CN110649810A - 一种直流-直流变换电路 - Google Patents

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Abstract

本申请实施例公开了一种直流‑直流变换电路，能够在不产生共模电流的前提下，以三电平工作。本申请实施例的直流‑直流变换电路包括：输入电感、第一电容、第二电容、飞跨电容、第一开关、第二开关、第一电感、第一二极管、第一缓冲电路、第三开关、第四开关、第二电感、第二二极管和第二缓冲电路；电源、输入电感、第一二极管、第二二极管、第一电容和第二电容依次串联。飞跨电容的第一端连接在第一二极管和第二二极管之间，飞跨电容的第二端连接在第一开关和所述第三开关之间，且飞跨电容的第二端还连接在第二开关和第二电感之间。

Description

一种直流-直流变换电路
技术领域
本申请涉及光伏发电技术领域，尤其涉及一种直流-直流变换电路。
背景技术
面对当前越来越严重的能源短缺和环境污染问题，开发利用可再生能源和各种绿色能源，已经成为人类设备实现可持续发展的重要举措。太阳能作为一种新型能源，成为人类开发和利用的重要对象。
目前，利用太阳能发电是开发和利用太阳能的一种重要的手段。现有的光伏发电系统包括光伏组件和直流变换器，其中光伏组件用于将太阳能转换成直流电能，直流变换器用于对直流电能进行直流变换。
研究发现，多电平功率变换电路具备以下优点：(1)可以以较低电压容量的功率器件实现中高压和大容量的功率变化；(2)由于电平数的增加，输出的电压波形质量较高；(3)一次开关动作所产生的脉冲电压变化率较小，可以大大减轻电磁干扰问题；(4)同等谐波质量要求所需开关频率较低，可以降低开关损耗，提高功率变化效率。
因此，在实际应用中，常常会将直流-直流变换器设计成多电平功率变换电路，除了能够利用上述优点外，还能避免光伏发电系统中的功率器件承受整个母线电压。
然而，由于光伏组件对地电容较大，为了不产生共模电流，直流-直流变换电路只能以两电平工作。
发明内容
本申请实施例提供了一种直流-直流变换电路，能够在不产生共模电流的前提下，以三电平工作。
本申请实施例第一方面提供了一种直流-直流变换电路，包括：输入电感、第一电容、第二电容、飞跨电容、第一软开关单元和第二软开关单元；
第一软开关单元包括第一开关、第二开关、第一电感、第一二极管和第一缓冲电路，第二软开关单元包括第三开关、第四开关、第二电感、第二二极管和第二缓冲电路。
其中，第一开关、第二开关、第三开关和第四开关可以选择金属-氧化物半导体场效应晶体管或绝缘栅双极型晶体管。
电源、输入电感、第一二极管、第二二极管、第一电容和第二电容依次串联，其中，输入电感的第一端与电源的正极连接，输入电感的第二端与第一二极管的正极连接，第一二极管的负极与第二二极管的正极连接。
电源可以是任何能够输出电流的电路模块；当直流-直流变换电路应用于光伏发电系统中时，电源可以为光伏组件。
在输入电感的第二端与电源的负极之间并联有第一支路和第二支路，第一支路包括依次串联的第一开关和第三开关，第二支路包括依次串联的第一电感、第二开关、第二电感和第四开关，第一开关和第一电感均与输入电感的第二端连接。
飞跨电容的第一端连接在第一二极管和第二二极管之间，飞跨电容的第二端连接在第一开关和第三开关之间，且飞跨电容的第二端还连接在第二开关和第二电感之间。
第一缓冲电路的第一端与第一二极管的正极连接，第一缓冲电路的第二端连接在第一电感和第二开关之间，第一缓冲电路的第三端与第一二极管的负极连接。
第二缓冲电路的第一端与飞跨电容的第二端连接，第二缓冲电路的第二端连接在第二电感和第四开关之间，第二缓冲电路的第三端连接在第一电容和第二电容之间。
在第二开关断开后，第一缓冲电路用于将第一电感的能量转移到飞跨电容，或转移到第一电容与第二电容。
在第四开关断开后，第二缓冲电路用于将第二电感的能量转移到第二电容。
基于第一方面，通过控制第一开关和第三开关的开关状态，能够改变直流-直流变换电路的工作状态，使得直流-直流变换电路能够以三电平工作，而直流-直流变换电路的结构决定了在直流-直流变换电路工作状态切换的过程中，不会引起共模电压发生变化，从而避免共模电流的产生；另外，在第一软开关单元中，第一二极管关断时的反向恢复过程能够得到有效抑制，在第二软开关单元中，第二二极管关断时的反向恢复过程也能够得到有效抑制，这样，第一二极管和第二二极管关断时的损耗大大降低，因此可以采用价格较低的硅二极管作为第一二极管和第二二极管，而不需为了降低损耗采用价格昂贵的碳化硅二极管作为第一二极管和第二二极管，进而可以降低直流-直流变换电路以及直流-直流变换电路所应用产品的成本。
基于第一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第一种实施方式：
第一缓冲电路包括第三二极管、第四二极管和第三电容；
第三二极管的正极为第一缓冲电路的第二端，第三二极管的负极与第四二极管的正极连接，第四二极管的负极为第一缓冲电路的第三端；
第三电容的第一端为第一缓冲电路的第一端，第三电容的第二端连接在第三二极管和第四二极管之间。
上述第一缓冲电路不仅能将第一电感的能量转移，而且能实现第一开关的零电压关断。
基于第一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第二种实施方式：
第二缓冲电路包括第五二极管、第六二极管和第四电容；
第五二极管的正极为第二缓冲电路的第二端，第五二极管的负极与第六二极管的正极连接，第六二极管的负极为第二缓冲电路的第三端；
第四电容的第一端为第二缓冲电路的第一端，第四电容的第二端连接在第五二极管和第六二极管之间。
上述第二缓冲电路不仅能将第二电感的能量转移，而且能实现第二开关的零电压关断。
基于第一方面，或第一方面的第一种实施方式，或第一方面的第二种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第三种实施方式：直流-直流变换电路还包括第七二极管；
第七二极管的正极与飞跨电容的第二端连接，第七二极管的负极连接在第一电容和第二电容之间。
第七二极管可以将第三开关两端的电压限制在第二电容两端的电压以下，使得第三开关不存在过压的风险，并且，在特定场景下还能够避免第二二极管在电路上电过程中被击穿。
基于第一方面，或第一方面的第一种实施方式，或第一方面的第二种实施方式，或第一方面的第三种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第四种实施方式：
直流-直流变换电路还包括电容均衡电路，电容均衡电路的第一端与第二二极管的负极连接，电容均衡电路的第二端连接第一电容和第二电容之间，电容均衡电路的第三端连接在电源的负极；
电容均衡电路用于均衡第一电容和第二电容的电压。
电容均衡电路能够均衡第一电容和第二电容的电压，避免直流-直流变换电路在长期工作的过程中出现第一电容和第二电容电压不同的情况。
基于第一方面，或第一方面的第一种实施方式，或第一方面的第二种实施方式，或第一方面的第三种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第五种实施方式：
直流-直流变换电路还包括逆变器；
逆变器的输入正端与第二二极管的负极连接，逆变器的母线电容中点与第一电容和第二电容之间的连接点连接，逆变器的输入负端连接在电源的负极。
逆变器在工作过程中，能够起到与电容均衡电路相同的作用，即能够均衡第一电容和第二电容的电压，避免直流-直流变换电路在长期工作的过程中出现第一电容和第二电容电压不同的情况。
基于第一方面的第五种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第六种实施方式：
电容均衡电路包括第三支路、第四支路和第五支路；
第三支路包括依次串联的第九二极管、第八二极管、第六开关和第五开关，其中第九二极管的负极与第二二极管的负极连接，第九二极管的正极与第八二极管的负极连接，第五开关的第一端与第六开关连接，第五开关的第二端与电源的负极连接；
第四支路的第一端连接在第一电容和第二电容之间，第四支路的第二端连接在第八二极管和第六开关之间；
第五支路的第一端连接在第八二极管和第九二极管之间，第五支路的第二端连接在第六开关和第五开关之间；
第五支路中串联有第五电容；
第五支路中还串联有第三电感或第四支路中串联有第三电感。
在该种实施方式中，提供了一种电容均衡电路的可行性方案，通过控制第五开关和第六开关可以实现均衡第一电容和第二电容电压的功能，并且该均衡过程可以是周期性地。
基于第一方面的第五种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第七种实施方式：
电容均衡电路包括第六支路、第七支路和第八支路；
第六支路包括依次串联的第十开关、第九开关、第八开关和第七开关，其中第十开关的第一端与第二二极管的负极连接，第十开关的第二端与第九开关连接，第七开关的第一端与第八开关连接，第七开关的第二端与电源的负极连接；
第七支路的第一端连接在第一电容和第二电容之间，第七支路的第二端连接在第八开关和第九开关之间；
第八支路的第一端连接在第九开关和第十开关之间，第八支路的第二端连接在第七开关和第八开关之间；
第八支路中串联有第六电容；
第八支路中还串联有第四电感或第四支路中串联有第四电感。
在该种实施方式中，提供了一种电容均衡电路的可行性方案，通过控制第十开关、第九开关、第八开关和第七开关可以实现均衡第一电容和第二电容电压的功能，并且该均衡过程可以是周期性地。
本申请实施例第二方面提供了一种直流-直流变换电路，包括：输入电感、第一电容、第二电容、飞跨电容、第一软开关单元和第二软开关单元。
第一软开关单元包括第一开关、第一电感、第一二极管和第一缓冲电路，第二软开关单元包括第二开关、第二电感、第二二极管和第二缓冲电路。
其中，第一开关、第二开关、第三开关和第四开关可以选择金属-氧化物半导体场效应晶体管或绝缘栅双极型晶体管。
电源、输入电感、第一二极管、第二二极管、第一电容和第二电容依次串联，其中，输入电感的第一端与电源的正极连接，输入电感的第二端与第一二极管的正极连接，第一二极管的负极与第二二极管的正极连接。
电源可以是任何能够输出电流的电路模块；当直流-直流变换电路应用于光伏发电系统中时，电源可以为光伏组件。
在输入电感的第二端与电源的负极之间并联有第一支路，第一支路包括依次串联的第一电感、第一开关、第二电感和第二开关，第一电感与输入电感的第二端连接。
飞跨电容的第一端连接在第一二极管和第二二极管之间，飞跨电容的第二端连接在第一开关和第二电感之间。
第一缓冲电路的第一端与第一二极管的正极连接，第一缓冲电路的第二端连接在第一电感和第一开关之间，第一缓冲电路的第三端与第一二极管的负极连接，第一缓冲电路的第四端与飞跨电容的第二端连接。
当第一开关处于断开状态时，第一缓冲电路用于将第一电感的能量转移到第一电容和第二电容。
第二缓冲电路的第一端与飞跨电容的第二端连接，第二缓冲电路的第二端连接在第二电感和第二开关之间，第二缓冲电路的第三端连接在第一电容和第二电容之间，第二缓冲电路的第四端与电源的负极连接。
当第二开关处于断开状态时，第二缓冲电路用于将第二电感的能量转移到第二电容。
基于第一方面，通过控制第一开关和第二开关的开关状态，能够改变直流-直流变换电路的工作状态，使得直流-直流变换电路能够以三电平工作，而直流-直流变换电路的结构决定了在直流-直流变换电路工作状态切换的过程中，不会引起共模电压发生变化，从而避免共模电流的产生；另外，在第一软开关单元中，第一二极管关断时的反向恢复过程能够得到有效抑制，在第二软开关单元中，第二二极管关断时的反向恢复过程也能够得到有效抑制，这样，第一二极管和第二二极管关断时的损耗大大降低，因此可以采用价格较低的硅二极管作为第一二极管和第二二极管，而不需为了降低损耗采用价格昂贵的碳化硅二极管作为第一二极管和第二二极管，进而可以降低直流-直流变换电路以及直流-直流变换电路所应用产品的成本。
基于第一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第一种实施方式：
第一缓冲电路包括第三二极管、第四二极管、第五二极管、第三电容和第四电容；
第三二极管的正极为第一缓冲电路的第二端，第三二极管的负极与第四二极管的正极连接；
第四二极管的负极与第五二极管的正极连接，第五二极管的负极为第一缓冲电路的第三端；
第三电容的第一端为第一缓冲电路的第一端，第三电容的第二端连接在第四二极管和第五二极管之间；
第四电容的第一端连接在第三二极管和第四二极管之间，第四电容的第二端为第一缓冲电路的第四端。
上述第一缓冲电路不仅能将第一电感的能量转移，而且能实现第一开关的零电压关断。
基于第一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第二种实施方式：
第二缓冲电路包括第六二极管、第八二极管、第九二极管、第五电容和第六电容；
第六二极管的正极为第二缓冲电路的第二端，第六二极管的负极与第八二极管的正极连接；
第八二极管的负极与第九二极管的正极连接，第九二极管的负极为第二缓冲电路的第三端；
第五电容的第一端为第二缓冲电路的第一端，第五电容的第二端连接在第八二极管和第九二极管之间；
第六电容的第一端连接在第六二极管和第八二极管之间，第六电容的第二端为第二缓冲电路的第四端。
上述第二缓冲电路不仅能将第二电感的能量转移，而且能实现第二开关的零电压关断。
基于第一方面，或第一方面的第一种实施方式，或第一方面的第二种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第三种实施方式：直流-直流变换电路还包括第七二极管；
第七二极管的正极与飞跨电容的第二端连接，第七二极管的负极连接在第一电容和第二电容之间。
第七二极管可以将第三开关两端的电压限制在第二电容两端的电压以下，使得第三开关不存在过压的风险，并且，在特定场景下还能够避免第二二极管在电路上电过程中被击穿。
基于第一方面，或第一方面的第一种实施方式，或第一方面的第二种实施方式，或第一方面的第三种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第四种实施方式：
直流-直流变换电路还包括电容均衡电路，电容均衡电路的第一端与第二二极管的负极连接，电容均衡电路的第二端连接第一电容和第二电容之间，电容均衡电路的第三端连接在电源的负极。
电容均衡电路能够均衡第一电容和第二电容的电压，避免直流-直流变换电路在长期工作的过程中出现第一电容和第二电容电压不同的情况。
基于第一方面，或第一方面的第一种实施方式，或第一方面的第二种实施方式，或第一方面的第三种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第五种实施方式：
直流-直流变换电路还包括逆变器；
逆变器的输入正端与第二二极管的负极连接，逆变器的母线电容中点与第一电容和第二电容之间的连接点连接，逆变器的输入负端连接在电源的负极；
逆变器在工作过程中，能够起到与电容均衡电路相同的作用，即能够均衡第一电容和第二电容的电压，避免直流-直流变换电路在长期工作的过程中出现第一电容和第二电容电压不同的情况。
基于第一方面的第五种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第六种实施方式：
电容均衡电路包括第二支路、第三支路和第四支路；
第二支路包括依次串联的第十一二极管、第十二极管、第四开关和第三开关，其中第十一二极管的负极与第二二极管的负极连接，第十一二极管的正极与第十二极管的正极连接，第三开关的第一端与第四开关连接，第三开关的第二端与电源的负极连接；
第三支路的第一端连接在第一电容和第二电容之间，第三支路的第二端连接在第十二极管和第四开关之间；
第四支路的第一端连接在第十二极管和第十一二极管之间，第四支路的第二端连接在第四开关和第三开关之间；
第四支路中串联有第七电容；
第四支路中还串联有第三电感或第三支路中串联有第三电感。
在该种实施方式中，提供了一种电容均衡电路的可行性方案，通过控制第四开关和第三开关可以实现均衡第一电容和第二电容电压的功能，并且该均衡过程可以是周期性地。
基于第一方面的第五种实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第七种实施方式：
电容均衡电路包括第五支路、第六支路和第七支路；
第五支路包括依次串联的第八开关、第七开关、第六开关和第五开关，其中第八开关的第一端与第二二极管的负极连接，第八开关的第二端与第七开关连接，第五开关的第一端与第六开关连接，第五开关的第二端与电源的负极连接；
第六支路的第一端连接在第一电容和第二电容之间，第六支路的第二端连接在第六开关和第七开关之间；
第七支路的第一端连接在第七开关和第八开关之间，第七支路的第二端连接在第五开关和第六开关之间；
第七支路中串联有第八电容；
第七支路中还串联有第四电感或第三支路中串联有第四电感。
在该种实施方式中，提供了一种电容均衡电路的可行性方案，通过控制第八开关、第七开关、第六开关和第五开关可以实现均衡第一电容和第二电容电压的功能，并且该均衡过程可以是周期性地。
从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：
电源的负极与第二电容之间通过导线直接连接，无论直流-直流变换电路的工作状态如何变化，电源的负极至第二电容的所有位置的电压都保持不变，即共模电压保持不变，所以不会产生共模电流；在一个工作周期内，改变第一开关和第三开关的状态，可以使直流-直流变换电路以三种不同工作状态工作，因此能够以三电平工作；并且，在第二开关开通过程中，由于第一电感的作用，第一二极管的电流缓慢下降，从而实现第一二极管的零电流关断，同理，在第四开关开通过程中，由于第二电感的作用，第二二极管的电流缓慢下降，从而实现第二二极管的零电流关断；因此，在本申请实施例直流-直流变换电路中，第一二极管和第二二极管的关断损耗较小，这样，便可以使用采用硅二极管作为第一二极管和第二二极管，而不必为了降低损耗而使用价格昂贵的碳化硅二极管作为第一二极管和第二二极管，因此能够降低直流-直流变换电路的成本，进而可以降低应用直流-直流变换电路的产品的成本。
附图说明
图1为本申请实施例中光伏发电系统的架构示意图；
图2为三电平电路的结构示意图；
图3为本申请实施例中直流-直流变换电路的第一实施例示意图；
图4为基于飞跨电容的升压斩波电路的第一实施例示意图；
图5为直流-直流变换电路处于第一工作状态时的电流路径的第一实施例示意图；
图6为直流-直流变换电路处于第二工作状态时的电流路径的第二实施例示意图；
图7为直流-直流变换电路处于第三工作状态时的电流路径的第三实施例示意图；
图8为直流-直流变换电路处于第四工作状态时的电流路径的第四实施例示意图；
图9为本申请实施例中直流-直流变换电路的第二实施例示意图；
图10为本申请实施例中直流-直流变换电路的第三实施例示意图；
图11为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第四实施例示意图；
图12为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第五实施例示意图；
图13为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第六实施例示意图；
图14为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第七实施例示意图；
图15为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第八实施例示意图；
图16为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第九实施例示例图；
图17为基于飞跨电容的升压斩波电路的第二实施例示意图；
图18为直流-直流变换电路处于第二工作状态时的电流路径的第五实施例示意图；
图19为直流-直流变换电路处于第三工作状态时的电流路径的第六实施例示意图；
图20为直流-直流变换电路处于第四工作状态时的电流路径的第七实施例示意图；
图21为本申请实施例中直流-直流变换电路的第十实施例示意图；
图22为本申请实施例中直流-直流变换电路的第十一实施例示意图；
图23为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十二实施例示意图；
图24为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十三实施例示意图；
图25为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十四实施例示意图；
图26为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十五实施例示意图；
图27为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十六实施例示意图。
具体实施方式
本申请实施例提供了一种直流-直流变换电路，能够在不产生共模电流的前提下，以三电平工作。
应理解，本申请实施例的直流-直流变换电路可以应用于任何直流变换的场景中，具体地，可以应用于光伏发电系统中，请参阅图1，本申请实施例中光伏发电系统的架构示意图。如图1所示，该光伏发电系统包括光伏组件、直流-直流变换电路、蓄电池组、逆变电路、直流负载、交流负载以及电网。
在该光伏发电系统中，太阳能被光伏组件转换成直流电能，直流电能通过直流-直流变换器升压，升压后的直流电能可以直接供给直流负载，可以存储至蓄电池组中，还可以继续通过逆变器转换成交流电能，交流电能可以直接供给交流负载，也可以并到电网中。
本申请实施例中的直流-直流变换电路应用在该光伏发电系统中，能够不产生共模电流，且还能够以三电平工作。为了更好地理解以三电平工作的过程，首先以一简单示例对以三电平工作的过程进行介绍。
请参阅图2，三电平变换电路的结构示意图。在图2所示的电路中，E1和E2为两个直流电源，直流电源E1的负极与直流电源E2的正极连接且该连接点接地，即连接点参考电压为0；开关Sa和开关Sc串联在直流电源E1正极与直流电源E2负极之间，开关Sb一端连接在直流电源E1的负极与直流电源E2的正极之间，另一端连接在开关Sa和开关Sc之间；在工作过程中，开关Sa、Sb和Sc的状态不同，输出电压Vout不同。
具体地，若Sa闭合，Sb和Sc断开，输出电压Vout为E1；若Sb闭合，Sa和Sc断开，输出电压Vout为0；若Sc闭合，Sa和Sb断开，输出电压Vout为-E2；由此可以看出，图2所示的电路可以输出E1、0和-E2三个电平。
基于上述示例，可以初步了解电路以三电平工作的过程。下面将对本申请实施例中直流-直流变换电路以三电平工作的过程进行具体说明。
首先，需要说明的是，本申请实施例中的直流-直流变换电路是在基于飞跨电容(flying capacitor)的升压斩波电路上新增元器件构成的，当新增的元器件中包含开关元器件时，直流-直流变换电路又叫有源直流-直流变换电路，当新增的元器件中不包含开关元器件时，直流-直流变换电路又叫无源直流-直流变换电路，因此下面会分别对有源直流-直流变换电路和无源直流-直流变换电路进行介绍，这里先对有源直流-直流变换电路进行介绍。
请参阅图3，本申请实施例中直流-直流变换电路的第一实施例示意图。本申请实施例提供了一种直流-直流变换电路的第一实施例，包括：输入电感L、第一电容C1、第二电容C2、飞跨电容Cf、第一软开关单元100和第二软开关单元200。
第一软开关单元100包括第一开关S1、第二开关S2、第一电感Lr1、第一二极管D1和第一缓冲电路；第二软开关单元200包括第三开关S3、第四开关S4、第二电感Lr2、第二二极管D2和第二缓冲电路。
其中，第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4可以选择金属-氧化物半导体场效应晶体管或绝缘栅双极型晶体管。
电源、输入电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2依次串联，其中，输入电感L的第一端1与电源的正极连接，输入电感L的第二端2与第一二极管D1的正极连接，第一二极管D1的负极与第二二极管D2的正极连接。
可以理解的是，电源可以是任何能够输出电流的电路模块；当直流-直流变换电路应用于光伏发电系统中时，电源可以为光伏组件。
在输入电感L的第二端2与电源的负极之间并联有第一支路和第二支路，第一支路包括依次串联的第一开关S1和第三开关S3，第二支路包括依次串联的第一电感Lr1、第二开关S2、第二电感Lr2和第四开关S4，第一开关S1和第一电感Lr1均与输入电感L的第二端2连接。
从图3中可以看出，第一电感Lr1与第二开关S2串联，第一电感Lr1与第二开关S2整体并联在第一开关S1两端，同样地，第二电感Lr2和第四开关S4串联，第二电感Lr2和第四开关S4整体并联在第三开关S3两端。
飞跨电容Cf的第一端3连接在第一二极管D1和第二二极管D2之间，飞跨电容Cf的第二端4连接在第一开关S1和第三开关S3之间，且飞跨电容Cf的第二端4还连接在第二开关S2和第二电感Lr2之间。
第一缓冲电路的第一端5与第一二极管D1的正极连接，第一缓冲电路的第二端6连接在第一电感Lr1和第二开关S2之间，第一缓冲电路的第三端7与第一二极管D1的负极连接。
在第二开关S2断开后，第一缓冲电路用于将第一电感Lr1的能量转移到飞跨电容Cf，或转移到第一电容C1与第二电容C2；
第二缓冲电路的第一端8与飞跨电容Cf的第二端4连接，第二缓冲电路的第二端9连接在第二电感Lr2和第四开关S4之间，第二缓冲电路的第三端10连接在第一电容C1和第二电容C2之间。
在第四开关S4断开后，第二缓冲电路用于将第二电感Lr2的能量转移到第二电容C2。
基于上述电路结构，下面对本申请实施例中直流-直流变换电路的工作状态进行分析。这里首先假设输入电感L、第一电容C1、第二电容C2和飞跨电容Cf均足够大，以保证直流-直流变换电路在工作过程中，飞跨电容Cf两端电压Vf以及第一电容C1和第二电容C2两端的输出电压Vout基本保持不变。
可以理解的是，输入电感L、第一开关S1、第三开关S3、第一二极管D1、第二二极管D2、飞跨电容Cf、第一电容C1和第二电容C2构成了如图4所示的基于飞跨电容Cf的升压斩波电路，根据基于飞跨电容Cf的升压斩波电路的工作原理可知，图4所示的电路在正常工作时，输出电压Vout大于电源电压Vin，第一电容C1和第二电容C2的电压始终保持相同；并且，通过控制信号改变第一开关S1和第三开关S3的开关状态，可以使本申请实施例中的直流-直流变换电路以以下四种工作状态工作。
请参阅图5，直流-直流变换电路处于第一工作状态时的电流路径的第一实施例示意图。当直流-直流变换电路处于第一工作状态时，第一开关S1和第三开关S3处于断开状态，电流由电源的正极流出，依次经过输入电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2流入电源的负极，输入电感L向第一电容C1和第二电容C2充电，输入电感L与第一开关S1之间的连接点的电压为Vout。
请参阅图6，直流-直流变换电路处于第二工作状态时的电流路径的第二实施例示意图。当直流-直流变换电路处于第二工作状态时，第一开关S1处于闭合状态，第三开关S3处于断开状态，电流由电源的正极流出，依次经过输入电感L、第一开关S1、飞跨电容Cf、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2流入电源的负极，输入电感L和飞跨电容Cf共同向第一电容C1和第二电容C2充电，输入电感L与第一开关S1之间的连接点的电压为Vout–Vf。
请参阅图7，直流-直流变换电路处于第三工作状态时的电流路径的第三实施例示意图。当直流-直流变换电路处于第三工作状态时，第三开关S3处于闭合状态，第一开关S1处于断开状态，电流由电源的正极流出，依次经过输入电感L、第一二极管D1、飞跨电容Cf和第三开关S3流入电源的负极，电源向输入电感L和飞跨电容Cf充电，输入电感L与第一开关S1之间的连接点的电压为Vf。
请参阅图8，直流-直流变换电路处于第四工作状态时的电流路径的第四实施例示意图。当直流-直流变换电路处于第四工作状态时，第一开关S1和第三开关S3处于闭合状态，电流由电源的正极流出，依次经过第一开关S1和第三开关S3流入电源的负极，电源向输入电感L充电，输入电感L与第一开关S1之间的连接点的电压为0。
当控制信号的占空比D大于0.5时，在一个工作周期内，直流-直流变换电路会依次以第二工作状态、第四工作状态和第三工作状态工作，实现三电平输出；当控制信号的占空比D小于0.5时，在一个工作周期内，直流-直流变换电路会依次以第二工作状态、第一工作状态和第三工作状态工作，实现三电平输出。并且，由于电源的负极与第二电容C2之间通过导线直接连接，无论直流-直流变换电路的工作状态如何变化，电源的负极与第二电容C2之间的任何位置的电压均不变，即共模电压不变，因此不会产生共模电流。
应理解，随着第一开关S1和第三开关S3工作状态的切换，第一二极管D1和第二二极管D2的工作状态也会在导通和关断之间不断切换。由于第一二极管D1和第二二极管D2在关断时均存在反向恢复过程，而反向恢复过程会产生额外的损耗，并且损耗随切换频率的增加而逐渐增大。所以，在图4所示的电路的基础上，本申请实施例增加第一电感Lr1、第二开关S2和第一缓冲电路，与第一二极管D1和第一开关S1构成第一软开关单元100，通过控制第一开关S1和第二开关S2的闭合时间抑制第一二极管D1关断时的反向恢复过程，并增加第二电感Lr2、第四开关S4和第二缓冲电路，与第二开关S2和第二二极管D2构成第二软开关单元200，通过控制第三开关S3和第四开关S4的导通时间抑制第二二极管D2关断时的反向恢复过程。下面对第一软开关单元100和第二软开关单元200的工作过程进行具体说明。
在第一软开关单元100中，先假设第一开关S1处于断开状态，第一二极管D1处于导通状态；在闭合第一开关S1前，先闭合第二开关S2，由于第一电感Lr1的作用，第二开关S2的电流由零开始缓慢增加，实现了第二开关S2的零电流开通，并且，第一二极管D1的电流缓慢下降，抑制了第一二极管D1的反向恢复过程；当第一二极管D1的电流下降为零时，第一二极管D1关断；随着第一电感Lr1的电流不断增加，第一开关S1两端电压不断下降，当第一开关S1两端电压为零时，闭合第一开关S1，从而实现第一开关S1的零电压开通，然后断开第二开关S2。
由于第一电感Lr1存储有能量，若不将第一电感Lr1中的能量转移，则在下一次闭合第二开关S2时，会对第二开关S2造成瞬时的电流冲击，使得第二开关S2的电流不能从零开始缓慢上升，同时第一二极管D1的电流也不能缓慢下降，导致抑制第一二极管D1的反向恢复效果变差，因此为了保证每次闭合第二开关S2时，都能有效地抑制第一二极管D1的反向恢复，并能够实现第二开关S2的零电流开通，在断开第二开关S2后，通过第一缓冲电路对第一电感Lr1的能量进行转移。
第一缓冲电路在对第一电感Lr1的能量转移的过程中，当第三开关S3处于闭合状态时，电流从第一缓冲电路流出，依次经飞跨电容Cf和第三开关S3流入电源的负极，在这个过程中，第一电感Lr1的能量被第一缓冲电路转移到飞跨电容Cf；当第三开关S3处于断开状态时，电流从第一缓冲电路流出，依次经第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2流入电源的负极，在这个过程中，第一电感Lr1的能量被第一缓冲电路转移到第一电容C1与第二电容C2。
同理，在第二软开关单元200中，假设第三开关S3处于断开状态，第二二极管D2处于导通状态；在闭合第三开关S3前，先闭合第四开关S4，由于第二电感Lr2的作用，第四开关S4的电流由零开始缓慢增加，实现了第四开关S4的零电流开通，并且，第二二极管D2的电流缓慢下降，抑制了第二二极管D2的反向恢复过程；当第二二极管D2的电流下降为零时，第二二极管D2关断；随着第二电感Lr2的电流不断增加，第三开关S3两端电压不断下降，当第三开关S3两端电压为零时，闭合第三开关S3，从而实现第三开关S3的零电压开通，然后断开第四开关S4。
由于第二电感Lr2也存储有能量，为了保证每次闭合第四开关S4时，都能有效地抑制第二二极管D2的反向恢复，并能够实现第四开关S4的零电流开通，在断开第四开关S4后，通过第二缓冲电路对第二电感Lr2的能量进行转移。
具体地，电流从第二缓冲电路流出，经第二电容C2流入电源的负极，在这个过程中，第二电感Lr2的能量被第二缓冲电路转移到第二电容C2。
基于上述分析可知，在本申请实施例中，第一二极管D1和第二二极管D2关断时的反向恢复过程均能够得到有效抑制，从而可以降低第一二极管D1和第二二极管D2关断时的损耗，因此可以采用价格较低的硅二极管作为第一二极管D1和第二二极管D2，而不需为了降低损耗采用价格昂贵的碳化硅二极管作为第一二极管D1和第二二极管D2，进而可以降低直流-直流变换电路以及直流-直流变换电路所应用产品的成本。
应理解，第一缓冲电路和第二缓冲电路的结构有多种，下面将以一种结构为例，分别对第一缓冲电路和第二缓冲电路进行具体介绍。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，请参阅图9，本申请实施例中直流-直流变换电路的第二实施例示意图，在该实施例中，第一缓冲电路包括第三二极管D3、第四二极管D4和第三电容C3；
第三二极管D3的正极为第一缓冲电路的第二端6，第三二极管D3的负极与第四二极管D4的正极连接，第四二极管D4的负极为第一缓冲电路的第三端7；
第三电容C3的第一端为第一缓冲电路的第一端5，第三电容C3的第二端连接在第三二极管D3和第四二极管D4之间。
基于上述第一缓冲电路，第一软开关单元100的工作过程如下：
先闭合第二开关S2，第二开关S2的电流由零开始缓慢增加，实现了第二开关S2的零电流开通，并且，第一二极管D1的电流缓慢下降，抑制了第一二极管D1的反向恢复过程；当第一二极管D1的电流下降为零时，第一二极管D1关断；随着第一电感Lr1的电流不断增加，第一开关S1两端电压逐渐降低至零，此时，闭合第一开关S1，实现第一开关S1的零电压导通，然后断开第二开关S2；在第二开关S2闭合期间，第一缓冲电路不工作，第三电容C3两端电压始终为零。
当第二开关S2断开时，第一电感Lr1通过第三二极管D3和第三电容C3续流，第一电感Lr1向第三电容C3充电，第三电容C3两端的电压不断升高，且第三电容C3与第三二极管D3连接一端的电压为正电压，使得第一二极管D1承受反向电压，最终第一电感Lr1的能量完全被转移至第三电容C3。
当第一开关S1断开时，电流从电源的正极流出，具体流向与第三开关S3的状态相关，而由于第一二极管D1承受反向电压，所以第一二极管D1处于关断状态；当第三开关S3处于闭合状态时，电流依次经输入电感L、第三电容C3、第四二极管D4、飞跨电容Cf和第三开关S3，最终流入电源的负极，在这个过程中，第三电容C3向飞跨电容Cf充电，这样，第三电容C3的能量被转移至飞跨电容Cf，即第一电感Lr1的能量被转移至飞跨电容Cf；当第三开关S3处于断开状态时，电流依次经输入电感L、第三电容C3、第四二极管D4、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2，最终流入电源的负极，在这个过程中，第三电容C3向第一电容C1和第二电容C2充电，这样，第三电容C3的能量被转移至第一电容C1和第二电容C2，即第一电感Lr1的能量被转移至第一电容C1和第二电容C2；随着第三电容C3的不断放电，第一二极管D1两端的反向电压逐渐下降，当第一二极管D1两端的反向电压降为零时，第一二极管D1自然导通。
需要说明的是，在本申请实施例中，可以合理设置第一软开关单元100中各元器件的参数，使得第三电容C3经第一电感Lr1充电后，第三电容C3两端的电压与飞跨电容Cf两端的电压相等，由第一开关S1、第三电容C3、第四二极管D4和飞跨电容Cf构成回路可知，在断开时，第一开关S1两端的电压为零，可以实现第一开关S1的零电压关断。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，请参阅图9，第二缓冲电路包括第五二极管D5、第六二极管D6和第四电容C4；
第五二极管D5的正极为第二缓冲电路的第二端9，第五二极管D5的负极与第六二极管D6的正极连接，第六二极管D6的负极为第二缓冲电路的第三端10；
第四电容C4的第一端为第二缓冲电路的第一端8，第四电容C4的第二端连接在第五二极管D5和第六二极管D6之间。
基于上述第二缓冲电路，第二软开关单元200的工作过程如下：
先闭合第四开关S4，第四开关S4的电流由零开始缓慢增加，实现了第四开关S4的零电流开通，并且，第二二极管D2的电流缓慢下降，抑制了第二二极管D2的反向恢复过程；当第二二极管D2的电流下降为零时，第二二极管D2关断；随着第二电感Lr2的电流不断增加，第三开关S3两端电压逐渐降低至零，此时，闭合第三开关S3，实现第三开关S3的零电压导通，然后断开第四开关S4；在第四开关S4闭合期间，第二缓冲电路不工作，第四电容C4两端电压始终为零。
当第四开关S4断开时，第二电感Lr2通过第五二极管D5和第四电容C4续流，第二电感Lr2向第四电容C4充电，第四电容C4两端的电压不断升高，且第四电容C4与第五二极管D5连接一端的电压为正电压，使得第二二极管D2承受反向电压，最终第二电感Lr2的能量完全被转移至第四电容C4。
当第三开关S3断开时，电流从电源的正极流出，具体流向与第一开关S1的状态相关，而由于第二二极管D2承受反向电压，所以第二二极管D2处于关断状态；当第一开关S1处于闭合状态时，电流依次经输入电感L、第一开关S1、第四电容C4、第六二极管D6和第二电容C2，最终流入电源的负极，在这个过程中，第四电容C4向第二电容C2充电，这样，第四电容C4的能量被转移至第二电容C2，即第二电感Lr2的能量被转移至第二电容C2；当第一开关S1处于断开状态时，电流依次经输入电感L、第一二极管D1、飞跨电容Cf、第四电容C4、第六二极管D6和第二电容C2，最终流入电源的负极，在这个过程中，第四电容C4也向第二电容C2充电，这样，第四电容C4的能量被转移至第二电容C2，即第二电感Lr2的能量被转移至第二电容C2；随着第四电容C4的不断放电，第二二极管D2两端的反向电压逐渐下降，当第二二极管D2两端的反向电压降为零时，第二二极管D2自然导通。
需要说明的是，在本申请实施例中，可以合理设置第二软开关单元200中各元器件的参数，使得第四电容C4经第二电感Lr2充电后，第四电容C4两端的电压与第二电容C2两端的电压相等，由第三开关S3、第四电容C4、第六二极管D6和第二电容C2构成回路可知，在断开时，第二开关S2两端的电压为零，可以实现第二开关S2的零电压关断。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，请参阅图10，本申请实施例中直流-直流变换电路的第三实施例示意图，直流-直流变换电路还包括第七二极管D7；
第七二极管D7的正极与飞跨电容Cf的第二端4连接，第七二极管D7的负极连接在第一电容C1和第二电容C2之间。
在本申请实施例中，通过设置第七二极管D7，可以将第三开关S3两端的电压限制在第二电容C2两端的电压以下，使得第三开关S3不存在过压的风险，并且，在特定场景下还能够避免第二二极管D2在电路上电过程中被击穿。
例如，在实际应用中，可以将多个本申请实施例中的直流-直流变换电路的输出端并联使用，在并联使用过程中，各个直流-直流变换电路的上电时间可能不同，当其中一个直流-直流变换电路上电完成后，所有直流-直流变换电路中第一电容C1和第二电容C2两端的电压会建立为输出电压Vout，而在未上电的直流-直流变换电路中，飞跨电容Cf两端的电压仍为零。
在不设置第七二极管D7的情况下，当接通电源并闭合第三开关S3为飞跨电容Cf充电的瞬间，第二二极管D2会承受整个输出电压Vout；在设置第七二极管D7的情况下，可以先不闭合第三开关S3，而是通过电源的正极、输入电感L、飞跨电容Cf、第七二极管D7、第二电容C2以及电源的负极形成的闭合回路对飞跨电容Cf预充电，当飞跨电容Cf的电压等于第一电容C1两端的电压时，待预充电结束，然后再闭合第三开关S3对飞跨电容Cf继续充电，此时第二二极管D2承受的电压仅为第二电容C2两端的电压，即为输出电压Vout的一半；因此，第二二极管D2能够避免第二二极管D2因承受整个输出电压Vout而导致击穿。
应理解，由于第一电感Lr1的能量被转移至飞跨电容Cf或被转移至第一电容C1和第二电容C2，而第二电感Lr2的能量仅被转移至第二电容C2，所以随着工作时间的增长，本申请实施例中的直流-直流变换电路将出现第一电容C1电压和第二电容C2电压不相等的情况，并且工作时间越长，第一电容C1电压和第二电容C2电压相差越大。
因此在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，在第一电容C1和第二电容C2两端增加电容均衡电路，用于均衡第一电容C1和第二电容C2的电压；其中，电容均衡电路的第一端11与第二二极管D2的负极连接，电容均衡电路的第二端12连接第一电容C1和第二电容C2之间，电容均衡电路的第三端13连接在电源的负极。
需要说明的是，电容均衡电路可以有多种结构，下面将举例对电容均衡电路的结构进行具体说明。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，请参阅图11，本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第四实施例示意图，直流-直流变换电路还包括逆变器；
逆变器的输入正端与第二二极管D2的负极连接，逆变器的母线电容中点与第一电容C1和第二电容C2之间的连接点连接，逆变器的输入负端连接在电源的负极；
可以理解的是，逆变器本身就能够均衡第一电容C1和第二电容C2的电压，因此，当直流-直流变换电路的输出端还连接有逆变器时，逆变器则相当于电容均衡电路。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，电容均衡电路包括第三支路、第四支路和第五支路；
第三支路包括依次串联的第九二极管D9、第八二极管D8、第六开关S6和第五开关S5，其中第九二极管D9的负极与第二二极管D2的负极连接，第九二极管D9的正极与第八二极管D8的负极连接，第五开关S5的第一端与第六开关S6连接，第五开关S5的第二端与电源的负极连接；
第四支路的第一端连接在第一电容C1和第二电容C2之间，第四支路的第二端连接在第八二极管D8和第六开关S6之间；
第五支路的第一端连接在第八二极管D8和第九二极管D9之间，第五支路的第二端连接在第六开关S6和第五开关S5之间；
第五支路中串联有第五电容C5；
第五支路中还串联有第三电感Lr3或第四支路中串联有第三电感Lr3。
当第五支路中串联有第三电感Lr3时，本申请实施例提供的直流-直流变换电路如图12所示，图12为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第五实施例示意图；当第四支路中串联有第三电感Lr3时，本申请实施例提供的直流-直流变换电路如图13所示，图13为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第六实施例示意图。
由于图12所示的直流-直流变换电路与图13所示的直流-直流变换电路相比，区别仅在于第三电感Lr3的位置不同，而其他结构及工作过程均相同，因此下面将以图12所示的直流-直流变换电路为例对电容均衡电路的工作过程进行说明。
首先，需要说明的是，在电容均衡电路中，起初会对第五电容C5充电，直到第五电容C5两端的电压与第一电容C1两端的电压、第二电容C2两端的电压相等。随着直流-直流变换电路工作时间的延长，第二电容C2两端的电压将高于第一电容C1两端的电压，此时闭合第五开关S5，第二电容C2将会向第五电容C5充电，使得第二电容C2两端的电压降低，待第二电容C2两端的电压与第五电容C5两端的电压相等时充电结束，此时，断开第五开关S5，闭合第六开关S6，第五电容C5将向第一电容C1充电，使得第一电容C1电压升高，不断执行上述过程，从而可以达到均衡第一电容C1和第二电容C2电压的目的。
在上述电压均衡过程中，第三电感Lr3起到缓冲的作用，而第八二极管D8和第九二极管D9起到限制电流流向的作用；另外，需要说明的是，上述电压均衡的过程可以是周期性地进行。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，电容均衡电路包括第六支路、第七支路和第八支路；
第六支路包括依次串联的第十开关S10、第九开关S9、第八开关S8和第七开关S7，其中第十开关S10的第一端与第二二极管D2的负极连接，第十开关S10的第二端与第九开关S9连接，第七开关S7的第一端与第八开关S8连接，第七开关S7的第二端与电源的负极连接；
第七支路的第一端连接在第一电容C1和第二电容C2之间，第七支路的第二端连接在第八开关S8和第九开关S9之间；
第八支路的第一端连接在第九开关S9和第十开关S10之间，第八支路的第二端连接在第七开关S7和第八开关S8之间；
第八支路中串联有第六电容C6；
第八支路中还串联有第四电感Lr4或第四支路中串联有第四电感Lr4。
当第八支路中串联有第四电感Lr4时，本申请实施例提供的直流-直流变换电路如图14所示，图14为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第七实施例示意图；当第四支路中串联有第四电感Lr4时，本申请实施例提供的直流-直流变换电路如图15所示，图15为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第八实施例示意图。
由于图14所示的直流-直流变换电路与图15所示的直流-直流变换电路相比，区别仅在于第三电感Lr3的位置不同，而其他结构及工作过程均相同，因此下面将以图14所示的直流-直流变换电路为例对电容均衡电路的工作过程进行说明。
与图12所示的直流-直流变换电路相同，在电容均衡电路中，起初也会对第六电容C6充电，直到第六电容C6两端的电压与第一电容C1两端的电压、第二电容C2两端的电压相等。随着直流-直流变换电路工作时间的延长，第二电容C2两端的电压将高于第一电容C1两端的电压，此时闭合第九开关S9和第七开关S7，第二电容C2将会向第六电容C6充电，使得第二电容C2的电压降低，待第二电容C2两端的电压与第六电容C6两端的电压相等时充电结束，此时，断开第九开关S9和第七开关S7，闭合第十开关S10和第八开关S8，第六电容C6将向第一电容C1充电，使得第一电容C1两端的电压升高，不断执行上述过程，从而可以达到均衡第一电容C1和第二电容C2电压的目的。
在上述电压均衡过程中，第四电感Lr4在上述过程中起到缓冲的作用；另外，需要说明的是，上述电压均衡的过程可以是周期性地进行。
对比图3和图4可知，图3所示的本申请实施例的直流-直流变换电路，在图4所示的基于飞跨电容Cf的升压斩波电路的基础上，新增了元器件构成了第一软开关单元100和第二软开关单元200，由于第一软开关单元100中包含了新增的第二开关S2，第二软开关单元200中包含了新增的第四开关S4，所以，第一软开关单元100和第二软开关单元200又叫有源软开关单元，对应地，图3所示的直流-直流变换电路为有源直流-直流变换电路；上述是对有源直流-直流变换电路进行的介绍，下面将对由无源软开关单元构成的无源直流-直流变换电路进行具体介绍。
请参阅图16，本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第九实施例示例图。
本申请实施例提供了一种直流-直流变换电路的一个实施例，包括：输入电感L、第一电容C1、第二电容C2、飞跨电容Cf、第一软开关单元300和第二软开关单元400。
第一软开关单元300包括第一开关S1、第一电感Lr1、第一二极管D1和第一缓冲电路，第二软开关单元400包括第二开关S2、第二电感Lr2、第二二极管D2和第二缓冲电路。
其中，第一开关S1和第二开关S2可以选择金属-氧化物半导体场效应晶体管或绝缘栅双极型晶体管。
电源、输入电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2依次串联，其中，输入电感L的第一端1与电源的正极连接，输入电感L的第二端2与第一二极管D1的正极连接，第一二极管D1的负极与第二二极管D2的正极连接。
可以理解的是，电源可以是任何能够输出电流的电路模块；当直流-直流变换电路应用于光伏发电系统中时，电源可以为光伏组件。
在输入电感L的第二端2与电源的负极之间并联有第一支路，第一支路包括依次串联的第一电感Lr1、第一开关S1、第二电感Lr2和第二开关S2，第一电感Lr1与输入电感L的第二端2连接，如图16所示，第二开关S2与电源的负极连接。
飞跨电容Cf的第一端3连接在第一二极管D1和第二二极管D2之间，飞跨电容Cf的第二端4连接在第一开关S1和第二电感Lr2之间；
第一缓冲电路的第一端5与第一二极管D1的正极连接，第一缓冲电路的第二端6连接在第一电感Lr1和第一开关S1之间，第一缓冲电路的第三端7与第一二极管D1的负极连接，第一缓冲电路的第四端8与飞跨电容Cf的第二端4连接；
在第一开关S1断开后，第一缓冲电路用于将第一电感Lr1的能量转移到飞跨电容Cf，或转移到第一电容C1与第二电容C2。
第二缓冲电路的第一端9与飞跨电容Cf的第二端4连接，第二缓冲电路的第二端10连接在第二电感Lr2和第二开关S2之间，第二缓冲电路的第三端11连接在第一电容C1和第二电容C2之间，第二缓冲电路的第四端12与电源的负极连接；
在第二开关S2断开后，第二缓冲电路用于将第二电感Lr2的能量转移到第二电容C2。
基于上述电路结构，下面对本申请实施例中直流-直流变换电路的工作状态进行分析。这里也假设输入电感L、第一电容C1、第二电容C2和飞跨电容Cf均足够大，以保证直流-直流变换电路在工作过程中，飞跨电容Cf两端电压Vf以及第一电容C1和第二电容C2两端的输出电压Vout基本保持不变。
与前述实施例类似，输入电感L、第一开关S1、第二开关S2、第一二极管D1、第二二极管D2、飞跨电容Cf、第一电容C1和第二电容C2可以构成图17所示的基于飞跨电容Cf的升压斩波电路，根据基于飞跨电容Cf的升压斩波电路的工作原理可知，图17所示的升压斩波电路在正常工作时，输出电压Vout大于电源电压Vin，第一电容C1和第二电容C2的电压始终保持相同；并且，通过控制信号改变第一开关S1和第二开关S2的开关状态，可以使本申请实施例中的直流-直流变换电路以以下四种工作状态工作。
当直流-直流变换电路处于第一工作状态时，电流路径示意图与图5所示的相同，第一开关S1和第二开关S2处于断开状态，电流由电源的正极流出，依次经过输入电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2流入电源的负极，输入电感L向第一电容C1和第二电容C2充电，输入电感L与第一开关S1之间的连接点处的电压为Vout。
请参阅图18，直流-直流变换电路处于第二工作状态时的电流路的第五实施例径示意图。当直流-直流变换电路处于第二工作状态时，第一开关S1处于闭合状态，第二开关S2处于断开状态，电流由电源的正极流出，依次经过输入电感L、第一开关S1、飞跨电容Cf、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2流入电源的负极，输入电感L和飞跨电容Cf共同向第一电容C1和第二电容C2充电，输入电感L与第一开关S1之间的连接点处的电压为Vout–Vf。
请参阅图19，直流-直流变换电路处于第三工作状态时的电流路径的第六实施例示意图。当直流-直流变换电路处于第三工作状态时，第二开关S2处于闭合状态，第一开关S1处于断开状态，电流由电源的正极流出，依次经过输入电感L、第一二极管D1、飞跨电容Cf和第二开关S2流入电源的负极，电源向输入电感L和飞跨电容Cf充电，输入电感L与第一开关S1之间的连接点处的电压为Vf。
请参阅图20，直流-直流变换电路处于第四工作状态时的电流路径的第七实施例示意图。当直流-直流变换电路处于第四工作状态时，第一开关S1和第二开关S2处于闭合状态，电流由电源的正极流出，依次经过第一开关S1和第二开关S2流入电源的负极，电源向输入电感L充电，输入电感L与第一开关S1之间的连接点处的电压为0。
当控制信号的占空比D大于0.5时，在一个工作周期内，直流-直流变换电路会依次以第二工作状态、第四工作状态和第三工作状态工作，实现三电平输出；当控制信号的占空比D小于0.5时，在一个工作周期内，直流-直流变换电路会依次以第二工作状态、第一工作状态和第三工作状态工作，实现三电平输出。并且，由于电源的负极与第二电容C2之间通过导线直接连接，无论直流-直流变换电路的工作状态如何变化，电源的负极与第二电容C2之间的任何位置的电压均不变，即共模电压不变，因此不会产生共模电流。
应理解，随着第一开关S1和第二开关S2开关状态的切换，第一二极管D1和第二二极管D2的工作状态也会在导通和关断之间不断切换。由于第一二极管D1和第二二极管D2在关断时均存在反向恢复过程，而反向恢复过程会产生额外的损耗，并且损耗随切换频率的增加而逐渐增大。所以，在图17所示的升压斩波电路的基础上，本申请实施例增加第一电感Lr1和第一缓冲电路，与第一二极管D1和第一开关S1构成第一软开关单元300，以抑制第一二极管D1关断时的反向恢复过程，并增加第二电感Lr2和第二缓冲电路，与第二开关S2和第二二极管D2构成第二软开关单元400，以抑制第二二极管D2关断时的反向恢复过程。下面对第一软开关单元300和第二软开关单元400的工作过程进行具体说明。
在第一软开关单元300中，先假设第一开关S1处于断开状态，第一二极管D1处于导通状态；然后闭合第一开关S1，由于第一电感Lr1的作用，第一开关S1的电流由零开始缓慢增加，实现了第一开关S1的零电流开通，并且，第一二极管D1的电流缓慢下降，抑制了第一二极管D1的反向恢复过程；当第一二极管D1的电流下降为零时，第一二极管D1关断。
由于第一电感Lr1存储有能量，若不将第一电感Lr1中的能量转移，则在下一次闭合第一开关S1时，会对第一开关S1造成瞬时的电流冲击，使得第一开关S1的电流不能从零开始缓慢上升，同时第一二极管D1的电流也不能缓慢下降，导致抑制第一二极管D1的反向恢复效果变差，因此为了保证每次闭合第一开关S1时，都能有效地抑制第一二极管D1的反向恢复，在断开第一开关S1后，通过第一缓冲电路对第一电感Lr1的能量进行转移。
第一缓冲电路在对第一电感Lr1的能量转移的过程中，当第二开关S2处于闭合状态时，电流从第一缓冲电路流出，依次经飞跨电容Cf和第二开关S2流入电源的负极，在这个过程中，第一电感Lr1的能量被第一缓冲电路转移到飞跨电容Cf；当第二开关S2处于断开状态时，电流从第一缓冲电路流出，依次经第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2流入电源的负极，在这个过程中，第一电感Lr1的能量被第一缓冲电路转移到第一电容C1与第二电容C2。
同理，在第二软开关单元400中，先假设第二开关S2处于断开状态，第二二极管D2处于导通状态；然后闭合第二开关S2，由于第二电感Lr2的作用，第二开关S2的电流由零开始缓慢增加，实现了第二开关S2的零电流开通，并且，第二二极管D2的电流缓慢下降，抑制了第二二极管D2的反向恢复过程；当第二二极管D2的电流下降为零时，第二二极管D2关断。
由于第二电感Lr2也存储有能量，所以基于与第一软开关单元300相同的原因，为了保证每次闭合第二开关S2时，都能有效地抑制第二二极管D2的反向恢复，在断开第二开关S2后，通过第二缓冲电路对第二电感Lr2的能量进行转移；具体地，在第二缓冲电路在对第二电感Lr2的能量转移的过程中，电流从第二缓冲电路流出，可以经第二电容C2流入电源的负极，在这个过程中，第二电感Lr2的能量被第二缓冲电路转移到第二电容C2。
基于上述分析可知，在本申请实施例中，第一二极管D1和第二二极管D2关断时的反向恢复过程均能够得到有效抑制，从而可以降低第一二极管D1和第二二极管D2的损耗，因此可以采用价格较低的硅二极管作为第一二极管D1和第二二极管D2，而不需为了降低损耗采用价格昂贵的碳化硅二极管作为第一二极管D1和第二二极管D2，进而可以降低直流-直流变换电路的成本。
应理解，第一缓冲电路和第二缓冲电路的结构有多种，下面将以一种结构为例，分别对第一缓冲电路和第二缓冲电路进行具体介绍。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，请参阅图21，本申请实施例中直流-直流变换电路的第十实施例示意图，在该实施例中，第一缓冲电路包括第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第三电容C3和第四电容C4；
第三二极管D3的正极为第一缓冲电路的第二端6，第三二极管D3的负极与第四二极管D4的正极连接；
第四二极管D4的负极与第五二极管D5的正极连接，第五二极管D5的负极为第一缓冲电路的第三端7；
第三电容C3的第一端为第一缓冲电路的第一端5，第三电容C3的第二端连接在第四二极管D4和第五二极管D5之间；
第四电容C4的第一端连接在第三二极管D3和第四二极管D4之间，第四电容C4的第二端为第一缓冲电路的第四端8。
基于上述第一缓冲电路，第一软开关单元300的工作过程如下：
首先，需要说明的是，当第一开关S1处于断开状态，第一二极管D1处于导通状态时，第四电容C4两端的电压等于飞跨电容Cf两端的电压，并且第四电容C4与飞跨电容Cf连接一端电压为负电压；此时，闭合第一开关S1，第一开关S1的电流由零开始缓慢增加，实现了第一开关S1的零电流开通，并且，第一二极管D1的电流缓慢下降，抑制了第一二极管D1的反向恢复过程；当第一二极管D1的电流下降为零时，第一二极管D1关断；在第一开关S1闭合后，电流从电源的正极流出，经输入电感L、第一电感Lr1和第一开关S1流向飞跨电容Cf，同时，第一电感Lr1、第一开关S1、第四电容C4、第四二极管D4和第三电容C3构成的闭合回路开始第一次谐振，第四电容C4向第三电容C3和第一电感Lr1充电，待第四电容C4两端电压降为零时，第三二极管D3自然导通，第一次谐振结束，第四电容C4两端的电压维持零不变，而第一电感Lr1、第三二极管D3、第四二极管D4和第三电容C3构成的闭合回路开始第二次谐振，第一电感Lr1向第三电容C3充电，待第三电容C3的电流为零时，第二次谐振结束，第三二极管D3和第四二极管D4自然关断，第三电容C3两端的电压保持不变，第一二极管D1承受反向电压。
当第一开关S1断开时，第一电感Lr1通过第三二极管D3续流，电流依次经第一电感Lr1、第三二极管D3和第四电容C4流向飞跨电容Cf，第一电感Lr1向第四电容C4充电，由于第四电容C4两端的电压从零开始不断升高，所以实现了第一开关S1的零电压关断；待第四电容C4两端的电压升高至与飞跨电容Cf两端的电压相等时，第四二极管D4和第五二极管D5自然导通，此时，一部分电流依次流经第一电感Lr1、第三二极管D3、第四二极管D4和第五二极管D5，在这个过程中第一电感Lr1放电，另一部分电流依次流经第三电容C3和第五二极管D5，在这个过程中第三电容C3放电。
电流由第五二极管D5流出后，具体流向与第二开关S2的状态相关；当第二开关S2处于闭合状态时，电流依次流经飞跨电容Cf和第二开关S2，最终流入电源的负极，在这个过程中，第三电容C3和第一电感Lr1向飞跨电容Cf充电，这样，第一电感Lr1和第三电容C3的能量被转移至飞跨电容Cf；当第二开关S2处于断开状态时，电流依次流经第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2，最终流入电源的负极，在这个过程中，第三电容C3和第一电感Lr1向第一电容C1和第二电容C2充电，这样，第一电感Lr1和第三电容C3的能量被转移至第一电容C1和第二电容C2；随着第三电容C3的不断放电，第一二极管D1两端的反向电压逐渐下降，当第一二极管D1两端的反向电压降为零时，第一二极管D1自然导通；待第一电感Lr1放电完成后，第一二极管D1完全导通。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，请参阅图21，本申请实施例中直流-直流变换电路的第十实施例示意图，在该实施例中，第二缓冲电路包括第六二极管D6、第八二极管D8、第九二极管D9、第五电容C5和第六电容C6；
第六二极管D6的正极为第二缓冲电路的第二端10，第六二极管D6的负极与第八二极管D8的正极连接；
第八二极管D8的负极与第九二极管D9的正极连接，第九二极管D9的负极为第二缓冲电路的第三端11；
第五电容C5的第一端为第二缓冲电路的第一端9，第五电容C5的第二端连接在第八二极管D8和第九二极管D9之间；
第六电容C6的第一端连接在第六二极管D6和第八二极管D8之间，第六电容C6的第二端为第二缓冲电路的第四端12。
基于上述第二缓冲电路，第二软开关单元400的工作过程如下：
首先，需要说明的是，当第二开关S2处于断开状态，第二二极管D2处于导通状态时，第六电容C6两端的电压等于飞跨电容Cf两端的电压，并且第六电容C6与电源的负极连接一端电压为负电压；此时，闭合第二开关S2，第二开关S2的电流由零开始缓慢增加，实现了第二开关S2的零电流开通，并且，第二二极管D2的电流缓慢下降，抑制了第二二极管D2的反向恢复过程；当第二二极管D2的电流下降为零时，第二二极管D2关断；在第二开关S2闭合后，电流从经第二电感Lr2和第二开关S2流向电源的负极，同时，第二电感Lr2、第二开关S2、第六电容C6、第八极管和第五电容C5构成的闭合回路开始第一次谐振，第六电容C6向第五电容C5和第二电感Lr2放电，待第六电容C6两端电压降为零时，第六二极管D6自然导通，第一次谐振结束，第六电容C6两端的电压维持零不变，而第一电感Lr1、第六二极管D6、第八二极管D8和第五电容C5构成的闭合回路开始第二次谐振，第二电感Lr2向第五电容C5充电，待第五电容C5的电流为零时，第二次谐振结束，第六二极管D6和第八二极管D8自然关断，第五电容C5两端的电压保持不变，第二二极管D2承受反向电压。
当第二开关S2断开时，第二电感Lr2通过第六二极管D6续流，电流依次经第二电感Lr2、第六二极管D6和第六电容C6流向电源的负极，第二电感Lr2向第六电容C6充电，由于第六电容C6两端的电压从零开始不断升高，所以实现了第二开关S2的零电压关断；待第六电容C6两端的电压升高至与第二电容C2两端的电压相等时，第八二极管D8和第九二极管D9自然导通，此时，一部分电流流经第二电感Lr2、第六二极管D6、第八二极管D8和、第九二极管D9和第二电容C2，并最终流向电源的负极，在这个过程中第二电感Lr2向第二电容C2充电，另一部分电流流经第五电容C5、第九二极管D9和第二电容C2，并最终流向电源的负极，在这个过程中，第五电容C5向第二电容C2充电；这样，第二电感Lr2和第五电容C5的能量被转移至第二电容C2；随着第五电容C5的不断放电，第二二极管D2两端的反向电压逐渐下降，当第二二极管D2两端的反向电压降为零时，第二二极管D2自然导通；待第二电感Lr2放电完成后，第一二极管D1完全导通。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，请参阅图22，本申请实施例中直流-直流变换电路的第十一实施例示意图，直流-直流变换电路还包括第七二极管D7；
第七二极管D7的正极与飞跨电容Cf的第二端4连接，第七二极管D7的负极连接在第一电容C1和第二电容C2之间。
与前述实施例相同，在本申请实施例中，通过设置第七二极管D7，可以将第二开关S2两端的电压限制在第二电容C2两端电压以下，使得第二开关S2不存在过压的风险，并且，在特定场景下还能够避免第二二极管D2在电路上电过程中被击穿。
避免第二二极管D2在电路上电过程中被击穿的示例与前述实施例相同，具体请参阅图10所示的直流-直流变换电路中的相关说明。
应理解，由于第一电感Lr1的能量被转移至飞跨电容Cf或被转移至第一电容C1和第二电容C2，而第二电感Lr2的能量仅被转移至第二电容C2，所以随着工作时间的增长，本申请实施例中的直流-直流变换电路将出现第一电容C1电压和第二电容C2电压不相等的情况，并且工作时间越长，第一电容C1电压和第二电容C2电压相差越大。
因此在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，在第一电容C1和第二电容C2两端增加电容均衡电路，用于均衡第一电容C1和第二电容C2的电压；其中，电容均衡电路的第一端13与第二二极管D2的负极连接，电容均衡电路的第二端14连接第一电容C1和第二电容C2之间，电容均衡电路的第三端15连接在电源的负极。
需要说明的是，电容均衡电路可以有多种结构，下面将举例对电容均衡电路的结构进行具体说明。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，请参阅图23，本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十二实施例示意图，直流-直流变换电路还包括逆变器；
逆变器的输入正端与第二二极管D2的负极连接，逆变器的母线电容中点与第一电容C1和第二电容C2之间的连接点连接，逆变器的输入负端连接在电源的负极；
可以理解的是，逆变器本身就能够均衡第一电容C1和第二电容C2的电压，因此，当直流-直流变换电路的输出端还连接有逆变器时，逆变器则相当于电容均衡电路。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，电容均衡电路包括第二支路、第三支路和第四支路；
第二支路包括依次串联的第十一二极管D11、第十二极管D10、第四开关S4和第三开关S3，其中第十一二极管D11的负极与第二二极管D2的负极连接，第十一二极管D11的正极与第十二极管D10的正极连接，第三开关S3的第一端与第四开关S4连接，第三开关S3的第二端与电源的负极连接；
第三支路的第一端连接在第一电容C1和第二电容C2之间，第三支路的第二端连接在第十二极管D10和第四开关S4之间；
第四支路的第一端连接在第十二极管D10和第十一二极管D11之间，第四支路的第二端连接在第四开关S4和第三开关S3之间；
第四支路中串联有第七电容C7；
第四支路中还串联有第三电感Lr3或第三支路中串联有第三电感Lr3。
当第四支路中串联有第三电感Lr3时，本申请实施例提供的直流-直流变换电路如图24所示，图24为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十三实施例示意图；当第四支路中串联有第三电感Lr3时，本申请实施例提供的直流-直流变换电路如图25所示，图25为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十四实施例示意图。
需要说明的是，图24和图25中的电容均衡电路分别与图12和图13中电容均衡电路相同，故可参考前述实施例中对图12和图13所示的电容均衡电路的相关描述，此处不做详述。
在本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的另一个实施例中，电容均衡电路包括第五支路、第六支路和第七支路；
第五支路包括依次串联的第八开关S8、第七开关S7、第六开关S6和第五开关S5，其中第八开关S8的第一端与第二二极管D2的负极连接，第八开关S8的第二端与第七开关S7连接，第五开关S5的第一端与第六开关S6连接，第五开关S5的第二端与电源的负极连接；
第六支路的第一端连接在第一电容C1和第二电容C2之间，第六支路的第二端连接在第六开关S6和第七开关S7之间；
第七支路的第一端连接在第七开关S7和第八开关S8之间，第七支路的第二端连接在第五开关S5和第六开关S6之间；
第七支路中串联有第八电容C8；
第七支路中还串联有第四电感Lr4或第三支路中串联有第四电感Lr4。
当第七支路中串联有第四电感Lr4时，本申请实施例提供的直流-直流变换电路如图26所示，图26为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十五实施例示意图；当第七支路中串联有第四电感Lr4时，本申请实施例提供的直流-直流变换电路如图27所示，图27为本申请实施例提供的一种直流-直流变换电路的第十六实施例示意图。
需要说明的是，图26和图27中的电容均衡电路分别与图14和图15中电容均衡电路相同，故可参考前述实施例中对图14和图15所示的电容均衡电路的相关描述，此处不做详述。
本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种电路操作的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(read-only memory，ROM)、随机存取存储器(random access memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上对本申请实施例所提供的直流-直流变换电路进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本申请的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本申请的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本申请的限制。

Claims (16)

1.一种直流-直流变换电路，其特征在于，包括：输入电感、第一电容、第二电容、飞跨电容、第一开关、第二开关、第一电感、第一二极管、第一缓冲电路、第三开关、第四开关、第二电感、第二二极管和第二缓冲电路；
电源、所述输入电感、所述第一二极管、所述第二二极管、所述第一电容和所述第二电容依次串联，其中，所述输入电感的第一端与所述电源的正极连接，所述输入电感的第二端与所述第一二极管的正极连接，所述第一二极管的负极与所述第二二极管的正极连接；
在所述输入电感的第二端与所述电源的负极之间并联有第一支路和第二支路，所述第一支路包括依次串联的所述第一开关和所述第三开关，所述第二支路包括依次串联的所述第一电感、所述第二开关、所述第二电感和所述第四开关，所述第一开关和所述第一电感均与所述输入电感的第二端连接；
所述飞跨电容的第一端连接在所述第一二极管和所述第二二极管之间，所述飞跨电容的第二端连接在所述第一开关和所述第三开关之间，且所述飞跨电容的第二端还连接在所述第二开关和所述第二电感之间；
所述第一缓冲电路的第一端与所述第一二极管的正极连接，所述第一缓冲电路的第二端连接在所述第一电感和所述第二开关之间，所述第一缓冲电路的第三端与所述第一二极管的负极连接；
所述第二缓冲电路的第一端与所述飞跨电容的第二端连接，所述第二缓冲电路的第二端连接在所述第二电感和所述第四开关之间，所述第二缓冲电路的第三端连接在所述第一电容和所述第二电容之间；
在所述第二开关断开后，所述第一缓冲电路用于将所述第一电感的能量转移到所述飞跨电容，或转移到所述第一电容与所述第二电容；
在所述第四开关断开后，所述第二缓冲电路用于将所述第二电感的能量转移到所述第二电容。
2.根据权利要求1所述的直流-直流变换电路，其特征在于，所述第一缓冲电路包括第三二极管、第四二极管和第三电容；
所述第三二极管的正极为所述第一缓冲电路的第二端，所述第三二极管的负极与所述第四二极管的正极连接，所述第四二极管的负极为所述第一缓冲电路的第三端；
所述第三电容的第一端为所述第一缓冲电路的第一端，所述第三电容的第二端连接在所述第三二极管和所述第四二极管之间。
3.根据权利要求1所述的直流-直流变换电路，其特征在于，所述第二缓冲电路包括第五二极管、第六二极管和第四电容；
所述第五二极管的正极为所述第二缓冲电路的第二端，所述第五二极管的负极与所述第六二极管的正极连接，所述第六二极管的负极为所述第二缓冲电路的第三端；
所述第四电容的第一端为所述第二缓冲电路的第一端，所述第四电容的第二端连接在所述第五二极管和所述第六二极管之间。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的直流-直流变换电路，其特征在于，还包括第七二极管；
所述第七二极管的正极与所述飞跨电容的第二端连接，所述第七二极管的负极连接在所述第一电容和所述第二电容之间。
5.根据权利要求1至4中任意一项所述的直流-直流变换电路，其特征在于，还包括电容均衡电路，所述电容均衡电路的第一端与所述第二二极管的负极连接，所述电容均衡电路的第二端连接所述第一电容和所述第二电容之间，所述电容均衡电路的第三端连接在所述电源的负极；
所述电容均衡电路用于均衡所述第一电容和所述第二电容的电压。
6.根据权利要求1至4中任意一项所述的直流-直流变换电路，其特征在于，还包括逆变器；
所述逆变器的输入正端与所述第二二极管的负极连接，所述逆变器的母线电容中点与所述第一电容和所述第二电容之间的连接点连接，所述逆变器的输入负端连接在所述电源的负极。
7.根据权利要求5所述的直流-直流变换电路，其特征在于，所述电容均衡电路包括第三支路、第四支路和第五支路；
所述第三支路包括依次串联的所述第九二极管、所述第八二极管、所述第六开关和所述第五开关，其中所述第九二极管的负极与所述第二二极管的负极连接，所述第九二极管的正极与所述第八二极管的负极连接，所述第五开关的第一端与所述第六开关连接，所述第五开关的第二端与电源的负极连接；
所述第四支路的第一端连接在所述第一电容和所述第二电容之间，所述第四支路的第二端连接在所述第八二极管和所述第六开关之间；
所述第五支路的第一端连接在所述第八二极管和所述第九二极管之间，所述第五支路的第二端连接在所述第六开关和所述第五开关之间；
所述第五支路中串联有第五电容；
所述第五支路中还串联有第三电感或所述第四支路中串联有所述第三电感。
8.根据权利要求5所述的直流-直流变换电路，其特征在于，所述电容均衡电路包括第六支路、第七支路和第八支路；
所述第六支路包括依次串联的所述第十开关、所述第九开关、所述第八开关和所述第七开关，其中所述第十开关的第一端与所述第二二极管的负极连接，所述第十开关的第二端与所述第九开关连接，所述第七开关的第一端与所述第八开关连接，所述第七开关的第二端与电源的负极连接；
所述第七支路的第一端连接在所述第一电容和所述第二电容之间，所述第七支路的第二端连接在所述第八开关和所述第九开关之间；
所述第八支路的第一端连接在所述第九开关和所述第十开关之间，所述第八支路的第二端连接在所述第七开关和所述第八开关之间；
所述第八支路中串联有第六电容；
所述第八支路中还串联有第四电感或所述第四支路中串联有所述第四电感。
9.一种直流-直流变换电路，其特征在于，包括：输入电感、第一电容、第二电容、飞跨电容、第一开关、第一电感、第一二极管、第一缓冲电路、第二开关、第二电感、第二二极管和第二缓冲电路；
电源、所述输入电感、所述第一二极管、所述第二二极管、所述第一电容和所述第二电容依次串联，其中，所述输入电感的第一端与所述电源的正极连接，所述输入电感的第二端与所述第一二极管的正极连接，所述第一二极管的负极与所述第二二极管的正极连接；
在所述输入电感的第二端与所述电源的负极之间并联有第一支路，所述第一支路包括依次串联的所述第一电感、所述第一开关、所述第二电感和所述第二开关，所述第一电感与所述输入电感的第二端连接；
所述飞跨电容的第一端连接在所述第一二极管和所述第二二极管之间，所述飞跨电容的第二端连接在所述第一开关和所述第二电感之间；
所述第一缓冲电路的第一端与所述第一二极管的正极连接，所述第一缓冲电路的第二端连接在所述第一电感和所述第一开关之间，所述第一缓冲电路的第三端与所述第一二极管的负极连接，所述第一缓冲电路的第四端与所述飞跨电容的第二端连接；
所述第二缓冲电路的第一端与所述飞跨电容的第二端连接，所述第二缓冲电路的第二端连接在所述第二电感和所述第二开关之间，所述第二缓冲电路的第三端连接在所述第一电容和所述第二电容之间，所述第二缓冲电路的第四端与所述电源的负极连接；
当所述第一开关处于断开状态时，所述第一缓冲电路用于将所述第一电感的能量转移到所述第一电容和所述第二电容；
当所述第二开关处于断开状态时，所述第二缓冲电路用于将所述第二电感的能量转移到所述第二电容。
10.根据权利要求9所述的直流-直流变换电路，其特征在于，所述第一缓冲电路包括第三二极管、第四二极管、第五二极管、第三电容和第四电容；
所述第三二极管的正极为所述第一缓冲电路的第二端，所述第三二极管的负极与所述第四二极管的正极连接；
所述第四二极管的负极与所述第五二极管的正极连接，所述第五二极管的负极为所述第一缓冲电路的第三端；
所述第三电容的第一端为所述第一缓冲电路的第一端，所述第三电容的第二端连接在所述第四二极管和所述第五二极管之间；
所述第四电容的第一端连接在所述第三二极管和所述第四二极管之间，所述第四电容的第二端为所述第一缓冲电路的第四端。
11.根据权利要求9所述的直流-直流变换电路，其特征在于，所述第二缓冲电路包括第六二极管、第八二极管、第九二极管、第五电容和第六电容；
所述第六二极管的正极为所述第二缓冲电路的第二端，所述第六二极管的负极与所述第八二极管的正极连接；
所述第八二极管的负极与所述第九二极管的正极连接，所述第九二极管的负极为所述第二缓冲电路的第三端；
所述第五电容的第一端为所述第二缓冲电路的第一端，所述第五电容的第二端连接在所述第八二极管和所述第九二极管之间；
所述第六电容的第一端连接在所述第六二极管和所述第八二极管之间，所述第六电容的第二端为所述第二缓冲电路的第四端。
12.根据权利要求9至11中任意一项所述的直流-直流变换电路，其特征在于，还包括第七二极管；
所述第七二极管的正极与所述飞跨电容的第二端连接，所述第七二极管的负极连接在所述第一电容和所述第二电容之间。
13.根据权利要求9至12中任意一项所述的直流-直流变换电路，其特征在于，还包括电容均衡电路，所述电容均衡电路的第一端与所述第二二极管的负极连接，所述电容均衡电路的第二端连接所述第一电容和所述第二电容之间，所述电容均衡电路的第三端连接在所述电源的负极；
所述电容均衡电路用于均衡所述第一电容和所述第二电容的电压。
14.根据权利要求9至12中任意一项所述的直流-直流变换电路，其特征在于，还包括逆变器；
所述逆变器的输入正端与所述第二二极管的负极连接，所述逆变器的母线电容中点与所述第一电容和所述第二电容之间的连接点连接，所述逆变器的输入负端连接在所述电源的负极。
15.根据权利要求13所述的直流-直流变换电路，其特征在于，所述电容均衡电路包括第二支路、第三支路和第四支路；
所述第二支路包括依次串联的所述第十一二极管、所述第十二极管、所述第四开关和所述第三开关，其中所述第十一二极管的负极与所述第二二极管的负极连接，所述第十一二极管的正极与所述第十二极管的正极连接，所述第三开关的第一端与所述第四开关连接，所述第三开关的第二端与电源的负极连接；
所述第三支路的第一端连接在所述第一电容和所述第二电容之间，所述第三支路的第二端连接在所述第十二极管和所述第四开关之间；
所述第四支路的第一端连接在所述第十二极管和所述第十一二极管之间，所述第四支路的第二端连接在所述第四开关和所述第三开关之间；
所述第四支路中串联有第七电容；
所述第四支路中还串联有第三电感或所述第三支路中串联有所述第三电感。
16.根据权利要求13所述的直流-直流变换电路，其特征在于，所述电容均衡电路包括第五支路、第六支路和第七支路；
所述第五支路包括依次串联的所述第八开关、所述第七开关、所述第六开关和所述第五开关，其中所述第八开关的第一端与所述第二二极管的负极连接，所述第八开关的第二端与所述第七开关连接，所述第五开关的第一端与所述第六开关连接，所述第五开关的第二端与电源的负极连接；
所述第六支路的第一端连接在所述第一电容和所述第二电容之间，所述第六支路的第二端连接在所述第六开关和所述第七开关之间；
所述第七支路的第一端连接在所述第七开关和所述第八开关之间，所述第七支路的第二端连接在所述第五开关和所述第六开关之间；
所述第七支路中串联有第八电容；
所述第七支路中还串联有第四电感或所述第三支路中串联有所述第四电感。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111654183A (zh) * 2020-06-12 2020-09-11 深圳英飞源技术有限公司 一种直流-直流变换装置及其控制方法
CN111873802A (zh) * 2020-07-23 2020-11-03 蜂巢能源科技有限公司 确定电子器件的方法、装置、介质及设备
WO2021027468A1 (zh) * 2019-08-15 2021-02-18 华为技术有限公司 一种直流-直流变换电路
CN115001264A (zh) * 2022-06-07 2022-09-02 漳州科华电气技术有限公司 直流变换电路、控制方法及控制终端

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020259801A1 (en) * 2019-06-25 2020-12-30 Huawei Technologies Co., Ltd. A dc-to-dc power converter

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN204794670U (zh) * 2015-05-29 2015-11-18 深圳市盛弘电气股份有限公司 一种平衡电路
CN105471257A (zh) * 2015-12-24 2016-04-06 特变电工西安电气科技有限公司 一种新型交错并联boost软开关电路
CN105720817A (zh) * 2016-04-25 2016-06-29 佛山市新光宏锐电源设备有限公司 一种boost电路的pfc软开关电路
US9419522B1 (en) * 2013-02-13 2016-08-16 University Of Maryland ZVS DC/DC converter for converting voltage between a battery and a DC link in a hybrid energy storage system and method thereof
CN108258899A (zh) * 2017-12-29 2018-07-06 华为技术有限公司 一种升压功率变换电路
CN109565243A (zh) * 2016-08-05 2019-04-02 香港大学 高效率的开关电容器电源和方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN2580673Y (zh) * 2002-08-05 2003-10-15 浙江大学 三电平无源软开关直流变换器电路
EP2221951B1 (en) * 2009-02-23 2016-04-13 Hungkuang University Boost converter for voltage boosting
CN103095114B (zh) 2013-01-18 2016-03-02 重庆大学 一种适用于Boost变换器的无损缓冲电路
EP2782235A1 (en) * 2013-03-21 2014-09-24 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Converter composed of at least a first and a second switches and a snubber circuit which protects the second switch
PL3028376T3 (pl) * 2013-07-29 2022-10-31 Sma Solar Technology Ag Przekształtnik podwyższający napięcie, odpowiedni falownik i sposób eksploatacji
CN106788215A (zh) 2016-12-30 2017-05-31 株洲中车时代电气股份有限公司 用于光伏集散电源的软开关直流/直流升压变换器
CN108900078B (zh) 2018-08-03 2020-07-07 阳光电源股份有限公司 一种飞跨电容型三电平变换器及其控制方法
CN108923632B (zh) * 2018-08-29 2020-03-24 阳光电源股份有限公司 一种多电平boost装置
CN110034681B (zh) * 2019-04-28 2021-01-26 三峡大学 一种交错并联zvzcs高升压dc/dc变换器
CN110165888B (zh) * 2019-06-11 2024-05-14 阳光电源股份有限公司 三电平Boost电路、多路输出并联系统
CN110649810B (zh) * 2019-08-15 2021-09-14 华为技术有限公司 一种直流-直流变换电路

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9419522B1 (en) * 2013-02-13 2016-08-16 University Of Maryland ZVS DC/DC converter for converting voltage between a battery and a DC link in a hybrid energy storage system and method thereof
CN204794670U (zh) * 2015-05-29 2015-11-18 深圳市盛弘电气股份有限公司 一种平衡电路
CN105471257A (zh) * 2015-12-24 2016-04-06 特变电工西安电气科技有限公司 一种新型交错并联boost软开关电路
CN105720817A (zh) * 2016-04-25 2016-06-29 佛山市新光宏锐电源设备有限公司 一种boost电路的pfc软开关电路
CN109565243A (zh) * 2016-08-05 2019-04-02 香港大学 高效率的开关电容器电源和方法
CN108258899A (zh) * 2017-12-29 2018-07-06 华为技术有限公司 一种升压功率变换电路

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021027468A1 (zh) * 2019-08-15 2021-02-18 华为技术有限公司 一种直流-直流变换电路
US11894762B2 (en) 2019-08-15 2024-02-06 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Direct current-direct current conversion circuit
CN111654183A (zh) * 2020-06-12 2020-09-11 深圳英飞源技术有限公司 一种直流-直流变换装置及其控制方法
CN111654183B (zh) * 2020-06-12 2021-10-29 深圳英飞源技术有限公司 一种直流-直流变换装置及其控制方法
CN111873802A (zh) * 2020-07-23 2020-11-03 蜂巢能源科技有限公司 确定电子器件的方法、装置、介质及设备
CN111873802B (zh) * 2020-07-23 2022-03-04 蜂巢能源科技有限公司 确定电子器件的方法、装置、介质及设备
CN115001264A (zh) * 2022-06-07 2022-09-02 漳州科华电气技术有限公司 直流变换电路、控制方法及控制终端
CN115001264B (zh) * 2022-06-07 2024-09-10 漳州科华电气技术有限公司 直流变换电路、控制方法及控制终端

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