に配置された第１のスイッチング装置；及び第１又は第２の出力電圧レベルの発生から第３の出力電圧レベルの発生へと一次側巻線のデューティサイクルを変化させるように、変圧器の一次側巻線と直列に配置された第２のスイッチング装置；を備え、前記第１の出力電圧レベルは、前記第２の出力電圧レベル及び第３の出力電圧レベルより低く、且つ前記第２の電圧レベルは、前記第３の電圧レベルより低いようにされた電源回路である。

以上の説明は、例示であって、これに限定されないことを理解されたい。この資料は、当業者が請求項に述べる発明を実施し且つ利用できるようにするために提示され、そして特定の実施形態に関して与えられ、当業者であれば、その変更は、容易に明らかであろう（例えば、ここに開示する実施形態の幾つかは、互いに組み合わせて使用できる）。更に、ここに示したオペレーションの幾つかは、異なる順序で遂行されてもよいことを理解されたい。それ故、本発明の範囲は、特許請求の範囲及びその等効物の範囲を参照して決定されねばならない。

１００：従来のフライバックコンバータ回路
１０５：変圧器
１１０：一次スイッチングメカニズムＱ０
１１５：スイッチＱ９
１２０：出力キャパシタ
１２５：ブロッキングダイオード
２００：２段の電力コンバータスキーム
２０５：降圧コンバータ回路
２２０：出力キャパシタ
２２５：インダクタ
３００、３６０、４００、７００：タップ型巻線フライバックコンバータ
３０５、３１０：出力電圧
５００、６００：構成
７０５：ドライブ回路

Claims (22)

1. 一次巻線及び二次巻線を有する変圧器；
   一次巻線に流れる電流を制御するために一次巻線に結合された第１のスイッチ；
   二次巻線のタップ部分に結合された第２のスイッチ；及び
   前記第１及び第２のスイッチに結合された回路であって、
   第１のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオフして、変圧器の二次巻線の第１の数の巻回に電流が流れるのを許し、その第１の巻回数は、変圧器の二次巻線の全巻回数より少なく、それにより、第１の出力電圧レベルを出力し、
   第２のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオンして、変圧器の二次巻線の第２の数の巻回に電流が流れるのを許し、その第２の巻回数は、変圧器の二次巻線の前記第１の巻回数より多く、それにより、第２の出力電圧レベルを出力し、及び
   第２のデューティサイクルより高い第３のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオンして、変圧器の二次巻線の第２の数の巻回に電流が流れるのを許し、それにより、第３の出力電圧レベルを出力する、
   ように構成された回路；
   を備えた電力変換装置。
2. 同期整流器（ＳＲ）回路を更に備えた、請求項１に記載の装置。
3. 前記第１のデューティサイクルは、前記第２のデューティサイクルに等しい、請求項１に記載の装置。
4. 前記第１の出力電圧レベルは、前記第２の出力電圧レベルより低く、そして前記第２の出力電圧レベルは、前記第３の出力電圧レベルより低い、請求項１に記載の装置。
5. 前記第１の出力電圧レベルは、５Ｖを含み、前記第２の出力電圧レベルは、１２Ｖを含み、そして前記第３の出力電圧レベルは、２０Ｖを含む、請求項４に記載の装置。
6. 前記第１の巻回数と第２の巻回数との比は、５：１２である、請求項１に記載の装置。
7. 異常状態のもとで前記電力変換装置の出力側を切断するように構成された第３のスイッチを更に備えた、請求項１に記載の装置。
8. 前記第２のスイッチは、Ｎ−ＦＥＴ又はＰ−ＦＥＴを含む、請求項１に記載の装置。
9. 前記第２のスイッチに結合された回路は、集積回路（ＩＣ）又は変圧器を含む、請求項１に記載の装置。
10. 前記二次巻線の第２の巻回数は、前記二次巻線の全巻回数に等しい、請求項１に記載の装置。
11. 前記電力変換装置により発生される出力電圧レベルは、電力が供給される装置の要求に基づいて決定される、請求項１に記載の装置。
12. 前記電力変換装置は、ＵＳＢ−Ｃケーブルを経て電力を供給するように構成される、請求項１１に記載の装置。
13. 変圧器、第１及び第２のスイッチ、及び調整された出力電圧レベルを出力するように第１及び第２のスイッチを動作する回路を備えた電力変換回路を動作する方法において、
    第１のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオフして、変圧器の二次巻線の第１の数の巻回に電流が流れるのを許し、その第１の巻回数は、変圧器の二次巻線の全巻回数より少なく、それにより、第１の出力電圧レベルを出力し、
    第２のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオンして、変圧器の二次巻線の第２の数の巻回に電流が流れるのを許し、その第２の巻回数は、第１の巻回数より多く、それにより、第２の出力電圧レベルを出力し、及び
    第１のデューティサイクルより高い第３のデューティサイクルを使用して第１のスイッチを切り換え且つ第２のスイッチをターンオンして、変圧器の二次巻線の第２の数の巻回に電流が流れるのを許し、それにより、第３の出力電圧レベルを出力する、
    ことを含む方法。
14. 前記第１の出力電圧レベルは、前記第２の出力電圧レベルより低く、そして前記第２の出力電圧レベルは、前記第３の出力電圧レベルより低い、請求項１３に記載の方法。
15. 前記第１の出力電圧レベルは、５Ｖを含み、前記第２の出力電圧レベルは、１２Ｖを含み、そして前記第３の出力電圧レベルは、２０Ｖを含む、請求項１４に記載の方法。
16. 前記第１の巻回数と第２の巻回数との比は、５：１２である、請求項１３に記載の方法。
17. 前記電力変換回路は、更に、異常状態のもとで電力変換回路を切断するように構成された第３のスイッチを備えた、請求項１３に記載の方法。
18. 前記第２のスイッチに結合された回路は、集積回路（ＩＣ）又は変圧器を含む、請求項１３に記載の方法。
19. 前記第２の巻回数は、二次巻線の全巻回数に等しい、請求項１３に記載の方法。
20. 前記電力変換装置により発生される出力電圧レベルは、出力システムの要求に基づいて決定される、請求項１３に記載の方法。
21. 前記第１のデューティサイクルは、前記第２のデューティサイクルに等しい、請求項１３に記載の方法。
22. エネルギーを蓄積し且つ複数の出力電圧レベルを出力するように構成された変圧器であって、一次側巻線及び二次側巻線を含む変圧器；
    第１の出力電圧レベルの発生から第２又は第３の出力電圧レベルの発生へと二次側巻線の巻回比を変化させるように、変圧器の二次側巻線に直列に配置された第１のスイッチング装置；及び
    第１又は第２の出力電圧レベルの発生から第３の出力電圧レベルの発生へと一次側巻線のデューティサイクルを変化させるように、変圧器の一次側巻線と直列に配置された第２のスイッチング装置；
    を備え、前記第１の出力電圧レベルは、前記第２の出力電圧レベル及び第３の出力電圧レベルより低く、且つ前記第２の電圧レベルは、前記第３の電圧レベルより低くされた電源回路。