CN106558990A - 用于多个输出电压的分接绕组式反激变换器 - Google Patents

用于多个输出电压的分接绕组式反激变换器 Download PDF

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Abstract

本申请涉及用于多个输出电压的分接绕组式反激变换器。本公开涉及能够提供多个输出电压水平的电力变换器。针对USB‑C适配器设计，变换器的输出可能需要基于充电设备的请求，在不同的电压水平(例如，低电压(诸如5V、10V)、中间电压(诸如12V、20V)或高电压(诸如20V、40V))之间进行改变。通过使用分接绕组式变压器，可以针对高输出电压范围智能地选择反激变压器的匝数比，从而使得针对低和中间电压输出水平占空比能够保持相同。然后，反激变换器将仅仅需要适应中间和高输出电压。对于高输出电压，可以激活开关以使变压器的两个绕组串联放置；对于较低输出电压，可以关断开关以使得只使用一个绕组。

Description

用于多个输出电压的分接绕组式反激变换器
对相关申请的交叉引用
本申请要求在2015年9月30日提交的美国临时申请No.62/235,033的优先权，该申请的全部内容以引用的方式被并入本文。
背景技术
本发明一般涉及能够以高效的方式提供多个输出电压水平的基于反激变换器(flyback converter)的电力变换器。本文还描述了其他实施例。
交变电流(AC)电力通常从壁式插座供应，并且有时被称为“线路电力”。电子设备常常包括依靠直流(DC)电力运行的电路。可以使用AC到DC电力变换器电路来将AC电力变换为DC电力。来自这样的变换器电路的DC电力可以被用来给电子设备供电。DC电力也可以被用来给电子设备中的电池充电。
AC到DC电力变换器常常包括变压器。AC到DC电力变换器中的变压器可以具有初级和次级绕组。变压器的初级侧的脉宽调制(PWM)电路可以生成经过变压器的初级绕组的电流的脉冲。在变压器的次级侧，可以使用二极管来对次级绕组的输出进行整流(rectify)。
一些AC到DC电力变换器电路使用同步整流器(SR)输出级。SR输出级可以包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。MOSFET被驱动，使得以与在其他电力变换器设计中使用二极管相同的方式对来自变压器的输出波形进行整流，同时避免在传导电流时高的二极管电压降(例如，～0.7V)。
某些电力变换器设计可能具有潜在的缺点。一个缺点是，不同的电子设备可以具有不同的电压要求，并且单个电力变换器可能不能够满足所有这些不同设备的所有要求。例如，膝上型计算机在操作期间 可以要求与移动电话要求的电力量相比更高的电力量，例如，膝上型计算机可以要求移动电话的电力量的两倍到三倍(或更多)的电力量。用于操作移动电话的电力变换器可能无法提供足以操作膝上型计算机的电压量，并且用于操作膝上型计算机的电力变换器可能提供过大的电压并供给移动电话过大的电力。
为解决这些缺点中的一些缺点，一些电力变换器可以采用“分接绕组(tapped winding)”的配置。分接绕组式变压器是指可以根据需要调整变压器的匝数比以产生高和低的输出电压范围的变压器。然而，“分接绕组”配置会导致过度复杂的电路设计，例如，当要求两个或更多个电压输出水平时。因此，所需要的是，例如通过使用具有分接的次级绕组的变压器和一个或多个切换设备来控制占空比和执行同步整流，用以支持多个输出电压的智能反激变换器设计，该智能反激变换器能够通过使用最低复杂度的电路设计来调节输出电力处于两个或更多个电压输出水平处，该最低复杂度的电路设计针对该两个或更多个电压输出水平中的每一个被优化。
发明内容
本文描述了用于操作改进的反激变换器的各种设备和方法，在该反激变换器中，具有分接的次级绕组的变压器以及一个或多个切换设备被使用以控制占空比和执行同步整流。
具有宽范围的可用输出电压的反激变换器可以适用于许多电力变换背景中。例如，它们可以特别适用于新USB-C标准的背景中。USB-C行业标准被设计成具有足够强的适应性，以便被用于充电以及从任何设备或向任何设备转移数据。由于较大范围的设备将很快支持USB-C标准，因此用户将期望使用同一电力适配器(power adapter)来对他们所有的USB-C兼容设备进行充电。对于被设计为与USB-C标准一起工作的电力适配器，基于充电设备的请求，适配器的反激输出可能需要在宽范围的输出电压内改变。
宽的输出电压范围(例如，从5V到12V到20V，或例如从10V 到20V到40V)和宽的输入电压范围(例如，90V到265V)使得优化反激变换器设计非常困难。将理解的是，这些范围是用于说明本公开的一些方面而提供的非限制性示例。根据一些实施例，通过使用分接绕组式设计，反激变压器的匝数比可以被改变以产生各种输出电压，例如，第一、第二以及第三输出电压。更具体地，匝数比可以被选择，使得针对第一输出水平(其可以是低输出水平，例如，5V)和第二输出水平(其可以是中间输出水平，例如，12V)，反激变换器的操作参数(例如，PWM(即，占空比))可以保持相同。然后反激设计只需要针对第二输出水平(例如，12V)和第三输出水平(其可以是高输出水平，例如，20V)具有唯一的操作参数，结果是与现有技术的电力适配器相比更简单的设计。(与不同的匝数比连同)，不同的操作参数还可以被确定以产生第一和第二输出电压水平。
根据本文所公开的一些实施例，可以使用一个开关来控制用于变压器的分接的次级绕组中的线匝的数量。根据这样的实施例，可以使用驱动器电路来接通开关(因此将分接的次级绕组的两个绕组放置为彼此串联)以用于高电压输出，或关断开关(因此仅仅使用分接的次级绕组的一个绕组)以用于低电压输出。如上文所提及的，也可以使用第二开关的占空比来控制变换器将在多个“高电压”输出水平中的哪一个输出水平处进行操作。
上面的概括不包括本发明的所有方面的详尽列表。可以构想，本发明包括根据上文所概括的各种方面、以及下面的“具体实施方式”中所公开的以及与本申请一起提交的权利要求书中所具体指出的那些方面的所有合适的组合可以实行的所有系统和方法。这样的组合具有在上文的概括中没有具体地记载的特定优点。
附图说明
本发明的实施例是以示例的方式说明的，而不仅限于附图的图形，在附图中，相同的附图标记指示类似的元件。应该注意，在本公开中对本发明的“一个”实施例的引用不一定是指同一实施例，并且它们意 味着至少一个。此外，为了简洁起见，给定的附图可以用来说明本发明的多于一个的实施例的特征或本发明的多于一个种类的特征，并且并非附图中的所有元件对于给定的实施例或种类都是需要的。
图1示出了常规反激变换器电路。
图2示出了包括反激变换器电路和降压式(buck)变换器电路的两级电力变换器方案。
图3A示出了具有两个输出电压的示例性分接绕组式反激变换器。
图3B示出了具有经由开关的使用可选择的两个输出电压的示例性分接绕组式反激变换器。
图4示出了具有同步整流以及经由脉宽调制和/或一个或多个开关的使用可选择的三个可能的输出电压的示例性分接绕组式反激变换器。
图5A和5B示出了具有同步整流并能够产生经由脉宽调制和/或一个或多个开关的使用可选择的三个输出电压的、被配置成在第一输出电压水平处操作的示例性分接绕组式反激变换器的各种开关配置。
图6A和6B示出了具有同步整流并能够产生经由脉宽调制和/或一个或多个开关的使用可选择的三个输出电压的、被配置成在第二或第三输出电压水平处操作的示例性分接绕组式反激变换器的各种开关配置。
图7示出了用于控制具有同步整流和经由脉宽调制和/或开关的使用可选择的三个输出电压的分接绕组式反激变换器的开关的示例性驱动电路。
具体实施方式
在以下描述中，为解释起见，阐述了众多具体细节以便提供对发明构思的全面理解。作为此描述的一部分，本公开的附图中的一些附图以框图的形式表示结构和设备，以便避免使本发明难以理解。为了清楚起见，在此说明书中，并非描述了实际实现的所有特征。此外，本公开中所使用的语言已经被选择主要用于可读性和指导性的目的， 并且借助于确定发明主题所必需的权利要求，本公开中所使用的语言可以没有被选择来描绘或限定这样的发明主题。在本公开中对“一个实施例”或“实施例”等的引用意味着结合该实施例所描述的特定的特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实现中，并且对“一个实施例”或“实施例”的多个引用不应该被理解为一定全部引用同一实施例。
现在转向图1，示出了常规的反激变换器电路100。反激变换器电路100包括具有初级绕组和次级绕组的变压器105。如图1所示，变压器105的次级侧不被分接。反激变换器电路100还包括初级切换机构Q0(110)，该初级切换机构Q0可以包括P-FET、N-FET或任何其他合适的电力开关，用于控制反激变换器的占空比，即，变压器105的初级绕组(即，左侧，如图1所示)连接到初级侧输入电源(未示出)，从而将能量存储在变压器的初级绕组的时间量。
输出系统包括阻塞二极管(blocking diode)125和输出电容器120。当开关Q0 110被闭合时，变压器105的初级绕组直接连接到输入电压源。变压器105中的初级电流和磁通量增大，由此将能量存储在变压器中。在变压器105的次级绕组中产生的电压是负的，因此二极管125被反向偏置(即，堵塞)。在此时间期间，输出电容器120例如通过向输出负载输出输出电压供应能量。可以在Vbus上的点处测量输出电压Vout。例如可以是P-FET的开关Q9(115)可以被用来在故障条件下使输出负载断开连接。另一方面，当开关110打开时，变压器105的初级绕组两端的电压反向以试图和维持初级电流。次级电压是正的，因此使二极管125正向偏置，并允许电流从变压器105流向输出负载和输出电容器120。因此，来自变压器芯的能量对电容器再充电，并向次级系统负载供应电力。
与图1的反激变换器电路100的设计相关联的一些挑战包括要产生的宽的输出电压范围以及将提供给变换器的宽的输入电压范围。另外，可能需要宽的PWM占空比以及切换频率变化以覆盖整个操作输出范围。最后，当切换电压输出水平时，可能难以实现用于最小化瞬态响应的最佳的电路环路设计。
现在转向图2，图1的常规的反激变换器电路100已经被修改以包括两级电力变换器方案200，该两级电力变换器方案200包括反激变换器电路和降压式变换器电路(buck converter circuit)205。降压式变换器205可以包括切换元件Q7(210)和Q8(215)以控制降压式电路的操作以及电感器225和电容器220。降压式变换器205可以以常规的方式来操作，即，作为步降式变换器(step-down converter)，在该步降式变换器中，输出电压低于输入电压，并且其中输入电压和输出电压两者均是DC电压。电感器225可以被用作能量存储元件，该能量存储元件传导根据需要被相关联的电力切换电路切换为随时间的推移上升或下降的电感器电流。输出电容器220充当另外的能量存储元件，该能量存储元件帮助平滑Vbus上固有的切换引起的纹波。
根据一些实施例，电路200的反激变换器部分可以被用来调节Vout处于某一电压水平(例如，20V、40V等等)，而降压式变换器部分205可以被用来在Vbus上获得低于Vout的电压，例如，5V或12V。对于20V的输出配置，开关Q9(115)可以被用来将Vout绑定到Vbus。电路200的设计具有若干优点，诸如当在固定的电压输出水平处操作时设计简单、对Vbus电压的容易的控制以及对Vbus电压转变的快速响应。然而，电路200的设计还有若干缺点，诸如：较大数量的高成本的组件、低于理想效率(由于附加的降压式交换器级)以及过电压事件的可能性(例如，如果Q7和Q9被短路，那么20V的Vout会将Vbus电压推到比充电设备所要求的5V或12V水平高得多的水平)。可以理解，贯穿本公开内容，所记载的输出和输入电压值被提供以便帮助理解所描述的构思。第一输出电压V1可以低于第二输出电压V2，该第二输出电压V2又可以低于第三输出电压V3。因此，例如，5V(V1)、12V(V2)以及20V(V3)的值被给出作为示例性的低输出电压(V1)、中间输出电压(V2)以及高输出电压(V3)水平。在给定实现中，实际的输出水平可以是不同的，诸如3.3V/12V/18V、5V/9V/20V、5V/15V/20V、10V/20V/40V或12V/18V/24V。事实上，根据本文所公开的发明技术，可以采用本文所描述的电路拓 扑设计原理来实现针对给定实现的任何期望范围的输出电压水平。
对反激变换器的设计的一个潜在修改是在变压器的次级绕组上使用“分接绕组”，即，在中间位置处“分接”到变压器的次级绕组，以便提供利用比次级绕组中线匝的总数量少的线匝的电压输出。现在将更详细地描述采用分接次级绕组的反激变换器的若干示例实施例。
首先转向图3A，示例性分接绕组式反激变换器300被示出具有两个示例性输出电压305和310。可以看出，通过使用变压器的次级绕组中的所有线匝，在12Vout 305处产生12V输出，而通过使用变压器的次级绕组中的十二个线匝的五个线匝，在5Vout 310处产生5V输出。通过使用变压器的次级绕组中的不同数量的线匝，反激变换器300可以在使用相同的占空比的同时传送两个不同的输出电压。对于具有宽的、可调整的输出电压范围的应用，改变变压器的次级绕组的用于给定的输出电压水平的线匝的数量允许占空比被保持在相对窄的范围内。
图3B示出了能够提供经由开关(例如，开关Q3(在框365)处示出)的使用可选择的三个示例性输出电压(例如，20V、12V或5V)的示例性分接绕组式反激变换器360。例如，当开关Q3被接通时，反激变换器360可以能够产生12V输出(采用次级绕组的所有线匝)，而当开关Q3被关断时，反激变换器360可以能够产生5V输出(只采用次级绕组的五个线匝)。通过使用开关Q3，示例性分接绕组式反激变换器360可以通过使用相对窄的占空比范围来生成不同的输出电压。反激变换器360被示为在输出侧使用二极管D1和D2。可以理解，在输出侧的二极管也可以被替换为使用MOSFET(或其他合适的切换设备)。特别地，在一些设计中，可以在次级绕组的地侧(ground side)使用同步整流器，使得驱动更加容易。
现在转向图4，示例性分接绕组式反激变换器400被示出，它具有同步整流(在地侧)以及经由PWM占空比和/或一个或多个开关的使用可选择的三个可能的输出电压。在图4中，编号为1xx的电路元件可以被视为与上文参考图1所示出和描述的相应编号的元件共享类 似的结构和功能。如上文参考图3B所讨论的，反激变换器400中的变压器425具有分接次级绕组，在此情况下，分接在次级绕组的第五线匝处。可以理解，次级绕组可以分接在不同数量的线匝处，并且如图4中所示出的在第五线匝处分接的决定只是一个示例性选择。应该理解，在次级绕组的不同的分接的情况下，可能需要不同的占空比来产生期望的第一和第二电压输出水平。图3B和图4的设计之间的一个区别在于，图3B的二极管D1和D2被替换为图4中的开关，例如，基于晶体管的开关Q1(405)和Q2(410)，它们充当同步整流器(SR)以便为变换器提供较大的变换效率。根据一些实施例，SR输出级可以包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。MOSFET可以被主动地控制和驱动，使得以与在其他电力变换器设计(例如，图3B)中使用二极管相同的方式对来自变压器的输出波形进行整流，同时避免在传导电流时高的二极管电压降(例如，～0.7V)。
根据图4的反激变换器电路400的一些实施例，对于低(即，在此示例中，5V)输出模式和中间(即，在此示例中，12V)输出模式，初级侧开关的操作可以相同。换言之，当开关Q3(415)被接通时，可以采用次级绕组的所有12个线匝，导致在Vbus 420上的12V输出水平。然而，当开关Q3(415)被关断时，次级绕组的仅仅5个线匝可以被采用，导致在Vbus 420上的5V输出水平。针对这两个输出电压水平(即，Q3导通时的12Vout和Q3关断时的5Vout)中的每一个输出电压水平，PWM占空比和切换频率可以是相同的。这相对于其他反激变换器设计简化了设计，因为例如电路仅仅需要处理对操作参数的调整以在Vbus 420上产生例如12V和20V的较高的电压输出水平之间切换。如图4所示，开关Q3和Q2可以在变压器的次级绕组和地之间串联连接，而开关Q1可以在次级绕组上的分接点和地之间连接。因此，当开关Q3被关断时，可以利用开关Q1，使得反激变换器400将只使用变压器的次级绕组的一部分(例如，图4示出了将使用5个线匝)来生成低的5V输出电压。当开关Q3被接通时，反激变换器400将产生中间的12V输出电压，因为电路将使用变压器的全部 次级绕组。
反激变换器400中的开关Q3的Vds电压将依赖于针对两个输出电压范围的匝数比的差异。例如，在如图4所示的五匝-七匝示例性电路中，Q3两端的Vds电压将是7V(如果忽略漏电感)。开关Q3可以实现为N-FET、P-FET或针对较高输出电压始终“接通”的任何其他电力开关。根据一些实施例，通过使用分接绕组，它可以降低开关Q3所需要的额定电压，这可以允许使用较低成本的组件。如上文参考图1所提及的，可以利用开关Q9(115)在故障或异常操作条件下使电力变换装置的输出侧与输出负载断开连接。
图5A和5B示出了具有同步整流并能够产生经由脉宽调制和/或的一个或多个开关的使用可选择的三个输出电压的、被配置成在第一输出电压水平(例如，5V)处操作的图4的示例性分接绕组式反激变换器的各种开关配置。一般而言，具有“a”后缀的元件编号是指“接通”状态中的开关，而具有“b”后缀的元件编号是指“关断”状态中的开关。图5A的配置500示出了改进的反激变换器，其中，开关Q0(110a)“接通”，而开关Q1(405b)、Q2(410b)以及Q3(415b)“关断”。图5B的配置550示出了改进的反激变换器，其中，开关Q1(405a)“接通”，开关Q0(110b)、Q2(410b)以及Q3(415b)“关断”。如配置550中所示，通过关断Q2(410b)和Q3(415b)，同时使用Q1(405a)来同步地对输出信号进行整流，并使用Q0(110b)将反激变换器的占空比设置为预定水平，变换器可以产生期望的输出，例如，5V输出。如框505中所示，通过关断Q2(410b)和Q3(415b)并接通Q1(405a)，变压器425的次级绕组的低端子(即，底部端子)浮动(floating)，因此导致电路充当具有5线匝的绕组的传统的反激变换器。
图6A和6B示出了具有同步整流并能够产生经由脉宽调制和/或的一个或多个开关的使用可选择的三个输出电压的、被配置成在第二或第三输出电压水平(例如，12V或20V)处操作的图4的示例性分接绕组式反激变换器的各种开关配置。图6A的配置600示出了改进 的反激变换器，其中，开关Q0(110a)“接通”，而开关Q1(405b)、Q2(410b)以及Q3(415b)“关断”。图6B的配置650示出了改进的反激变换器，其中，开关Q2(410a)以及Q3(415a)“接通”，并且开关Q0(110b)和Q1(110b)“关断”。如配置650中所示，通过接通Q3(415a)，同时使用Q2(410a)来同步地对输出信号进行整流，并使用Q0(110)来控制反激变换器的占空比，变换器可以基于Q0(110)的占空比产生两个期望的输出，例如，12V输出和20V输出。如框605中所示，通过接通Q3(415b)并且关断Q1(405b)，在Q2(410b)作为同步整流器运行的情况下，变压器的次级绕组的中间路径不接地，因此导致电路充当传统的反激变换器，使用示例性次级绕组的所有12个线匝。现在可以理解，将Q0(110)的占空比增大预定的量会导致输出电压从12V上升到20V，并且反之亦然，将Q0(110)的占空比减小预定量会导致输出电压从20V降低到12V，同时使开关Q1(405)、Q2(410)以及Q3(415)维持在相同位置。
图7示出了用于控制具有同步整流和经由脉宽调制和/或开关的使用可选择的三个输出电压的分组绕组反激变换器700的开关的示例性驱动电路705。根据上文所描述的实施例中的一些实施例，开关Q3(415)可以被视为“浮动的”，并且因此可能不一定能够直接被驱动。例如，由于Q3(415)可能以未知电压进行浮动，因此，它可能不能被相对于地处于5V的信号驱动。根据一些实施例，可以使用专用集成电路(IC)或变压器来直接驱动开关Q3(415)。然而，这样的解决方案可能会添加不期望的复杂水平和/或成本。
因此，驱动电路705提供了用于控制分接绕组式反激变换器700的开关Q3(415)的一个示例电路。驱动电路705可以包括：与电容器C1并联、与二极管D4以及附加的开关Q4串联连接的电阻器R1，该附加的开关Q4又与电阻器R2并联，该电阻器R2又与另一开关Q5和电压源VDD并联。根据一些实施例，当相关联的逻辑电路指示反激变换器700需要产生处于12V或者20V水平的输出电压(即，Q3需要接通)时，开关Q5的栅极驱动器(gate drive)将接通。
当开关Q0、Q4以及Q5接通并且开关Q1、Q2以及Q3关断时，V3可以高于VDD。因此，D4将阻塞高电压，即，D4两端的电压将等于V3减去VDD。当开关Q2、Q3、Q4以及Q5接通并且开关Q0和Q1关断时，V3将开始下降。当V3下降到低于VDD时，VDD将通过Q4和D4对C1进行充电。根据一些实施例，当C1两端的电压高于Q3的Vth时，Q3可以被接通。然后，C1可以持有电荷几个周期，以便在更长的时间内使Q3保持“接通”。当开关Q1接通，而开关Q0、Q2、Q3、Q4以及Q5关断时，V3将等于(-Vout*7)/5，即，针对5V输出电压水平，V3将是-7V。由于Q4的“关断”状态的Rds比R1大得多，因此开关Q3的Vgs被保持为非常低，从而保持开关Q3处于“关断”状态。
示例
下列示例涉及附加的实施例。
示例1是一种电力变换装置，所述电力变换装置包括：变压器，其中，所述变压器具有初级绕组和次级绕组；耦合到所述初级绕组以便控制经过所述初级绕组的电流的流动的第一开关；耦合到所述次级绕组的分接部分的第二开关；以及耦合到所述第一开关和所述第二开关的电路，所述电路被配置成：使用第一占空比来切换所述第一开关，并且关断所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的第一匝数的线匝，其中所述第一匝数小于所述变压器的所述次级绕组的总匝数，由此输出第一输出电压水平；使用第二占空比来切换所述第一开关，并且接通所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的第二匝数的线匝，其中所述第二匝数大于所述变压器的所述次级绕组的所述第一匝数，由此输出第二输出电压水平；以及使用大于所述第二占空比的第三占空比来切换所述第一开关，并接通所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的所述第二匝数的线匝，由此输出第三输出电压水平。
示例2包括示例1的主题，还包括同步整流器(SR)电路。
示例3包括示例1的主题，其中所述第一占空比等于所述第二占空比。
示例4包括示例1的主题，其中所述第一输出电压水平包括第一电压，所述第二输出电压水平包括超出所述第一电压的第二电压，而所述第三输出电压水平包括超出所述第二电压的第三电压。
示例5包括示例1的主题，其中所述第一输出电压水平包括5V，所述第二输出电压水平包括12V，而所述第三输出电压水平包括20V。
示例6包括示例1的主题，其中所述第一输出电压水平包括10V，所述第二输出电压水平包括20V，而所述第三输出电压水平包括40V。
示例7包括示例1的主题，其中所述第一输出电压水平包括5V，所述第二输出电压水平包括9V，而所述第三输出电压水平包括20V。
示例8包括示例1的主题，其中，所述第一输出电压水平包括5V，所述第二输出电压水平包括15V，而所述第三输出电压水平包括20V。
示例9包括示例1的主题，其中所述第一匝数与所述第二匝数的比率是5:12。
示例10包括示例1的主题，其中所述第一匝数与所述第二匝数的比率是1:2。
示例11包括示例1的主题，其中所述第一匝数与所述第二匝数的比率是5:9。
示例12包括示例1的主题，其中所述第一匝数与所述第二匝数的比率是1:3。
示例13包括示例1的主题，还包括第三开关，所述第三开关被配置成在异常条件下使所述电力变换装置的输出侧断开连接。
示例14包括示例1的主题，其中第二开关包括N-FET或P-FET。
示例15包括示例1的主题，其中耦合到所述第二开关的所述电路包括集成电路(IC)或变压器。
示例16包括示例1的主题，其中所述次级绕组的所述第二匝数等于所述次级绕组的总匝数。
示例17包括示例1的主题，其中，基于向其传送电力的设备的要求来确定由所述电力变换装置产生的输出电压水平。
示例18包括示例17的主题，其中所述电力变换装置被配置成通过USB-C线缆传送电力。
示例19是一种操作电力变换电路的方法，所述电力变换电路包括变压器、第一和第二开关以及操作所述第一和第二开关来输出被调节的输出电压水平的电路，所述方法包括：使用第一占空比来切换所述第一开关，并且关断所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的第一匝数的线匝，其中所述第一匝数小于所述变压器的所述次级绕组的总匝数，由此输出第一输出电压水平；使用第二占空比来切换所述第一开关，并且接通所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的第二匝数的线匝，其中所述第二匝数大于所述第一匝数，由此输出第二输出电压水平；以及使用大于所述第一占空比的第三占空比来切换所述第一开关，并接通所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的所述第二匝数的线匝，由此输出第三输出电压水平。
示例20包括示例19的主题，其中所述第一输出电压水平包括5V，所述第二输出电压水平包括12V，而所述第三输出电压水平包括20V。
示例21包括示例19的主题，其中所述第一匝数与所述第二匝数的比率是5:12。
示例22包括示例19的主题，其中所述电力变换电路还包括第三开关，所述第三开关被配置成在异常条件下使所述电力变换电路断开连接。
示例23包括示例19的主题，其中耦合到所述第二开关的所述电路包括集成电路(IC)或变压器。
示例24包括示例19的主题，其中所述第二匝数等于所述次级绕组的总匝数。
示例25包括示例19的主题，其中，基于输出系统的要求来确定 由所述电力变换电路产生的输出电压水平。
示例26包括示例19的主题，其中所述第一占空比等于所述第二占空比。
示例27是一种电力电路，所述电力电路包括：被配置成存储能量并输出多个输出电压水平的变压器，所述变压器包括初级侧绕组和次级侧绕组；与所述变压器的所述次级侧绕组串联布置的第一切换设备，以便改变所述次级侧绕组的匝数比，使得从产生第一输出电压水平改变为产生第二或第三输出电压水平；以及与所述变压器的所述初级侧绕组串联布置的第二切换设备，以便改变所述初级侧绕组的占空比，使得从产生所述第一或第二输出电压水平改变为产生所述第三输出电压水平，其中所述第一输出电压水平小于所述第二输出电压水平和所述第三输出电压水平，并且其中所述第二电压水平小于所述第三电压水平。
应当理解，以上描述旨在是说明性的而非限制性的。已经呈现了材料以使得本领域任何技术人员能够做出并使用所要求保护的本发明，所述材料是在特定实施例的上下文中提供的，各实施例的变化对本领域的技术人员将是显而易见的(例如，所公开的实施例中的一些实施例可以彼此相结合地使用)。另外，还将理解的是，本文所识别的一些操作可以以不同的顺序执行。因此，应当参照所附的权利要求以及有资格要求这些权利要求的等价物的完整范围来确定本发明的范围。

Claims (22)

1.一种电力变换装置，所述电力变换装置包括：
变压器，其中，所述变压器具有初级绕组和次级绕组；
耦合到所述初级绕组以便控制通过所述初级绕组的电流的流动的第一开关；
耦合到所述次级绕组的分接部分的第二开关；以及
耦合到所述第一开关和所述第二开关的电路，所述电路被配置成：
使用第一占空比来切换所述第一开关，并且关断所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的第一匝数的线匝，其中所述第一匝数小于所述变压器的所述次级绕组的总匝数，由此输出第一输出电压水平；
使用第二占空比来切换所述第一开关，并且接通所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的第二匝数的线匝，其中所述第二匝数大于所述变压器的所述次级绕组的所述第一匝数，由此输出第二输出电压水平；以及
使用大于所述第二占空比的第三占空比来切换所述第一开关，并接通所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的所述第二匝数的线匝，由此输出第三输出电压水平。
2.根据权利要求1所述的装置，还包括同步整流器(SR)电路。
3.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一占空比等于所述第二占空比。
4.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一输出电压水平低于所述第二输出电压水平，并且所述第二输出电压水平低于所述第三输出电压水平。
5.根据权利要求4所述的装置，其中所述第一输出电压水平包括5V，所述第二输出电压水平包括12V，而所述第三输出电压水平包括20V。
6.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一匝数与所述第二匝数的比率是5:12。
7.根据权利要求1所述的装置，还包括第三开关，所述第三开关被配置成在异常条件下使所述电力变换装置的输出侧断开连接。
8.根据权利要求1所述的装置，其中所述第二开关包括N-FET或P-FET。
9.根据权利要求1所述的装置，其中耦合到所述第二开关的所述电路包括集成电路(IC)或变压器。
10.根据权利要求1所述的装置，其中所述次级绕组的所述第二匝数等于所述次级绕组的总匝数。
11.根据权利要求1所述的装置，其中，基于向其传送电力的设备的要求来确定由所述电力变换装置产生的输出电压水平。
12.根据权利要求11所述的装置，其中所述电力变换装置被配置成通过USB-C线缆传送电力。
13.一种操作电力变换电路的方法，所述电力变换电路包括变压器、第一和第二开关以及操作所述第一和第二开关以输出被调节的输出电压水平的电路，所述方法包括：
使用第一占空比来切换所述第一开关，并且关断所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的第一匝数的线匝，其中所述第一匝数小于所述变压器的所述次级绕组的总匝数，由此输出第一输出电压水平；
使用第二占空比来切换所述第一开关，并且接通所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的第二匝数的线匝，其中所述第二匝数大于所述第一匝数，由此输出第二输出电压水平；以及
使用大于所述第一占空比的第三占空比来切换所述第一开关，并接通所述第二开关，以便允许电流流过所述变压器的所述次级绕组的所述第二匝数的线匝，由此输出第三输出电压水平。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述第一输出电压水平低于所述第二输出电压水平，并且所述第二输出电压水平低于所述第三输出电压水平。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述第一输出电压水平包括5V，所述第二输出电压水平包括12V，而所述第三输出电压水平包括20V。
16.根据权利要求13所述的方法，其中所述第一匝数与所述第二匝数的比率是5:12。
17.根据权利要求13所述的方法，其中所述电力变换电路还包括第三开关，所述第三开关被配置成在异常条件下使所述电力变换电路断开连接。
18.根据权利要求13所述的方法，其中耦合到所述第二开关的所述电路包括集成电路(IC)或变压器。
19.根据权利要求13所述的方法，其中所述第二匝数等于所述次级绕组的总匝数。
20.根据权利要求13所述的方法，其中，基于输出系统的要求来确定由所述电力变换电路产生的输出电压水平。
21.根据权利要求13所述的方法，其中所述第一占空比等于所述第二占空比。
22.一种电力电路，所述电力电路包括：
被配置成存储能量并输出多个输出电压水平的变压器，所述变压器包括初级侧绕组和次级侧绕组；
第一切换设备，所述第一切换设备与所述变压器的所述次级侧绕组串联布置，以便改变所述次级侧绕组的匝数比，使得从产生第一输出电压水平改变为产生第二或第三输出电压水平；以及
第二切换设备，所述第二切换设备与所述变压器的所述初级侧绕组串联布置，以便改变所述初级侧绕组的占空比，使得从产生所述第一或第二输出电压水平改变为产生所述第三输出电压水平，
其中所述第一输出电压水平小于所述第二输出电压水平和所述第三输出电压水平，并且
其中所述第二电压水平小于所述第三电压水平。
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