CN101753028B - 多输出的电源转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及为一种多输出的电源转换电路，该电路包含一变压器、一电源切换电路、一第一整流滤波电路、一第二整流滤波电路、一第一开关电路、一电压调整电路、一反馈电路以及一电源控制电路。其中，该反馈电路根据该电源状态信号选择性地依据该第一直流电压或该第二直流电压产生该反馈电压。该多输出的电源转换电路的反馈电路会根据系统电路的电源状态信号选择性地使用第一反馈参数根据第一直流电压产生反馈电压或使用第二反馈参数根据第二直流电压产生反馈电压。本发明在电源状态信号为表示电源待命状态时，可以使电压调整电路的输入端与输出端间的电压差维持在最小值，而相对减少多输出的电源转换电路不必要的电能损失且增加效率。

Description

多输出的电源转换电路

技术领域

本发明涉及一种电源转换电路，尤其涉及一种多输出的电源转换电路。

背景技术

近年来随着科技的进步，具有各式各样不同功能的电子产品已逐渐被研发出来，这些具有各式各样不同功能的电子产品不但满足了各种不同需求的人，更融入每个人的日常生活，使得人们生活更为便利。

这些各式各样不同功能的电子产品是由各种电子组件所组成，而每一个电子组件所需的电源电压不尽相同，为了提供适当的电源电压给每一个电子组件而使其正常运行，于电子产品中需要借由电源转换电路产生每个电子组件所需的电压，其中，电源转换电路会根据各式各样的电子组件提供适当的电源电压，举例而言，电源转换电路会分别产生12、5、3.3伏特(V)的电压提供给电子产品中的各个电子组件，使每个电子组件可以正常运行。

传统电子产品会设置一个机械开关与电源转换电路串接，使用者利用此机械开关可以开启或关闭电源转换电路的输出电压，进而启动或关闭传统电子产品运行。随着科技的进步，一些传统的电子产品在电源关闭状态时，需要电源转换电路提供待命电压(standby voltage)给一些低耗电的电路使用，使电子产品在电源关闭状态时，可以提供一些特定功能，例如电源指示灯、显示时间、显示日期、闹钟、预约启动电子产品或接受遥控信号启动电子产品等，因此，电源转换电路除了输出第一直流电压以提供给电子产品在电源开启状态时使用外，更需要额外输出待命电压在电源开启或关闭状态时使用。

传统电源转换电路使用两组不同的电路回路，分别产生第一输出电压与待命电压，当电子产品在电源开启状态时，电源转换电路会同时输出第一输出电压与待命电压，当电子产品在电源关闭状态时，电源转换电路仅输出待命电压，使电子产品可以持续提供一些特定功能。由于传统电源转换电路使用两组不同的电路回路，所以需要使用两个变压器以及电源控制电路，不但体积较大且电源密度较低外，制作成本相对较高。

因此，如何发展一种可改善上述公知技术缺陷的多输出的电源转换电路，实为相关技术领域目前所迫切需要解决的问题。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种多输出的电源转换电路，该多输出的电源转换电路的反馈电路会根据系统电路的电源状态信号选择性地使用第一反馈参数根据第一直流电压产生反馈电压或使用第二反馈参数根据第二直流电压产生反馈电压，使得本发明的多输出的电源转换电路的第一直流电压与第二直流电压的电压值可以依据电源状态信号选择性地被控制，因此，在电源状态信号为表示电源待命状态时，可以使电压调整电路的输入端与输出端间的电压差维持在最小值，而相对减少多输出的电源转换电路不必要的电能损失且增加效率，于一些使用电池供电的电子产品中还可以增加电子产品的使用时间。

本发明的另一目的为提供一种多输出的电源转换电路，该多输出的电源转换电路可使用同一个变压器与电源控制电路，所以体积较小且电源密度较大，制作成本相对较低。

为达上述目的，本发明的一较广义实施例为提供一种多输出的电源转换电路，用以将一输入电压转换且分别于一第一输出端与一第二输出端输出一待命电压与一第一输出电压，以提供给一系统电路。该多输出的电源转换电路包含：一变压器，具有一初级绕组以及一第一次级绕组与一第二次级绕组；一电源切换电路，连接于该初级绕组与一共接端；一第一整流滤波电路，连接于该第一次级绕组，用以整流与滤波而产生一第一直流电压；一第二整流滤波电路，连接于该第二次级绕组，用以整流与滤波而产生一第二直流电压；一第一开关电路，连接于该第二整流滤波电路与该第二输出端之间；一电压调整电路，连接于该第一次级绕组与该第一输出端之间，用以产生该待命电压；一反馈电路，连接于该第一整流滤波电路、该第二整流滤波电路与该系统电路，用以根据该系统电路所发出的一电源状态信号产生一反馈电压；以及一电源控制电路，连接于该电源切换电路与该反馈电路，且根据该反馈电压控制该电源切换电路导通。其中，该反馈电路根据该电源状态信号选择性地依据该第一直流电压或该第二直流电压产生该反馈电压。

本发明的多输出的电源转换电路在电源状态信号为表示电源待命状态时，可以使电压调整电路的输入端与输出端间的电压差维持在最小值，而相对减少多输出的电源转换电路不必要的电能损失且增加效率。此外，其体积较小且电源密度较大，制作成本相对较低。

附图说明

图1A：为本发明优选实施例的多输出的电源转换电路的电路方框示意图。

图1B：为图1A的局部电路示意图。

图1C：为图1A的局部电路示意图。

图1D：为本发明另一优选实施例的多输出的电源转换电路的电路方框示意图。

图1E：为图1D的局部电路示意图。

图2：为图1B与图1C的电压信号与状态时序图。

图3：为图1D与图1E的电压信号与状态时序图。

图4A：为本发明另一优选实施例的多输出的电源转换电路的电路方框示意图。

图4B：为本发明另一优选实施例的多输出的电源转换电路的电路方框示意图。

并且，上述附图中的附图标记说明如下：

1：多输出的电源转换电路                           1A：第一输出端

1B：第二输出端                                    1C：三输出端

11：变压器                                        11a：变压器的第一次级连接端

11b：变压器的第二次级连接端                       11c：变压器的第三次级连接端

12：电源切换电路                                  13a：第一整流滤波电路

13b：第二整流滤波电路                             13c：第三整流滤波电路

14a：第一开关电路                                 14b：第二开关电路

15：电压调整电路                                  16：反馈电路

16G：反馈电路的控制端                             161：第一三端可调整稳压组件

162：第二三端可调整稳压组件                              163：第一开关组件

163a：第一开关组件的第一端                               163b：第一开关组件的第二端

164：光耦合隔离组件                                      165a：第一频率补偿电路

165b：第二频率补偿电路                                   17：电源控制电路

18：信号处理电路                                         18a：信号处理电路的输入端

181：第二开关组件                                        181a：第二开关组件的第一端

181b：第二开关组件的第二端                               182：第三开关组件

182a：第三开关组件的第一端                               182b：第三开关组件的第二端

2：系统电路                                              N_p：初级绕组

N_s1：第一次级绕组                                        N_s2：第二次级绕组

N_s3：第三次级绕组                                        C₁：第一电容

C₂:第二电容                                              C_b1：第一滤波电容

C_b2：第二滤波电容                                        C_a1：第一补偿电容

C_a2：第二补偿电容                                        C_a3：第三补偿电容

C_a4：第四补偿电容                                        R_a1：第一补偿电阻

R_a2：第二补偿电阻                                        R_T：限流电阻

R₁～R₈：第一～第八电阻                                   D₁～D₄：第一～第四整流二极管

V_in：输入电压                                            V_SB：待命电压

V_o1：第一输出电压                                        V_o2：第二输出电压

V_PWM1：第一脉冲宽度调制电压                              V_PWM2：第二脉冲宽度调制电压

V_PWM3：第三脉冲宽度调制电压                              V_ps-on：电源状态信号

V_a1：第一直流电压                                        V_a2：第二直流电压

V_a3：第三直流电压                                        V_p1：第一状态信号

V_p2：第二状态信号                                        V_p3：第三状态信号

V_r1：第一分压电压                                        V_r2：第二分压电压

V_ref1：第一参考电压                                      V_ref2：第二参考电压

COM：共接端                                              w₁：第一延迟时间

w₂：第二延迟时间                                         w₂：第三延迟时间

t₀～t₇：时间                                             K₁：第一连接端

K₂：第二连接端                                           V_fb：反馈电压

具体实施方式

体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的形式上具有各种的变化，其皆不脱离本发明的范围，且其中的说明及图示在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。

请参阅图1A，其为本发明优选实施例的多输出的电源转换电路的电路方框示意图。如图1A所示，多输出的电源转换电路1包含变压器11、电源切换电路12、第一整流滤波电路13a、第二整流滤波电路13b、第一开关电路14a、电压调整电路15、反馈电路16以及电源控制电路17，其中变压器11包含初级绕组N_p、第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2(未图示)，且第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2分别连接于变压器11的第一次级连接端11a与变压器11的第二次级连接端11b。电源切换电路12，连接于变压器11的初级绕组N_p与共接端COM，借由电源切换电路12的导通与截止，使输入电压V_in的能量借由变压器11的初级绕组N_p(未图示)传送至第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2(未图示)，并产生第一脉冲宽度调制电压V_PWM1与第二脉冲宽度调制电压V_PWM2。

第一整流滤波电路13a的输入端与变压器11的第一次级连接端11a连接，而第一整流滤波电路13a的输出端与电压调整电路15的输入端连接，用以将第一脉冲宽度调制电压V_PWM1整流及滤波，而在第一整流滤波电路13a的输出端产生第一直流电压V_a1。第二整流滤波电路13b的输入端与变压器11的第二次级连接端11b连接，而第二整流滤波电路13b的输出端与第一开关电路14a的输入端连接，用以将第二脉冲宽度调制电压V_PWM2整流及滤波，而在第二整流滤波电路13b的输出端产生第二直流电压V_a2。

第一开关电路14a连接于第二整流滤波电路13b与多输出的电源转换电路1的第二输出端1B之间，第一开关电路14a的控制端会根据系统电路2所产生的电源状态信号V_ps-on使第一开关电路14a导通或截止。电压调整电路15连接于第一整流滤波电路13a的输出端与多输出的电源转换电路1的第一输出端1A之间，用以将第一直流电压V_a1的电压值调整为系统电路2可以接受电压值的待命电压V_SB。

除了反馈电路16的控制端16G连接于系统电路2外，反馈电路16还连接于第一整流滤波电路13a的输出端、第二整流滤波电路13b的输出端以及电源控制电路17，用以根据电源状态信号V_ps-on、第一直流电压V_a1以及第二直流电压V_a2，以产生反馈信号V_fb。电源控制电路17连接于电源切换电路12的控制端以及反馈电路16，用以依据反馈信号V_fb的变化控制电源切换电路12导通或截止，使输入电压V_in的能量借由变压器11的初级绕组N_p传送至第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2(未图示)，并产生第一脉冲宽度调制电压V_PWM1与第二脉冲宽度调制电压V_PWM2。于一些实施例中，电源控制电路17可以是但不限定为脉冲宽度调制控制器(Pulse Width Modulationcontroller)或数字信号处理器(Digital signal processor，DSP)。

请参阅图1A、图1B与图1C，图1B与图1C为图1A的局部电路示意图。图1B与图1C不同之处在于变压器11的次级侧连接方式，于图1A中，变压器11的次级侧，即变压器的第一次级连接端11a与第二次级连接端11b，会分别产生第一脉冲宽度调制电压V_PWM1与第二脉冲宽度调制电压V_PWM2；其中，第二脉冲宽度调制电压V_PWM2的电压值大于第一脉冲宽度调制电压V_PWM1的电压值，所以第二直流电压V_a2也大于第一直流电压V_a1。此外，使变压器11在次级侧产生第一脉冲宽度调制电压V_PWM1与大于第一脉冲宽度调制电压V_PWM1的第二脉冲宽度调制电压V_PWM2，实施形式众多，以下将以图1B与图1C举例说明。

如图1B所示，变压器11包含初级绕组N_p、第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2，初级绕组N_p会同时将输入电压V_in的能量传送至第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2，由于第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2串联连接，使得第二脉冲宽度调制电压V_PWM2等于第一次级绕组N_s1两端的电压加上第二次级绕组N_s2两端的电压，而第一脉冲宽度调制电压V_PWM1等于第一次级绕组N_s1两端的电压，所以，第二脉冲宽度调制电压V_PWM2的电压值大于第一脉冲宽度调制电压V_PWM1的电压值，相对使得第二直流电压V_a2大于第一直流电压V_a1。

如图1C所示，变压器11同样包含初级绕组N_p、第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2，图1C与图1B不同之处在于第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2非串联连接关系，第一脉冲宽度调制电压V_PWM1与第二脉冲宽度调制电压V_PWM2分别为第一次级绕组N_s1与第二次级绕组N_s2两端的电压，其中，第一匝数比值(turn ratio)为第一次级绕组N_s1的匝数与初级绕组N_p的匝数的比值，第二匝数比值为第二次级绕组N_s2的匝数与初级绕组N_p的匝数的比值，于图1C中第二匝数比值大于第一匝数比值(N_s2>N_s1)，因此，第二脉冲宽度调制电压V_PWM2的电压值大于第一脉冲宽度调制电压V_PWM1的电压值。

由于图1B与图1C的电路架构与运行方式相似，以下将以图1B说明。请再参阅图1B，如图1B所示，于本实施例中，反馈电路16包含第一三端可调整稳压组件161(例如TI型号为TL1431的IC)、第二三端可调整稳压组件162、第一开关组件163、第一整流二极管D1、光耦合隔离组件164、限流电阻R_T、第一电阻R₁、第二电阻R₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄以及第五电阻R₅。于本实施例中，限流电阻R_T的一端连接于第一整流滤波电路13a的输出端，限流电阻R_T的另一端连接于光耦合隔离组件164的输入侧，限流电阻R_T与光耦合隔离组件164在第一整流滤波电路13a的输出端与第一连接端K₁的间串联连接，以利用限流电阻R_T限制光耦合隔离组件164的输入侧的电流大小。于一些实施例中，光耦合隔离组件164的输入侧与限流电阻R_T之间其连接关系还可以交换(未图示)，同样可以使限流电阻R_T与光耦合隔离组件164的输入侧在第一连接端K₁与第一整流滤波电路13a之间形成串联连接关系，而利用限流电阻R_T限制光耦合隔离组件164的输入侧的电流大小。

第一电阻R₁的一端连接于第一整流滤波电路13a的输出端，第一电阻R₁的另一端连接于第一三端可调整稳压组件161的参考端R。第二电阻R₂的一端连接于第一三端可调整稳压组件161的参考端R，第二电阻R₂的另一端连接于共接端COM。借由第一三端可调整稳压组件161的参考端R使第一电阻R₁与第二电阻R₂串联连接，且串联的第一电阻R₁与第二电阻R₂在第一三端可调整稳压组件161的参考端R将第一直流电压V_a1分压而产生第一分压电压V_r1。

于本实施例中，第一开关组件163的第一端163a与第三电阻R₃的一端连接，第一开关组件163的第二端163b与共接端COM连接，使得第一开关组件163与第三电阻R₃串联连接，而第一开关组件163的控制端借由反馈电路16的控制端16G连接于系统电路2，且第一开关组件163的第一端163a与第二端163b之间是否导通或截止是由电源状态信号V_ps-on控制。

第三电阻R₃与第一开关组件163在第二电阻R₂的两端串联连接，当第一开关组件163导通时，第三电阻R₃会与第二电阻R₂并联连接，于本实施例中，第三电阻R₃的一端连接于第一三端可调整稳压组件161的参考端R，第三电阻R₃的另一端连接于第一开关组件163的第一端163a，使第三电阻R₃与第一开关组件163串联连接。于一些实施例中，第三电阻R₃与第一开关组件163的放置位置可以替换，使第三电阻R₃的一端连接于共接端COM(未图示)，第三电阻R₃的另一端连接于第一开关组件163的第二端163b(未图示)，第三电阻R₃与第一开关组件163同样会在第三电阻R₃两端串联连接。

第一三端可调整稳压组件161的阴极端C(cathode)连接于第一连接端K₁，而第一三端可调整稳压组件161的阳极端A(anode)连接于共接端COM，用以根据第一三端可调整稳压组件161的参考端R的第一分压电压V_r1而选择性地调整第一连接端K₁的电压值，使光耦合隔离组件164的输入侧的电流值以及输出侧的反馈电压V_fb选择性地根据第一直流电压V_a1改变。

第四电阻R₄的一端连接于第二整流滤波电路13b的输出端，第四电阻R₄的另一端连接于第二三端可调整稳压组件162的参考端R。第五电阻R₅的一端连接于第二三端可调整稳压组件162的参考端R，第五电阻R₅的另一端连接于共接端COM，借由第二三端可调整稳压组件162的参考端R使第四电阻R₄与第五电阻R₅串联连接，且串联的第四电阻R₄与第五电阻R₅于第二三端可调整稳压组件162的参考端R将第二直流电压V_a2分压而产生第二分压电压V_r2。

第一整流二极管D₁的阳极端连接于第一连接端K₁，第一整流二极管D₁的阴极端连接于第二三端可调整稳压组件162的阴极端C，用以限制电流方向，而第二三端可调整稳压组件162的阳极端A连接于共接端COM，用以根据第二三端可调整稳压组件162的参考端R的第二分压电压V_r2而选择性地调整第一连接端K₁的电压值，使光耦合隔离组件164的输入侧的电流值以及光耦合隔离组件164的输出侧的反馈电压V_fb选择性地根据第二直流电压V_a2改变。

本实施例中，反馈电路16还包含第一频率补偿电路165a(FrequencyCompensation circuit)，该第一频率补偿电路165a连接于第一三端可调整稳压组件161的阴极端C与参考端R之间，用以改善第一三端可调整稳压组件161的稳定性以及频率响应(Frequency Response)。第一频率补偿电路165a包含第一补偿电容C_a1、第二补偿电容C_a2以及第一补偿电阻R_a1，其中，第一补偿电容C_a1与第一补偿电阻R_a1串联连接于第一三端可调整稳压组件161的阴极端C与参考端R之间，第二补偿电容C_a2则单独连接于第一三端可调整稳压组件161的阴极端C与参考端R之间。

本实施例中，反馈电路16还包含第二频率补偿电路165b，该第二频率补偿电路165b连接于第二三端可调整稳压组件162的阴极端C与参考端R之间，用以改善第二三端可调整稳压组件162的稳定性以及频率响应。第二频率补偿电路165b包含第三补偿电容C_a3、第四补偿电容C_a4以及第二补偿电阻R_a2，其中，第三补偿电容C_a3与第二补偿电阻R_a2串联连接于第二三端可调整稳压组件162的阴极端C与参考端R之间，第四补偿电容C_a4则单独连接于第二三端可调整稳压组件162的阴极端C与参考端R之间。

于本实施例中，第一整流滤波电路13a包含第三整流二极管D₃与第一滤波电容C_b1，其中第三整流二极管D₃的阳极端连接于第一次级绕组N_s1，第三整流二极管D₃的阴极端连接于第一整流滤波电路13a的输出端，第一滤波电容C_b1的一端连接于第一整流滤波电路13a的输出端，第一滤波电容C_b1的另一端连接于共接端COM。

于本实施例中，第二整流滤波电路13b包含第四整流二极管D₄与第二滤波电容C_b2，其中第四整流二极管D₄的阳极端连接于第二次级绕组N_s2，第四整流二极管D₄的阴极端连接于第二整流滤波电路13b的输出端，第二滤波电容C_b2的一端连接于第二整流滤波电路13b的输出端，第二滤波电容C_b2的另一端连接于共接端COM。

于本实施例中，电源切换电路12与第一开关电路14a可以由但不限定由金属氧化物半导体场效晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，MOSFET)或双极结晶体管(bipolar junction transistor，BJT)组成，而第一开关组件163可以是但不限定为金属氧化物半导体场效晶体管或双极结晶体管，其中，金属氧化物半导体场效晶体管与双极结晶体管还会依据电源状态信号V_ps-on的运行方式而选用n型(n type)或p型(p type)。

于本实施例中，电源状态信号V_ps-on为低电位表示电源开启状态，电源状态信号V_ps-on为高电位表示电源待命状态(或电源关闭状态)，本发明将以此电源状态信号V_ps-on的运行方式说明，而根据此电源状态信号V_ps-on的运行方式，第一开关组件163与第一开关电路14a可以选用p型双极结晶体管(未图示)或p型金属氧化物半导体场效晶体管。以本实施例中选用p型金属氧化物半导体场效晶体管的第一开关组件163为例，第一开关组件163的控制端、第一端163a以及第二端163b分别对应p型金属氧化物半导体场效晶体管的闸极端G(gate)、源极端S(source)与汲极端D(drain)。于一些实施例中，若第一开关组件163与第一开关电路14a选用p型双极结晶体管(未图示)时，p型双载体晶体管的基极端B(Base)、射极端E(Emitter)以及集极端C(Collector)分别对应于第一开关组件163的控制端、第一端163a以及第二端163b。

于一些实施例中，电源状态信号V_ps-on的运行方式不同于本实施例，其电源状态信号V_ps-on为低电位表示电源待命状态，电源状态信号V_ps-on高电位时表示电源开启状态，根据此电源状态信号V_ps-on的运行方式可以选用不同于本实施例的n型金属氧化物半导体场效晶体管应用于第一开关组件163与第一开关电路14a(未图标)，在不变更开关组件每一端的标号下，以第一开关组件163为例，第一开关组件163的控制端、第一端163a以及第二端163b分别对应n型金属氧化物半导体场效晶体管的闸极端G、汲极端D与源极端S。以此类推，第一开关组件163选用n型双极结晶体管时，n型双载体晶体管的基极端B、集极端C以及射极端E分别对应于第一开关组件163的控制端、第一端163a以及第二端163b。

请参阅图1B、图1C与图2，其中图2为图1B与图1C的电压信号与状态时序图。如图2所示，在时间t₀与时间t₁之间，电源状态信号V_ps-on为表示电源开启状态的低电位，此时，第一开关电路14a会根据表示电源开启状态的电源状态信号V_ps-on导通，第二直流电压V_a2经由第一开关电路14a传送到多输出的电源转换电路1的第二输出端1B，使第一输出电压V_o1等于第二直流电压V_a2。同时，第一开关组件163也会根据表示电源开启状态的电源状态信号V_ps-on导通，而第一分压电压V_r1与第一直流电压V_a1的间的关系式为

$V_{r1}=\frac{R_2//R_3}{R_1+(R_2//R_3)}\×V_{a1},$

由于第一分压电压V_r1实质上小于第一参考电压V_ref1，例如1.25伏特，即第一三端可调整稳压组件161内的参考电压，第一三端可调整稳压组件161会停止运行，而第二三端可调整稳压组件162则会根据第二分压电压V_r2调整第一连接端K₁的电压值，使反馈电压V_fb根据第二直流电压V_a2改变。其中，第二分压电压V_r2与第二直流电压V_a2之间的关系式为

$V_{r2}=\frac{R_5}{R_4+R_5}\×V_{a2}=h_2\×V_{a2},$ $(h_2=\frac{R_5}{R_4+R_5}),$

且第二分压电压V_r2实质上大于或等于第二参考电压V_ref2，例如1.25伏特，即第二三端可调整稳压组件162内的参考电压。

因此，电源状态信号V_ps-on为表示电源开启状态的低电位时，反馈电路16会使用第二反馈参数h₂根据第二直流电压V_a2产生反馈电压V_fb，再由电源控制电路17根据反馈电压V_fb控制电源切换电路12的导通时间与截止时间，例如控制占空比(Duty cycle)，使第二直流电压V_a2维持在额定值，例如12伏特，不会随系统电路2的用电量而变化。由于变压器11的次级侧连接方式于出产后就固定，使得第一脉冲宽度调制电压V_PWM1与第二脉冲宽度调制电压V_PWM2为固定关系，在第二脉冲宽度调制电压V_PWM2的占空比随着系统电路2的用电量而提高时，第一脉冲宽度调制电压V_PWM1也同样会提高，并使得第一直流电压V_a1也随着系统电路2的用电量而提高。会变动的第一直流电压V_a1借由电压调整电路15即可以产生额定值的待命电压V_SB，例如3.3伏特。

在时间t₁时，电源状态信号V_ps-on为表示电源待命状态的高电位，此时，第一开关电路14a会根据表示电源待命状态的电源状态信号V_ps-on而截止，第二直流电压V_a2无法经由第一开关电路14a传送到第二输出端1B，故第二输出端1B停止输出电压，第二输出端1B的第一输出电压V_o1为零伏特。

同时，第一开关组件163的控制端也接收此电源状态信号V_ps-on，第一开关组件163也会根据表示电源待命状态的电源状态信号V_ps-on截止，而第一分压电压V_r1与第一直流电压V_a1之间的关系式为

$V_{r1}=\frac{R_2}{R_1+R_2}\×V_{a1}=h_1\×V_{a1},$ $(h_1=\frac{R_2}{R_1+R_2}),$

由于第一分压电压V_r1实质上大于或等于第一参考电压V_ref1，第一三端可调整稳压组件161会根据第一分压电压V_r1调整第一连接端K₁的电压值，使反馈电压V_fb根据第一直流电压V_a1改变。其中，第二分压电压V_r2实质上小于第二参考电压V_ref2，第二三端可调整稳压组件162会停止运行。

因此，在电源状态信号V_ps-on为表示电源待命状态的高电位时，反馈电路16会使用第一反馈参数h₁根据第一直流电压V_a1产生反馈电压V_fb，再由电源控制电路17根据反馈电压V_fb控制电源切换电路12的导通时间与截止时间，使第一直流电压V_a1维持在电压调整电路15的最小输入电压值，例如3.5伏特，进而使电压调整电路15的输入端与输出端间的电压差维持在最小值，例如0.2伏特，所以，在电源待命状态时，电压调整电路15不必要的电能损失(power loss)相对较小。

在时间t₂时，电源状态信号V_ps-on为表示电源开启状态的低电位，此时，第一开关电路14a导通，第二直流电压V_a2经由第一开关电路14a传送到第二输出端1B，使第一输出电压V_o1等于第二直流电压V_a2。同时，第一开关组件163也会导通，第一三端可调整稳压组件161停止运行，而第二三端可调整稳压组件162则会根据第二分压电压V_r2调整第一连接端K₁的电压值，使反馈电压V_fb根据第二直流电压V_a2改变。因此，反馈电路16使用第二反馈参数h₂根据第二直流电压V_a2产生反馈电压V_fb，使第二直流电压V_a2维持在额定值，而第一直流电压V_a1大于电压调整电路15的最小输入电压值。

请参阅图1A与图1D，其中图1D为本发明另一优选实施例的多输出的电源转换电路的电路方框示意图。如图1D所示，图1D与图1A不同之处在于图1D的多输出的电源转换电路1还包含信号处理电路18，除了信号处理电路18的输入端18a连接于系统电路2外，信号处理电路18还连接于反馈电路16与第一开关电路14a的控制端，用以处理系统电路2产生的电源状态信号V_ps-on，并根据电源状态信号V_ps-on分别于反馈电路16与第一开关电路14a的控制端产生第一状态信号V_p1与第二状态信号V_p2。

于本实施例中，反馈电路16与第一开关电路14a非直接根据电源状态信号V_ps-on而运行，由信号处理电路18根据电源状态信号V_ps-on而分别产生的第一状态信号V_p1与第二状态信号V_p2以控制反馈电路16与第一开关电路14a的运行。因此，反馈电路16与第一开关电路14a间接根据电源状态信号V_ps-on运行。又由于反馈电路16与第一开关电路14a的运行由信号处理电路18产生的第一状态信号V_p1与第二状态信号V_p2控制，非直接由电源状态信号V_ps-on控制，所以控制反馈电路16运行的第一状态信号V_p1、控制第一开关电路14a运行的第二状态信号V_p2以及电源状态信号V_ps-on之间的运行方式，可以不相同，即可以使用不同于电源状态信号V_ps-on的反相信号控制反馈电路16与第一开关电路14a运行。

举例而言，于一些实施例中，当系统电路2为电源待命状态时，系统电路2会输出低电位的电源状态信号V_ps-on，虽然，在电源待命状态时第一开关电路14a是根据高电位的电源状态信号V_ps-on而截止，也就是说，电源状态信号V_ps-on的运行方式不同于第一开关电路14a的运行方式，但是，借由信号处理电路18根据低电位的电源状态信号V_ps-on产生高电位的第二状态信号V_p2，就可以间接控制第一开关电路14a截止。

此外，若电源状态信号V_ps-on的电压电平(voltage level)不同于反馈电路16与第一开关电路14a的电压电平时，还可以借由信号处理电路18转换电源状态信号V_ps-on、第一状态信号V_p1以及第二状态信号V_p2之间的电压电平。例如，电源状态信号V_ps-on为5伏特的电压电平，借由信号处理电路18产生的第一状态信号V_p1及第二状态信号V_p2的电压电平分别为3.3伏特与12伏特，可以分别控制不同电压电平的反馈电路16与第一开关电路14a的运行。

请参阅图1B、图1D与图1E，其中图1E为图1D的局部电路示意图。如图1E所示，图1E与图1B不同之处在于图1E的多输出的电源转换电路1还包含信号处理电路18且第一开关组件163为n型金属氧化物半导体场效晶体管，该信号处理电路18用以处理系统电路2产生的电源状态信号V_ps-on，并根据电源状态信号V_ps-on分别于反馈电路16与第一开关电路14a的控制端产生第一状态信号V_p1与第二状态信号V_p2，使得反馈电路16与第一开关电路14a间接根据电源状态信号V_ps-on而运行。

于本实施例中，信号处理电路18包含第二开关组件181、第三开关组件182、第二整流二极管D₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第六电阻R₆、第七电阻R₇以及第八电阻R₈，其中，第二开关组件181的第一端181a连接于电压调整电路15的输出端，第二开关组件181的第二端181b连接于第二连接端K₂，第二开关组件181的控制端连于系统电路2，用以根据电源状态信号V_ps-on使第二开关组件181的第一端181a与第二端181b之间导通或截止，进而使第二连接端K₂以及第一状态信号V_p1的电压信号的相位与电源状态信号V_ps-on相反。

第二整流二极管D₂的阳极端连接于第二连接端K₂，第二整流二极管D₂的阴极端连接于反馈电路16的控制端16G，用以限制电流方向。第一电容C₁连接于反馈电路16的控制端16G与共接端COM之间，相同地，第六电阻R₆也连接于反馈电路16的控制端16G与共接端COM之间，第一电容C₁与第六电阻R₆构成第一信号延迟电路，其延迟时间由第一电容C₁的电容值以及第六电阻R₆的电阻值决定。

第三开关组件182的第一端182a连接于第一开关电路14a的控制端，第三开关组件182的第二端182b连接于共接端COM，第三开关组件182的控制端连接于第二电容C₂的一端。第七电阻R₇的一端连接于第二连接端K₂，第七电阻R₇的另一端连接于共接端COM。第二电容C₂的一端连接于第三开关组件182的控制端，第二电容C₂的另一端连接于共接端COM。第八电阻R₈连接于第二连接端K₂与第三开关组件182的控制端之间，第七电阻R₇、第八电阻R₈与第二电容C₂构成第二信号延迟电路，其延迟时间由第二电容C₂的电容值以及第七电阻R₇与第八电阻R₈的电阻值决定。

于一些实施例中，信号处理电路18还包含第九电阻(未图示)，其连接于第二开关组件181的第一端181a与控制端之间，用以增加第二开关组件181运行的稳定性。

请参阅图1D、图1E与图3，其中图3为图1D与图1E的电压信号与状态时序图。如图3所示，在时间t₃以前，电源状态信号V_ps-on为表示电源开启状态的低电位，此时，第二开关组件181会根据表示电源开启状态的电源状态信号V_ps-on导通，使第三开关组件182导通，信号处理电路18分别产生高电位的第一状态信号V_p1与低电位的第二状态信号V_p2，以分别控制第一开关组件163与第一开关电路14a导通。同时，反馈电路16会使用第二反馈参数h₂根据第二直流电压V_a2产生反馈电压V_fb，再由电源控制电路17根据反馈电压V_fb控制电源切换电路12的导通时间与截止时间，使第二直流电压V_a2维持在额定值，例如12伏特，且经由第一开关电路14a输出至第二输出端1B。

同样地，第一脉冲宽度调制电压V_PWM1与第二脉冲宽度调制电压V_PWM2为固定关系，在第二脉冲宽度调制电压V_PWM2的占空比随着系统电路2的用电量而提高时，第一脉冲宽度调制电压V_PWM1也同样会提高，使得第一直流电压V_a1也随着系统电路2的用电量而提高。会变动的第一直流电压V_a1借由电压调整电路15即可以产生额定值的待命电压V_SB，例如3.3伏特。

在时间t₃时，电源状态信号V_ps-on由表示电源开启状态的低电位变为表示电源待命状态的高电位，此时，第二开关组件181截止，第一电容C₁与第六电阻R₆构成第一信号延迟电路，第一电容C₁经由第六电阻R₆开始放电，第一状态信号V_p1的电压会因为第一信号延迟电路而延迟第一延迟时间w₁，第一状态信号V_p1的电压才由高电位降到零电位，其中第一延迟时间w₁由第一电容C₁的电容值以及第六电阻R₆的电阻值决定。

同样地，第七电阻R₇、第八电阻R₈与第二电容C₂构成第二信号延迟电路，第二电容C₂经由第七电阻R₇与第八电阻R₈开始放电，第二状态信号V_p2的电压会因为第二信号延迟电路而延迟第二延迟时间w₂，第二状态信号V_p2的电压才由低电位变为高电位(或高阻抗)，其中第二延迟时间w₂由第二电容C₂的电容值以及第七电阻R₇与第八电阻R₈的电阻值决定。

在时间t₄时，第二电容C₂放电完成，使第三开关组件182截止，第二状态信号V_p2由低电位变为高电位(或高阻抗)，此时，第一开关电路14a截止，第二直流电压V_a2无法经由第一开关电路14a传送到第二输出端1B，故第一输出电压V_o1为零。

在时间t₅时，第一电容C₁放电完成，第一状态信号V_p1由高电位变为低电位，第一开关组件163截止，反馈电路16使用第一反馈参数h₁使反馈电路16根据第一直流电压V_a1产生反馈电压V_fb，再由电源控制电路17根据反馈电压V_fb控制电源切换电路12的导通时间与截止时间，使第一直流电压V_a1维持在电压调整电路15的最小输入电压值，例如3.5伏特，进而使电压调整电路15的输入端与输出端间的电压差维持在最小值，例如0.2伏特，所以，在电源待命状态时，电压调整电路15不必要的电能损失相对较小。

在时间t₆时，电源状态信号V_ps-on由表示电源待命状态的高电位变为表示电源开启状态的低电位，此时，第二开关组件181根据低电位的电源开启状态导通，第一状态信号V_p1会立即变为高电位，不会因为第一信号延迟电路而延迟变为高电位，所以，第一开关组件163根据高电位的第一状态信号V_p1导通，反馈电路16会使用第二反馈参数h₂根据第二直流电压V_a2产生反馈电压V_fb，使第二直流电压V_a2维持在额定值，例如12伏特，不会随系统电路2的用电量而变化，而第一直流电压V_a1大于电压调整电路15的最小输入电压值。同时，第二信号延迟电路的第二电容C₂开始充电，使第二状态信号V_p2延迟第三延迟时间w₃才由高电位(或高阻抗)变为低电位，其中第三延迟时间w₃由第二电容C₂的电容值与第八电阻R₈的电阻值决定。

在时间t₇时，第二电容C₂充电完成，使第三开关组件182导通，第二状态信号V_p2由高电位(或高阻抗)变为低电位，第一开关电路14a根据低电位的第二状态信号V_p2导通，使维持在额定值的第二直流电压V_a2经由第一开关电路14a输出至第二输出端1B。

请参阅图1A与图4A，图4A为本发明另一优选实施例的多输出的电源转换电路的电路方框示意图。如图4A所示，图4A与图1A不同之处在于图4A的多输出的电源转换电路1还包含第三整流滤波电路13c与第二开关电路14b，且变压器11还包含第三次级绕组N_s3连接于变压器11的第三次级连接端11c，而图4A的电路运行相似于图1A。其中，第三整流滤波电路13c的输入端连接于变压器11的第三次级连接端11c，第三整流滤波电路13c的输出端连接于第二开关电路14b的输入端，用以将第三脉冲宽度调制电压V_PWM3整流及滤波而输出第三直流电压V_a3。

第二开关电路14b连接于第三整流滤波电路13c与多输出的电源转换电路1的第三输出端1C之间，第二开关电路14b的控制端会根据系统电路2所产生的电源状态信号V_ps-on使第二开关电路14b导通或截止。当电源状态信号V_ps-on为表示电源待命状态的高电位时，第二开关电路14b截止，第三直流电压V_a3无法经由第二开关电路14b传送到第三输出端1C，第三输出端1C的第二输出电压V_o2为零。当电源状态信号V_ps-on为表示电源开启状态的低电位时，第二开关电路14b导通，第三直流电压V_a3会经由第二开关电路14b传送到第三输出端1C，使第三输出端1C的第二输出电压V_o2等于第三直流电压V_a3。

请参阅图4A与图4B，其中图4B为本发明另一优选实施例的多输出的电源转换电路的电路方框示意图。如图4B所示，图4B与图4A不同之处在于图4B的多输出的电源转换电路1还包含信号处理电路18，除了信号处理电路18的控制端18a连接于系统电路2外，还连接于反馈电路16、第一开关电路14a以及第二开关电路14b，用以处理系统电路2产生的电源状态信号V_ps-on，并根据电源状态信号V_ps-on分别于反馈电路16、第一开关电路14a与第二开关电路14b的控制端产生第一状态信号V_p1、第二状态信号V_p2与第三状态信号V_p3，分别使反馈电路16、第一开关电路14a与第二开关电路14b间接根据电源状态信号V_ps-on运行。

图4B的电路运行相似于图1D，于本实施例中，第二状态信号V_p2与第三状态信号V_p3相同，且第一开关电路14a与第二开关电路14b会根据第二状态信号V_p2与第三状态信号V_p3同时导通或截止。于一些实施例中，信号处理电路18仅输出第一状态信号V_p1与第二状态信号V_p2，其中，第一开关电路14a与第二开关电路14b的控制端相互连接于信号处理电路18产生第二状态信号V_p2的输出端(未图示)，借由第二状态信号V_p2同时控制第一开关电路14a与第二开关电路14b导通或截止。

综上所述，本发明的多输出的电源转换电路1，其反馈电路16会根据系统电路2的电源状态信号V_ps-on，选择性地使用第一反馈参数h₁根据第一直流电压V_a1以产生反馈电压V_fb，或使用第二反馈参数h₂根据第二直流电压V_a2以产生反馈电压V_fb，使得本发明的多输出的电源转换电路1的第一直流电压V_a1与第二直流电压V_a2的电压值可以依据电源状态信号V_ps-on选择性地被控制，因此，在电源状态信号V_ps-on为电源待命状态时，可以使电压调整电路15的输入端与输出端间的电压差维持在最小值，而相对减少多输出的电源转换电路1不必要的电能损失且增加效率，于一些使用电池供电的电子产品中还可以增加电子产品的使用时间。此外，本发明的多输出的电源转换电路1只使用同一个变压器11与电源控制电路17，所以，体积较小且电源密度较大，制作成本相对较低。

本发明得由本领域普通技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱所附权利要求所要保护的范围。

Claims (20)

1.一种多输出的电源转换电路，用以将一输入电压转换且分别于一第一输出端与一第二输出端输出一待命电压与一第一输出电压，以提供给一系统电路，该多输出的电源转换电路包含：

一变压器，具有一初级绕组以及一第一次级绕组与一第二次级绕组；

一电源切换电路，连接于该初级绕组与一共接端；

一第一整流滤波电路，连接于该第一次级绕组，用以整流与滤波而产生一第一直流电压；

一第二整流滤波电路，连接于该第二次级绕组，用以整流与滤波而产生一第二直流电压；

一第一开关电路，连接于该第二整流滤波电路与该第二输出端之间；

一电压调整电路，连接于该第一次级绕组与该第一输出端之间，用以产生该待命电压；

一反馈电路，连接于该第一整流滤波电路、该第二整流滤波电路与该系统电路，用以根据该系统电路所发出的一电源状态信号产生一反馈电压；以及

一电源控制电路，连接于该电源切换电路与该反馈电路，且根据该反馈电压控制该电源切换电路导通；

其中，该反馈电路根据该电源状态信号选择性地依据该第一直流电压或该第二直流电压产生该反馈电压。

2.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，其中当该电源状态信号为表示电源待命状态时，该电源控制电路借由控制该电源切换电路的导通时间与截止时间，使该第一直流电压维持在该电压调整电路的最小输入电压值，当该电源状态信号为表示电源开启状态时，该电源控制电路借由控制该电源切换电路的导通时间与截止时间，使该第二直流电压维持在额定值。

3.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，其中当该电源状态信号为表示电源待命状态时，该反馈电路使用一第一反馈参数依据该第一直流电压产生该反馈电压，当该电源状态信号为表示电源开启状态时，该反馈电路使用一第二反馈参数依据该第二直流电压产生该反馈电压。

4.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，其中该第一开关电路的控制端连接于该系统电路，且根据该电源状态信号导通或截止。

5.如权利要求4所述的多输出的电源转换电路，其中当该电源状态信号为表示电源开启状态时，该第一开关电路导通，当该电源状态信号为表示电源待命状态时，该第一开关电路截止。

6.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，其中该变压器的该第一次级绕组与该第二次级绕组串联连接。

7.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，其中该第一次级绕组连接于该变压器的一第一次级连接端，且于该第一次级连接端产生一第一脉冲宽度调制电压，以及该第二次级绕组连接于该变压器的一第二次级连接端，且于该第二次级连接端产生一第二脉冲宽度调制电压。

8.如权利要求7所述的多输出的电源转换电路，其中该第二脉冲宽度调制电压大于该第一脉冲宽度调制电压。

9.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，其中该反馈电路包含：

一隔离组件，其输出侧连接于该电源控制电路；

一限流电阻，与该隔离组件的输入侧串联连接于该第二整流滤波电路与一第一连接端之间；

一第一三端可调整稳压组件，该第一三端可调整稳压组件的阴极端连接于该第一连接端，而该第一三端可调整稳压组件的阳极端连接于该共接端；

一第一整流二极管，其一端连接于该第一连接端；

一第二三端可调整稳压组件，该第二三端可调整稳压组件的阴极端连接于该第一整流二极管，而该第二三端可调整稳压组件的阳极端连接于该共接端；

一第一电阻，该第一电阻的一端连接于该第一整流滤波电路的输出端，该第一电阻的另一端连接于该第一三端可调整稳压组件的参考端；

一第二电阻，该第二电阻的一端连接于该第一三端可调整稳压组件的参考端，该第二电阻的另一端连接于该共接端；

一第一开关组件，该第一开关组件的控制端连接于该反馈电路的控制端；

一第三电阻，与该第一开关组件串联连接于该第二电阻的两端；

一第四电阻，该第四电阻的一端连接于该第二整流滤波电路的输出端，该第四电阻的另一端连接于该第二三端可调整稳压组件的参考端；以及

一第五电阻，该第五电阻的一端连接于该第二三端可调整稳压组件的参考端，该第五电阻的另一端连接于该共接端；

其中，该第一三端可调整稳压组件或该第二三端可调整稳压组件间接根据该第一直流电压或该第二直流电压调整该第一连接端的电压值，使该隔离组件的输出侧根据该第一直流电压或该第二直流电压产生该反馈电压。

10.如权利要求9所述的多输出的电源转换电路，其中当该电源状态信号为表示电源待命状态时，该第一开关组件截止，当该电源状态信号为表示电源开启状态时，该第一开关组件导通。

11.如权利要求9所述的多输出的电源转换电路，其中该反馈电路还包含：一第一频率补偿电路，连接于该第一三端可调整稳压组件的阴极端与参考端之间。

12.如权利要求9所述的多输出的电源转换电路，其中该反馈电路还包含：一第二频率补偿电路，连接于该第二三端可调整稳压组件的阴极端与参考端之间。

13.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，还包含一信号处理电路，该信号处理电路连接于该反馈电路的控制端、该第一开关电路的控制端以及该系统电路之间，用以处理该电源状态信号，并根据该电源状态信号分别在该反馈电路与该第一开关电路的控制端产生一第一状态信号与一第二状态信号，俾控制该反馈电路与该第一开关电路运行，使该反馈电路与该第一开关电路间接根据该电源状态信号运行。

14.如权利要求13所述的多输出的电源转换电路，其中该信号处理电路包含：

一第二开关组件，该第二开关组件的第一端连接于该电压调整电路的输出端，该第二开关组件的第二端连接于一第二连接端，该第二开关组件的控制端连于该系统电路，用以根据该电源状态信号导通或截止；

一第二整流二极管，该第二整流二极管的阳极端连接于该第二连接端，该第二整流二极管的阴极端连接于该反馈电路的控制端，用以限制电流方向；

一第一电容，连接于该反馈电路的控制端与该共接端之间；

一第六电阻，连接于该反馈电路的控制端与该共接端之间；

一第三开关组件，该第三开关组件的第一端连接于该第一开关电路的控制端，该第三开关组件的第二端连接于该共接端；

一第二电容，连接于该第三开关组件的控制端与该共接端之间；

一第七电阻，该第七电阻的一端连接于该第二连接端，该第七电阻的另一端连接于该共接端；以及

一第八电阻，该第八电阻连接于该第二连接端与该第三开关组件的控制端之间。

15.如权利要求14所述的多输出的电源转换电路，其中该第一电容与该第六电阻构成一第一信号延迟电路，且该第一信号延迟电路的延迟时间由该第一电容的电容值以及该第六电阻的电阻值决定。

16.如权利要求14所述的多输出的电源转换电路，其中该第七电阻、该第八电阻与该第二电容构成一第二信号延迟电路，且该第二信号延迟电路的延迟时间由该第二电容的电容值以及该第七电阻与该第八电阻的电阻值决定。

17.如权利要求14所述的多输出的电源转换电路，其中该信号处理电路还包含一第九电阻，连接于该第二开关组件的第一端与控制端之间。

18.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，其中该电源切换电路与该第一开关电路分别选自金属氧化物半导体场效晶体管或双极结晶体管。

19.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，其中该电源控制电路为脉冲宽度调制控制器或数字信号处理器。

20.如权利要求1所述的多输出的电源转换电路，其中该变压器还包含一第三次级绕组，且该多输出的电源转换电路还包含：

一第三整流滤波电路，该第三整流滤波电路的输入端连接于该第三次级绕组，用以整流与滤波而产生一第三直流电压；以及

一第二开关电路，连接于该多输出的电源转换电路的一第三输出端与该第三整流滤波电路之间，用以根据该电源状态信号使该第二开关电路导通或截止。

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