CN109565243A - 高效率的开关电容器电源和方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一种具有优异的电压调节、高变换效率并且可适合于广泛应用的开关电容(SC)变换器。SC变换器可以包括至少两个SC子电路，并且这些SC子电路中的至少一个可以具有可变增益。一个SC子电路可以将SC变换器的输入电压变换为接近SC变换器的期望输出电压值的输出电压，并且具有可变增益的另一个SC子电路可以将输入电压变换为具有高分辨率的小离散电压阶跃的输出电压。

Description

高效率的开关电容器电源和方法
背景技术
在许多可再生能源应用中都需要具有高效率和/或高功率密度的高性能功率变换器，对其的使用最近显著增加并且预计将持续增加[1]。在这种能量应用中使用了两种类型的功率变换器，即基于电感器/变压器的变换器和开关电容器(SC)变换器。
基于电感器/变压器的变换器包含体积大且笨重的磁性部件，因此为了增加功率密度并减小变换器的重量，可提高开关频率以减小磁性部件的尺寸。但是，如果将变换器设计为在硬切换操作中工作，则变换器的功率损耗将随着开关频率的提高而增加。这种功率损耗应该避免，因为它不仅会降低变换器的效率，而且还会由于产生额外的热量而使变换器的工作环境恶化。这在变换器的功率密度高并且散热的面积较小的情况下尤其关键。这种变换器可能需要额外的冷却系统。或者，可以通过采用软切换技术来降低功率损耗，例如零电压切换(ZVS)、零电流切换(ZCS)或ZVS和ZCS两者结合。然而，将这些技术应用于变换器增加了所需组件的数量以及控制的复杂性。而且，ZVS和/或ZCS技术的应用还限制了变换器的输入电压和负载范围，这对于可再生能源应用通常是不期望的。
SC变换器没有磁性元件，而且高功率密度是固有特性。而且，由于电路中仅有开关和电容器，SC变换器可以容易地制造成集成电路(IC)的形式，这可以进一步提高SC变换器的功率密度。因此，SC变换器可以成为高功率密度应用的理想选择。目前，SC变换器的一般应用主要是用于执行电压比变换或电压逆变[2]-[5]。它们通常不用于需要电压调节的应用。这是因为对于现有类型的SC变换器，只有在功率效率较低时才实现电压调节。为了实现SC变换器的输出电压调节，已经应用了例如脉冲宽度调制(PWM)控制、脉冲频率调制(PFM)控制、棒棒控制(bang-bang control)、准开关电容控制(quasi-switched-capacitorcontrol)，和线性控制等控制方法[6]-[15]。然而，无论采用哪种控制方法，具有处于部分充电状态的电容器的SC变换器的操作都会导致功率效率的固有损失[8]、[16]。
理论上，SC变换器的效率(η)是其中Vo是输出电压，Vin是输入电压，M是电压增益，它由SC变换器的拓扑决定[8]。输出电压Vo与电压M·Vin的较大偏差导致SC变换器的效率的下降较大。已经提出了一种通过将SC变换器与可配置的电压变换过程组合以使电压M·Vin接近期望的输出电压来提高SC变换器的效率的方法，以及一种电压调节控制处理[17]。然而，使用这种方法可以实现的SC变换器的配置数量很少，这限制了其应用。已经提出了可重构的SC变换器，但变换比的数量是有限的[19]、[41]-[53]。这因此又限制了变换器的调节特性。已经提出一种单一SC变换器可以实现交流(AC)-直流(DC)、DC-DC、DC-AC和AC-AC变换，而且其包含超过500种的变换比[18]，但是该变换器需要大量的开关和电容器，并且这种大量的变换比使得控制变得复杂。已经提出了具有两个可变级联SC电路的SC变换器，其实现可变变换增益[20]，但是由于其级联连接，变换效率不高。已经提出了具有辅助低压差(LDO)变换器的调节SC变换器[21]，该SC变换器具有固定变换比，并且该SC变换器的两个输入端口连接到电源和LDO输出。通过控制LDC变换器的输出电压来进行对该SC变换器的输出电压的调节。但是，这种调节SC变换器仅适用于阶跃降压(step-down)变换，变换比必须高于0.5。现有技术中的LDO变换器可以并联连接到SC变换器[36]-[39]。SC变换器的输出电压由LDO电路控制，且主要通过SC变换器传输功率。但是，由于LDO控制的输出电压使输出电压偏离固有变换电压MVin，因此该SC变换器的SC变换比仍然很低。
发明内容
为了解决上面讨论的现有技术变换器的缺点，本发明的实施例提供了开关电容器(SC)变换器，其能够实现具有高变换效率的优异电压调节并适合于广泛的应用，本发明的实施例还提供了得到、制造和使用这种SC变换器的方法。SC变换器可以包括至少两个SC子电路，并且这些SC子电路中的至少一个可以具有可变增益。一个SC子电路可以将SC变换器的输入电压变换为接近SC变换器的期望输出电压值的输出电压。具有可变增益的另一个SC子电路可以将输入电压变换为具有高分辨率的小离散电压阶跃(step)的输出电压，这可以控制总输出电压以非常接近地遵循期望的输出电压。
在一个实施例中，SC变换器系统可以包括至少两个SC子电路，它们的输出电压串联连接。该至少两个SC子电路可包括：第一SC子电路和第二SC子电路。第一SC子电路具有可变电压变换增益，使得第一SC子电路的输出电压可以通过严格电压控制动态地改变；第二SC子电路可被配置为将SC变换器系统的输入电压变换为基于SC变换器的预定期望输出电压值的输出电压(例如，接近SC变换器的期望输出电压值的输出电压)。
在另一实施例中，每个SC子电路可包括至少一个SC核心单元(core cell)，其包括输入端口、接地节点，和级联连接的两个相同装置。每个相同的装置可包括：电容器；将电容器的两端分别连接到SC核心单元装置的输入端口的正节点的两个完全可控的单向开关；以及将电容器的一端连接到SC核心单元的接地节点的完全受控的双向开关。在又一实施例中，每个核心单元可以不包括额外的电容器(即，仅这一个电容器)，不包括额外的单向开关(即，仅这两个单向开关)，且不包括额外的双向开关(即，仅这一个双向开关)。
附图说明
图1A示出了根据本发明实施例的开关电容器(SC)变换器的框图。
图1B示出了图1A的SC变换器的预期输出电压波形与时间的关系图。
图1C示出了图1A的SC变换器的输出电压的框图。
图2A示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的框图。
图2B示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的框图。
图3A示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的框图。
图3B示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的框图。
图4示出了根据本发明实施例的SC逆变器的框图。
图5示出了根据本发明实施例的SC整流器的框图。
图6示出了根据本发明实施例的调节的SC交流(AC)-AC变换器的框图。
图7A示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的核心单元的框图。
图7B示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的开关的框图。
图7C示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的电容器的框图。
图7D示出了根据本发明实施例的具有调节的SC变换器的模块的开关的电容器的框图。
图7E示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的输入结构的框图。
图7F示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的输出结构的框图。
图8A示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的电路拓扑的框图。
图8B示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的电路拓扑的框图。
图8C示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的电路拓扑的框图。
图9示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的电路拓扑的框图。
图10A示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的开关状态的框图。
图10B示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的开关状态的框图。
图10C示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的开关状态的框图。
图11A示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的输出增益的框图，其中模块的输出电压为0。
图11B示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的输出增益的框图，其中模块的输出电压是Vbk。
图11C示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的输出增益的框图，其中模块的输出电压是2Vbk。
图11D示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的模块的输出增益的框图，其中模块的输出电压是3Vbk。
图12A示出了根据本发明实施例的阶跃升压(step-up)SC变换器的效率与输出电压的关系图，其中输出功率为50瓦(W)，输入电压为12V，以及开关频率为100千赫兹(kHz)。
图12B示出了根据本发明实施例的阶跃升压SC变换器的效率与输出功率的关系图，其中输出电压为固定30伏特(V)，输入电压为12V，以及开关频率为100kHz。
图13A示出了根据本发明实施例的阶跃降压SC变换器的效率与输出电压的关系图，其中输出功率为20W，输入电压为12V，以及开关频率为200kHz。
图13B示出了根据本发明实施例的阶跃降压SC变换器的效率与输出功率的关系图，其中输出电压为调节8V，输入电压为12V，以及开关频率为200kHz。
图14A示出了根据本发明实施例的SC调节器的电路拓扑的框图。
图14B示出了图14A的SC调节器的输出电压波形。
图15A示出了根据本发明实施例的直流(DC)-AC逆变器的电路拓扑的框图。
图15B示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的输出电压的曲线图。
图15C示出了图15A的DC-AC逆变器的输出电压波形。
图15D示出了图15A的DC-AC逆变器的频谱。
图16示出了根据本发明实施例的AC-DC整流器的电路拓扑的框图，以及相关的控制框图。
具体实施方式
本发明的实施例提供了能够实现具有高变换效率的优异电压调节并且适用于广泛的应用的开关电容器(SC)变换器，以及得到、制造和使用这种SC变换器的方法。SC变换器可以包括至少两个SC子电路，并且这些SC子电路中的至少一个可以具有可变增益。一个SC子电路的功能可以是将SC变换器的输入电压变换为接近SC变换器的所需输出电压值的输出电压。另一具有可变增益的SC子电路的功能可以是将输入电压变换为具有高分辨率的小离散电压阶跃的输出电压，其可以控制总输出电压非常紧密地遵循所需的输出电压。在一些实施例中，SC变换器可包括多个模块(例如，“第一”SC模块、“最后”SC模块，以及可选地包括一个或多个“扩展”SC模块)，并且每个模块可包括核心单元和连接到核心单元的一个或多个附加结构(也参见例如图7A-7F、8A-8C和9)。这种SC变换器可以在例如两种调制状态下操作。
目前的商用电源主要是基于电感器/变压器的变换器。由于在其电路中需要磁性元件，这些变换器笨重且庞大，并因此不能实现最大功率密度。通过增加基于电感器/变压器的变换器的开关频率可以减小重量和尺寸。然而，这会导致明显的开关功率损耗和磁芯损耗，这不仅降低了整体功率变换效率，而且还可能对产品引入生热问题。
本发明实施例的SC功率变换器不包括基于电感器/变压器的组件。而是，电源的架构基于一个或多个SC变换器，其已知重量轻、尺寸小并且具有高功率密度。这种电源中仅有的电源组件是开关和电容器，这两者既小又轻。此外，可以将所有开关制造成集成电路(IC)半导体芯片，这可以进一步减小尺寸、重量，并且重要的是降低了变换器的成本。
在许多实施例中，电源由SC变换器构成，所述SC变换器全部以几乎完全充电状态(或在一些情况下为完全充电状态)操作。这意味着连接到电源、连接到彼此和连接到负载的飞跨电容器(flying capacitor)几乎总是完全充电的(或者在某些情况下完全充电)。最终，电源的输出电压Vo接近SC拓扑的固有变换电压MVin。因此，电源可实现的效率(η)接近100％，即其中V0是输出电压，Vin是输入电压，且M是由SC变换器的拓扑确定的电压增益。电源可以包括至少两个SC子电路，并且这些SC子电路中的至少一个可以具有可变增益。一个子电路的功能是将输入电压变换为接近所需输出电压值的输出电压。另一个具有可变增益的子电路的功能是将输入电压变换为具有高分辨率的小离散电压阶跃的输出电压，这将控制总输出电压非常紧密地遵循所需的输出电压。
图1A示出了根据本发明实施例的SC变换器的框图，演示了构成SC变换器的原理。图1B示出了图1A的SC变换器的预期输出电压波形与时间的关系图，以及图1C示出了图1A的SC变换器的输出电压的框图。参考图1A-1C，调节的SC变换器可包括至少两个SC子电路。调节的SC变换器的输出电压是两个SC子电路A和B的输出电压的总和。即，
Vo＝VoA+VoB(10
其中VoA和VoB分别是SC子电路A和B的输出电压。因此，变换器的电压变换比为
M＝MoA+MoB(2)
其中及分别是SC变换器的电压变换比，SC子电路A的比率和SC子电路B的比率。尽管图1A-1C描绘了两个SC子电路的框图和电压信息，但这仅用于说明目的，而不应解释为仅限于两个SC子电路。而是，可以存在至少两个SC子电路，其中相同的原理是适用的。
为了实现输出电压的调节，变换器的至少一个SC子电路应具有可变且可控的输出，其变换比必须足够高以满足变换器的输出电压调节要求。在本发明的各种实施例中，可以使用六种主要类型的调节的SC变换器；为方便起见，这些类型可称为类型1、类型II、类型III、类型IV、类型V和类型VI，并且其特定特征总结在表1中。实施例不必限于这六种类型的调节的SC变换器。
表1.SC子电路布置的主要类型：
图2A示出了类型I的调节的SC变换器的框图，且图2B示出了类型II的调节的SC变换器的框图。参考图2A，在类型I的配置中，可以操作一个SC子电路以保持恒定电压变换比，而可以操作另一个SC子电路以实现可变变换比。通常，这种变换器类型的调节范围很窄。参考图2B，在类型II的配置中，两个SC子电路都具有可变的变换比。它们的变换率可以彼此差异很大。一个SC子电路可以具有小的可变变换比，其允许对变换比粗调，而另一个SC子电路可以具有相对大的可变变换比，其允许对变换比微调。通过组合两个变换比，可以严格调节SC变换器的总变换比。这种变换器的调节范围很广。
图3A示出了类型III或类型IV的调节的SC变换器的框图。参见图3A，在类型III的配置中，SC子电路A可以以恒定的变换比操作，且SC子电路B可以以可变的变换比操作。改变SC子电路B的比率可以微调变换器输出电压的变换比。该类型的变换器的调节范围相对较窄。另外，图3A的框图还可以表示类型IV的调节的SC变换器。在类型IV的配置中，两个SC子电路都具有可变的变换比。改变SC子电路A的比率可以粗调变换器的输出电压，并且改变SC子电路B的比率可以微调变换器的输出电压。该变换器类型的调节范围很广。
图3B示出了类型V的调节的SC变换器的框图。参见图3B，在类型V的配置中，SC子电路A可以以恒定的变换比操作，而通过对不同的有源开关的控制连接到SC子电路A的不同输出端口的SC子电路B可以以可变的变换比操作。通过改变SC子电路B与SC子电路A的连接，可以粗调变换器的输出电压。改变SC子电路B的比率可以微调变换器的输出电压。这种类型的调节范围很广。
类型VI的调节的SC变换器可以是类型III、类型IV或类型V型与类型I型或类型II的组合。
在一个实施例中，通过添加全桥电路，如本文所述的调节的SC变换器可用作交流(AC)逆变器。图4示出了基于SC变换器的SC逆变器的框图。类型II、IV、V和VI中的任何类型的SC变换器都可以通过高分辨率实现一系列小离散比率。如果控制调节的SC变换器的变换比以实现如图4所示的具有AC包络的电压波形VB，然后通过全桥电路反转波形，则可获得AC输出电压。对于该逆变器，全桥电路的切换频率可以等于AC输出电压的线路频率。
在一个实施例中，通过将全桥电路包括在内，如本文所述的调节的SC变换器可以用作AC直流(DC)整流器。图5示出了基于SC变换器的SC整流器的框图。参考图5，可以通过全桥电路对AC输入电压进行整流，并可获得如图5所示的VB的波形。可能需要传感器电路来检测VB的电压值。根据该电压值和所需的输出电压，可以计算SC变换器的每个切换周期的变换比。通过使用所计算的变换比来控制调节的SC变换器，可以获得DC输出电压。如果在全桥整流器中使用有源开关，则切换频率等于AC输入电压的线路频率。
在一个实施例中，逆变器和整流器(例如，如图4和5所示)可以组合以获得调节的SC AC-AC变换器。图6示出了基于如本文所述的SC变换器的SC AC-AC变换器的框图。
图9示出了根据本发明实施例的调节的SC变换器的电路拓扑的框图。参考图9，电路拓扑可以包括三种类型的模块，每个模块可以通过将如图7A所示的核心单元与图7C-7F中描绘的一个或多个附加结构连接来获得。这可以给出第一SC模块、扩展模块和最后SC模块，分别如图8A、8B和8C所示。
参考图8A，可以通过将电容器(图7C)连接到核心单元的端口P1,k和P2,k(图7A)，并将开关(例如，图7B中标记为“3”的开关)连接到核心单元的端口P3,k来构造第一SC模块。参考图8B，可以通过将图7D中所示的结构连接到核心单元的端口P1,k和P2,k(图7A)并通过将开关(例如，图7B中标记为“3”的开关)连接到核心单元的端口P3,k来构造扩展模块。参考图8C，可以通过将图7D中所示的结构连接到核心单元的端口P1,k和P2,k(图7A)来构造最后的模块。
图9的变换器可以包括一个第一SC模块、(N-2)个扩展模块和一个最后的SC模块，其中N是整数。输入结构(图7E)和输出结构(图7F)可以连接到任意扩展模块或最后模块的端口P1,k和P2,k，或最后模块的端口P3,k和P4,k。在这个变换器中，模块1……p构成阶跃降压级，执行电压阶跃降压变换，模块p+1……N构成执行电压阶跃升压变换的阶跃升压级。变换器的输出电压是阶跃升压级和阶跃降压级的输出电压的总和。变换器的操作可以分为两种调制状态。第一调制状态是将所有电容器充电到它们自己的固定电压。在这种调制状态下，每个模块可以独立控制并具有其自己的操作状态。在第二调制状态下，阶跃升压级和阶跃降压级的所有模块可以堆叠(串联)连接并向负载放电。
可以通过设置每个模块的电压来控制变换器的输出电压，该电压取决于串联连接到每个核心单元的端口P1,k和P3,k的电容器。核心单元可以通过将电源连接到端口P1,k和P2,k来实现阶跃升压变换，并通过将电源连接到端口P3,k和P4,k来实现阶跃降压变换。每个模块的电源可以是模块k+1的直流电源或电容器Cb(k+1)。此外，SC变换器的电源可以直接连接到电容器Cb(p+1)。
再次参考图9，在第一调制状态下，Si导通，So断开。在第二调制状态下，Si断开，So导通。
更详细地，在调制状态下，每个模块可以具有其独立的切换状态。虽然所有模块可以处于不同的切换状态，但是它们可以具有如图10A，10B和10C所示的三种共同的切换状态。也就是说，图10A-10C示出了所有模块可以共同具有的切换状态。阶跃升压和阶跃降压级的模块可以具有不同的切换状态顺序。为了说明关于三个共同切换状态的操作的说明性目的，可以假设端口P4,k和P5,k连接到电压源Vb(k+1)，其代表模块k+1的电容器Cb(k+1),且电容器Cbk可以用电压源Vbk代替。这仅用于说明性目的，不应被解释为限制。
参见图10A，在这种切换状态下，仅为了方便的目的，该切换状态可被称为切换状态1，开关S2,k，S5,k，S7,k和S0,n(其中k＝1…p，n＝2…p)是导通，同时所有其他开关都断开。在这种状态下，
参考图10B，在这种切换状态下，仅为了方便的目的，该切换状态可被称为切换状态2，开关S2,k、S4,k、S6,k和S0,n(其中k＝1…n，n＝2…N)导通，同时其他开关断开。Cf2,k与模块k中的串联电容器Cf1,k和Cbk并联连接。在这种状态下，
Vbk+Vf1，k＝Vf2，k (4)
参考图10C，在这种切换状态下，仅为了方便的目的，该切换状态可以称为切换状态3，开关S1,k、S3,k和S0,n(其中k＝1…N，n＝2…N)导通，同时其他开关断开，Cbk并联连接到Cf1,k。在此状态结束时，
Vbk＝Vf1,k (5)
阶跃降压级的操作顺序是切换状态1、切换状态2，然后切换状态3。每个切换状态下的电流流动方向由图10A-10C中所示的粉箭头表示。阶跃升压级的操作顺序是切换状态3、切换状态2，然后切换状态3。电流流动方向与图10A-10C中的粉色箭头所示相反。在这三个操作状态之后，模块的电压是
其中k＝1…N。
根据等式(3)和(6)，所有电容器的电压为
和
其中对于阶跃降压模块1至p，其中k＝1…p，并且对于阶跃升压模块p+1至N，j＝p+1…N。
在第二调制状态下，阶跃升压级和阶跃降压级的所有模块可以通过端口P1,k和P5,k连接，即，端口P5,k可以连接到端口P1,(k+1)。因此，SC变换器的输出电压可等于第一模块V5,1的电位和端口P1,k和P5,k(k＝2…M)(即V51,2，…，V51,M)两端总电位差的总和。每个模块的端口P1,k和P5,k两端的电位差具有四个可能的输出电压，这取决于电容器Cf1,k和Cf2,k的连接，且这四个输出电压在图11A-11D中示出。参见图11A，当只有S1,k、S4,k以及S7,k导通时，所有飞跨电容器Cf1,k和Cf2,k被绕过，模块的输出电压为0。参见图11B所示，当只有S2,k、S4,k、S7,k导通时，飞跨电容器Cf1,k堆叠，且模块的输出电压为Vbk。参见图11C，当仅S1,k、S5,k和S7,k导通时，飞跨电容器Cf2,k堆叠，且模块的输出电压为2·Vbk。参见图11D，当只有S2,k、S5,k和S7,k导通时，两个飞跨电容器Cf1,k和Cf2,k堆叠，模块的输出电压为3·Vbk。根据等式(7)和(8)，每个模块的变换率为
其中
对于阶跃降压模块1到p，其中k＝1...p；且
其中
对于阶跃升压模块p+1至N，其中k＝p+1…N。SC变换器的电压增益为：
在第二调制状态下，可以将Mk(其中k＝1…N)设置成使总变换率M等效于期望的变换比。
再次参考图9，SC变换器具有由第(p+1)个至第N个模块组成的阶跃升压级，以及由第一个至第p个模块组成的阶跃降压级。变换器的最大电压变换比取决于阶跃升压级，并且该变换比给出为4N-p。因此，阶跃升压级模块数量的增加可以提高变换器的最大变换比。SC变换器的输出电压的精度由阶跃降压级确定。变换比分辨率为阶跃降压级的模块数量增加可以导致更高的分辨率，并从而获得更精确的电压调整。
当输入结构连接到最后模块的端口P3,N和P4,N时，可获得纯阶跃降压SC变换器。模块p+1…N将输入电压阶跃降压至接近期望电压的水平。模块1…p可以精确地将输出电压调节至期望电压。另外，输出电压的精确度可以由模块数p确定。
在一些实施例中，可将图8A-8C中描绘的SC模块应用于现有的SC拓扑，包括但不限于串并联的SC变换器、斐波那契(Fibonacci)SC变换器，和梯形SC变换器。这可以使这些SC拓扑能够实现良好的调节，同时仍然保留SC拓扑的高效特性。
在一个实施例中，可将图9中所示的变换器拓扑结构配置为具有全桥电路的DC-AC逆变器。图15A示出了这种DC-AC逆变器的框图。调节SC变换器的输出电压可控制为全波整流，如图15B所示。全桥电路的切换频率可等于AC线路频率。当AC输出电压高于0时，S1和S4导通，S2和S3断开。当AC输出电压低于0时，S2和S3导通，S1和S4断开。
在一个实施例中，可将图9中所示的变换器拓扑配置为AC-DC整流器。图16显示了这种AC-DC整流器的框图。参考图16，AC输入电压可以连接到全桥电路。AC电压可通过S1-S4整流。当输入AC电压高于零时，S1和S4导通，S2和S3断开。当输入AC电压低于零时，S1和S4断开，S2和S3导通。因此，VSC的波形类似于图15B中所示的波形。电压检测器电路可用于测量VSC的电压值。根据VSC的值和参考电压Vref，可以计算SC变换器的各个模块的驱动信号以驱动这些模块。
本发明实施例的调节的SC变换器体积小且重量轻，而且非常适用于便携式电子设备。此外，由于变换器不包括磁体，因此可以将功率开关及其相关的驱动器电路制造成单个IC芯片，从而进一步减小变换器的尺寸和重量。本发明的实施例在许多情况下都具有优势，包括在首先考虑重量和尺寸的应用中。
本发明的实施例还可以与可再生能源结合使用。可再生能源(例如，光伏(PV)面板、燃料电池(FC)、热电发电机(TEG)和电池存储器)中的装置的电压是直流的并且在操作条件改变时振幅发生变化。需要DC-DC变换器将可再生能源的电压变换为满足负载要求的合适水平。本发明实施例的调节的SC变换器可以有利地用于这种应用中。
本发明的实施例的调节的SC变换器具有优于传统功率变换器的若干优点。与[20]的变换器不同，本发明实施例的SC变换器可以是一级变换器，并且可变电路可以配置为仅处理潮流的一小部分。因此，变换器的效率可能高于[20]的效率。另外，与[21]的变换器不同，本发明实施例的调节的SC变换器可以实现所有变换比。此外，虽然[22]-[24]、[35]、[40]和[4l]-[53]的变换器具有非常有限的调节能力，但是本发明的实施例的调节SC变换器可以实现良好的负载调节和线路调节。而且，本发明实施例的调节SC变换器比[25]-[34]、[36]-[39]和[54]的那些更高效。
通过以说明的方式给出的以下实例可以更好地理解本发明及其许多优点。以下实例对本发明的一些方法、应用、实施方案及变体进行了展示。当然，它们不应被视为限制本发明。关于本发明可以做出许多改变和修改。
实例1
基于图9所示的变换器结构，模拟了包括两个阶跃升压模块和两个阶跃降压模块的阶跃升压SC变换器。输入电压为12伏(V)，且切换频率为100千赫兹(kHz)。图12A示出了具有输出功率为50瓦(W)时该变换器的效率与输出电压的关系曲线。图12B示出了具有输出电压为调节的30V时效率与输出功率的关系曲线。参考图12A和图12B，结果表明该变换器具有高效率。在30V固定输出电压下，最大效率高于97％。
实例2
模拟了包括一个第一模块(图8A)和一个最后模块(图8C)的阶跃降压SC变换器。输入电压为12V，且切换频率为200kHz。图13A示出了具有输出功率为20W时该变换器的效率与输出电压的关系曲线。图13B示出了具有输出电压为调节的8V时效率与输出功率的关系曲线。参考图13A和13B，结果表明该变换器具有高效率。在8V固定输出电压下，最大效率高达97％。
实例3
两个模块(一个如图8B所示，一个如图8C所示)被级联并作为可变SC单元应用于梯形SC变换器结构中，以构成类型III的调节的SC变换器。结构如图14A所示。模拟该结构的输出电压，并且模拟的输出波形如图14B所示。最下面的线为Vo1，中间(纵向)的线为Vo2，最上面的线为Vo。
实例4
模拟了图15A的DC-AC逆变器。图15C示出了该DC-AC逆变器的输出电压波形，且图15D示出了DC-AC逆变器的频谱。参考图15C和15D，输出电压可以紧密地跟踪参考正弦波。可实现的功率变换效率为94.7％。
应当理解的是本文描述的实例和实施例仅用于说明目的，并且应该理解的是按照本文描述的实例和实施例，各种修改或改变将提示给本领域技术人员，并且这些修改和改变包括在本申请的精神和范围内。
本文提及或引用的所有专利、专利申请、临时申请和出版物(包括“参考文献”部分中的那些)在此结合其整体作为参考，包括所有附图和表格，只要它们与本说明书明确的教导不矛盾。
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Claims (29)

1.一种开关电容器SC变换器系统，包括至少两个SC子电路，所述至少两个SC子电路的输出电压串联连接，
其中，所述至少两个SC子电路包括：
第一SC子电路，其具有可变电压变换增益，使得所述第一SC子电路的输出电压能够通过严格的电压控制动态地变化；和
第二SC子电路。
2.根据权利要求1所述的SC变换器系统，其中，所述第二SC子电路被配置为基于所述SC变换器的预定的期望输出电压值将所述SC变换器系统的输入电压变换为输出电压。
3.根据权利要求1至2中任一项所述的SC变换器系统，其中每个SC子电路包括与所有其他SC子电路的输入端口串联连接的输入端口，其中每个SC子电路的所述输入端口连接到电压源。
4.根据权利要求3所述的SC变换器系统，其中所述电压源是有源电压源。
5.根据权利要求3所述的SC变换器系统，其中所述电压源是单独的功率变换电路的输出电压。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的SC变换器系统，其中每个SC子电路包括至少一个电容器，并且其中所述SC变换器系统被配置为使得每个SC子电路的每个电容器在完全充电或接近完全充电的状态下操作。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的SC变换器系统，其中所述SC子电路被配置为被控制以提供具有恒定直流(DC)性质的或具有可变阶跃性质的可控输出电压。
8.根据权利要求7所述的SC变换器系统，其中所述SC子电路被配置为被控制以提供具有所述可变阶跃性质的可控输出电压，以及具有所述可变阶跃性质的所述输出电压紧密地遵循模拟波形。
9.根据权利要求8所述的SC变换器系统，其中所述模拟波形是时域中的整流正弦波。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的SC变换器系统，其中每个SC子电路包括至少一个电容器和至少一个有源开关，并且其中所述SC变换器系统不包括任何电感器。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的SC变换器系统，其中所述SC变换器系统不包括任何磁体。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的SC变换器系统，其中每个SC子电路包括至少一个SC核心单元，所述SC核心单元包括输入端口、接地节点，和级联连接的两个相同的装置，
其中所述至少一个SC核心单元的每个相同装置包括：
电容器；
两个完全可控的单向开关，其将所述电容器的两端分别连接到所述SC核心单元装置的所述输入端口的正节点；和
一个完全受控的双向开关，其将所述电容器的一端连接到所述SC核心单元的接地节点。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的SC变换器系统，其中所述至少两个SC子电路包括：被配置为执行电压阶跃降低的SC子电路，和被配置为执行电压阶跃升高的SC子电路。
14.根据权利要求13所述的SC变换器系统，其中所述SC变换器系统被配置为使得所述SC子电路配置为执行电压阶跃升高，并且配置为执行电压阶跃降低的所述SC子电路可以单独操作或组合起来提供所述SC变换器系统的动态受控的可变输出电压。
15.一种直流-交流DC-AC功率逆变器系统，包括：
全桥功率逆变器；和
根据权利要求1至14中任一项所述的SC变换器系统，所述SC变换器系统连接到所述SC变换器系统的输出侧的所述全桥功率逆变器。
16.根据权利要求15所述的DC-AC功率逆变器系统，其中当DC电压输入被提供给所述SC变换器系统的输入侧时，所述DC-AC功率逆变器系统产生阶跃正弦输出电压。
17.根据权利要求15至16中任一项所述的DC-AC功率逆变器系统，其中当将DC电压输入提供给所述SC变换器系统的输入侧时，所述SC变换器系统的输出电压是具有整流正弦性质的阶跃电压波形。
18.根据权利要求15至17中任一项所述的DC-AC功率逆变器系统，其中所述DC-AC功率逆变器系统被配置为使得所述DC-AC功率逆变器系统内的连续整流半周期电压波形的极性交替为正和负，以便形成全阶跃正弦电压波形。
19.一种AC-DC功率变换器系统，包括：
整流器；和
根据权利要求1至14中任一项所述的SC变换器系统，所述SC变换器系统连接到所述SC变换器系统的输入侧上的所述整流器。
20.根据权利要求19所述的AC-DC功率变换器系统，其中当AC电压输入被提供给所述整流器的输入侧时，所述AC-DC功率变换器系统产生严格调节的DC输出电压。
21.一种AC-AC功率变换器系统，包括：
整流器；
根据权利要求1至14中任一项所述的SC变换器系统，其连接到所述SC变换器系统的输入侧上的整流器；和
全桥功率逆变器，其连接到所述SC变换器系统的输出侧。
22.根据权利要求21所述的AC-AC功率变换器系统，其中当第一AC电压输入以第一频率和第一幅度提供到所述整流器的输入侧时，所述AC-DC功率变换器系统以第二频率和第二幅度输出第二AC电压，其中所述第一频率不同于所述第二频率。
23.根据权利要求22所述的AC-AC功率变换器系统，其中所述第一幅度与所述第二幅度不同。
24.一种用于根据权利要求1至14中任一项所述的SC变换器系统的控制方法，所述控制方法包括改变所述第一SC子电路的电压变换增益以动态地改变所述第一SC子电路的输出电压。
25.一种用于根据权利要求15至18中任一项所述的DC-AC功率逆变器系统的控制方法，所述控制方法包括改变所述SC变换器系统的所述SC子电路的所述电压变换增益，以动态地改变所述第一SC子电路的输出电压。
26.一种用于根据权利要求19至20中任一项所述的AC-DC功率变换器系统的控制方法，所述控制方法包括改变所述SC变换器系统的所述第一SC子电路的电压变换增益，以动态地改变所述第一SC子电路的所述输出电压。
27.一种用于根据权利要求21至23中任一项所述的AC-AC功率变换器系统的控制方法，所述控制方法包括：改变所述SC变换器系统的所述第一SC子电路的电压变换增益，以动态地改变所述第一SC子电路的输出电压。
28.一种提供功率变换的方法，所述方法包括：
向根据权利要求1至14中任一项所述的SC变换器系统、根据权利要求15至18中任一项所述的DC-AC功率逆变器系统、根据权利要求19至20中任一项所述的AC-DC功率变换器系统，或根据权利要求21至23中任一项所述的AC-AC电力变换器系统提供输入功率；和
使用所述系统以将所述输入功率变换为具有至少一个特性与所述输入功率的特性不同的输出功率。
29.根据权利要求28所述的方法，其中包括与所述输入功率不同的所述至少一个特性为电压幅度。
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