CN104022640A - 基于共振的单个电感器输出驱动的dc-dc转换器及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种基于共振的单个电感器输出驱动的DC-DC转换器及方法。用于将DC输入电压转换成输出导体(9)上的第一DC输出电压(VOUT1)的基于共振的DC-DC转换器包含：电感器(L)，其具有连接到DC输入电压(VIN)的源(2)的第一端子及耦合到第一导体(4)的第二端子；以及电容器(CRES)，其具有耦合到所述第一导体的第一端子。第一开关(SW1)耦合于共振导体与所述输出导体之间以在第一阶段(阶段1)期间将电感器电流(IL)传导到所述输出导体中。第二开关(SW2)耦合于所述电容器的第二端子与所述输出导体之间以在第二阶段(阶段2)期间将电感器电流经由所述电容器传导到所述输出导体(9)中。第三开关(SW3)耦合于所述电容器的所述第二端子(31)与第一参考电压(GND)之间以在第三阶段(阶段3)期间将电感器电流从所述第一参考电压的源经由所述电容器传导到所述输入电压(VIN)。

Description

基于共振的单个电感器输出驱动的DC-DC转换器及方法
本申请案主张由兰吉特库马尔达什(Ranjit Kumar Dash)及基斯E.昆兹(Keith E.Kunz)于2013年2月21日提出申请的、标题为“基于共振的单个电感器输出驱动的DC-DC转换器及方法(Resonance-B ased Single Inductor Output Driven DC-DCConverter and Method)”的先前所申请同在申请中的第61/767,474号美国临时申请案的权益，且所述美国临时申请案以引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明一股来说涉及DC-DC转换器，且更明确地说，涉及实质上增加转换效率且减小SIMO(单电感器多输出)DC-DC转换器的成本的电路及方法。
背景技术
应理解，DC-DC转换器技术已相对缓慢地得到改进，但单个集成电路芯片上的大功率计算装置的出现及对减小其电力消耗(尤其在移动装置中)的需要已导致对用以将相对高电力供应器电压范围提供给芯片的各种较快较高性能部分且将相对低电力供应器电压范围提供给芯片的各种较慢较低性能部分的多个芯片上电源的需要。举例来说，芯片的一部分中的电路可需要非常快地操作，且此可通过增加用于芯片的所述部分的电力供应器电压而使电力供应器电压在芯片的较慢部分上非常低而实现。遗憾地，添加大数目个DC-DC转换器来提供芯片的各种部分中的不同电力供应器电压通常是不实际的，这是因为此需要添加对应数目个外部电感器及电容器以及相关联封装引线，此是非常昂贵的。
因此，且如目前最先进的实际问题，由于每一DC-DC电压转换器所需的外部电感器的高成本，因此在相对大芯片上一股仅提供七个或八个单独电力供应器电压，且在相对小芯片上仅提供一个或两个单独电力供应器电压电路。尽管使用需要许多可个别控制的DC-DC转换器的较大且较复杂高性能集成电路的成本非常高，但如果DC-DC转换器电路的能量效率可实质上得到改进，那么整个芯片上系统的功率效率可对应地得到改进。
实现此目标的一种方法一直是提供仅需要一个外部电感器的SIMO(单输入多输出)DC-DC转换器，但不过，可通过“共享”单个电感器而提供多个可个别控制的电力供应器电压。遗憾地，目前可获得的最优SIMO DC-DC转换器具有若干个缺陷，包含与使用相等数目个SISO(单输入单输出)DC-DC转换器相比，较低的功率效率及较高的成本。此是由于与共享在若干个输出当中的单个输出处产生的电力供应器能量相关联的各种复杂问题所导致。
参考“现有技术”图1A，现有SIMO(单电感器多输出)DC-DC转换器1的简化示意图包含接收输入电压VIN的输入开关电路3A、3B，所述输入电压VIN通常是电池的输出。输入开关3A连接于VIN与导体4之间，导体4连接到电感器L的一个端子。电感器L通常是外部功率电感器。而且，输入开关3B连接于导体4与接地之间。电感器L的另一端子连接到的多个输出开关6-1、6-2、…、6-N中的每一者的一个端子。输出开关6-1、6-2、…、6-N的其它端子分别在负载电容CL1、2、..、N中的每一者的一个端子上产生输出电压VOUT12、..、5。负载电容CL1、2、...、N中的每一者的另一端子连接到接地。
图1B展示保持大量电荷的表示图1A的电池2的大“电荷库”2的示意图。库2下面是表示图1A中的电感器L的相对大“存储桶”7。存储桶7经由控制阀S用电荷精确地填满。存储桶7接着按元件符号7-1、2、…、N所指示顺序地通过分别表示输出电容器CL1、2、...、N的各种较小存储桶以精确地填充较小存储桶CL1、2、...、N中的每一者。然而，如果存储桶7过填充(即，电感器L过充电)，那么存在能量的损失或浪费。否则，如果存储桶7欠填充(即，电感器L欠充电)，那么输出存储桶CL1、2、..、N中的至少一者将不能接收足够电荷。将电感器欠填充或欠充电且在给定循环期间不能将足够电荷供应到输出中的每一者的现象称作“交叉调节”，且此是SIMO的基本问题。(交叉调节定义为由一个输出的电压或电流的改变导致的另一输出的输出电压的改变。术语“负载调节”是指由于递送到连接到一输出的负载或由连接到一输出的负载汲取的负载电流的改变所致的所述输出的改变。)负载调节问题可妨碍输出电力供应器电压VOUT1、2、...、5中的至少一些输出电力供应器电压的准确电压调节。从图1B中的存储桶7延伸的平行水平虚线表示电感器L的有意过充电或欠充电量以确保存在用于所有存储桶或输出电容器7-1、7-2、…、7-N的足够电荷/电流。
当电感器L“过充电”时，现有SIMO DC-DC转换器具有比SISO DC-DC转换器低的功率效率。SIMO转换器具有比SISO转换器低的功率效率的原因有若干种。一种原因是电荷从单个电感器共享到多个输出，其中单个电感器可是过充电或欠充电的。SIMO转换器需要处理来自单个电感器的电荷/电流的共享且此减小DC-DC转换器效率。现有SIMO DC-DC转换器的另一问题是其包含固有地减小功率效率的额外输入开关，这是因为每一输入开关串联耦合于所述输入与SIMO DC-DC转换器的输出中的分别多个输出之间。此增添每一输出开关晶体管的导电功率损失及切换功率损失两者，且还增加由于操作各种开关晶体管所致的EMI(电磁干扰)。
现有技术图2是配置为降压转换器的SIMO DC-DC转换器10的框图，如管建伟(Chien-Wei Kuan)及林鸿志(Hung-Chih Lin)的文章“在65nm CMOS中递送1.2W/mm2的近独立调节的5输出单电感器DC-DC降压转换器(Near-IndependentlyRegulated5-Output Single-Inductor DC-DC Buck Converter Delivering1.2W/mm2in65nm CMOS)”(274-276页，2012IEEE国际固态电路研讨会/会议16/切换功率控制技术)中所展示。此SIMO DC-DC转换器通常指示目前最先进的SIMO DC-DC转换器。在图2中，SIMO DC-DC转换器10包含由导体2A耦合的输入开关电路以接收电池电压VBAT。输入切换电路包含其漏极由导体4耦合到外部电感器L的P沟道输入晶体管MP及N沟道输入开关晶体管MN。SIMO DC-DC转换器10还包含自适应能量回收控制电路11、控制电路14、包含输出晶体管MS1、2、…、5的输出开关电路6及电流感测电路12。可个别控制的DC输出电压VOUT1、2、...、5产生于5个单独电容性负载(其各自建模为与电流源并联的电容器)上。
自适应能量回收电路11包含其源极连接到VBAT及输入晶体管MP的源极的P沟道晶体管MDR。输入晶体管MP及MN的漏极由导体连接到外部电感器L的一个端子，所述外部电感器L的另一端子由导体5连接到输出开关晶体管MS1、2、…、5的源极及电流感测电路12的输入。晶体管MDR的漏极连接到导体5。开关晶体管MDR提供从接地到供应VIN的电池(未展示)的路径，经由该路径，电感器L中的任何过度电荷/电流往回返回到电池。切换晶体管MDR允许电感器L中的过充电电流几乎无损失地返回到电池。图2中的开关晶体管MDR还允许电感器L的有意过充电，使得额外负载电流可用于供应到负载(包含电容器CL1、2、...、5及电流源I0、1、2、...、 5)中需要额外负载电流的任何者。此避免交叉调节问题，这是因为如果一个输出负载改变且“窃取”太多负载电流，那么其不以另一输出负载为代价而发生，且在本循环结束时电感器L中剩余的任何过充电电流经由开关晶体管MDR返回到电池。
耦合到输出开关晶体管MS1的漏极的电容性负载包含电容器CL1及电流源I01；耦合到其余输出开关晶体管的漏极的负载类似地建模。输出开关晶体管MS1、2、…、5的栅极分别耦合到由块22产生的控制信号VS1、2、...、5。控制电路14包含从其输入电压VIN产生等于2.8V及VIN-2.8V的经调节电压的内部电压电路15。控制电路14还包含电压选择电路17，所述电压选择电路执行产生信号VHP及VHN的功能，接着在块21中利用所述信号VHP及VHN来设定将施加到块22及24中的驱动器的电压的所要电平移位。控制电路14还包含模拟控制器电路18，所述模拟控制器电路接收输出信号VOUT1、2、...、5、相关联参考电压VREF1、2、...、5、电流感测输出信号ILSEN及VDR，所述VDR由块18(其包含比较器)、20及22中的电路响应于来自输出VOUT1、 2、...、5的反馈而产生。模拟控制器电路18的输出提供为到开关控制逻辑20的输入，开关控制逻辑20的输出提供为到接收信号VHP、VHN的电平移位器电路21的输入。电平移位器电路21的输出施加到门驱动器电路22及24的输入，且为VIN-2.8V。门驱动器电路22产生信号VS1、2、...、5、VP及VDR，门驱动器电路24的输出产生信号VN。
现有技术图2的SIMO DC-DC转换器10比早期SIMO DC-DC转换器小得多，且包含两个晶体管开关，所述晶体管开关包含经由从转换器输入VIN到其输出VOUT1、 2、...、5中的任一者的路径与输出开关晶体管MS1、2、…、5中的任何选定一者串联耦合的输入开关晶体管MP。输入开关MP及选定输出开关两者耗散显著量的电力。输出电容器CL1、2、...、N是相对大的，此是不期望的，这是因为其实质上增加了总系统成本。
现有技术图3A图解说明类似于M.贾巴里(M.Jabbari)等人的文章“软切换共振DC-DC转换器系列(Family of Soft-Switching Resonant DC-DC Converters)”(113-124页，IET电力电子学，2009，第2卷，第2期)的图1的基本“共振”SISO DC-DC转换器，所述文章以引用的方式并入本文中。此共振DC-DC转换器的工作模式包含全共振模式、部分共振模式、线性电流模式及空载时间模式，如贾巴里等人的文章中所完全描述。阶段1包含对电感器L及输出电容器CL进行充电。电感器电流IL为正且不断增加。在图3A中，在将VRES预充电到2×VIN及开关SW3关断的情况下，开关SW1在“ZCS”(零电流切换)模式中接通，但在ZVS(零电压切换)模式中不接通。电流在VRES大于VOUT1时从节点VRES或接地经由共振电容器CRES、电感器L及开关SW1流到VOUT1。阶段2包含对电感器L进行放电及对输出电容器CL进行充电。电感器电流IL为正，但不断减小。在图3A中，在0＜VRES＜VOUT1时，电流从节点VRES或接地流动穿过共振电容器CRES、电感器L及开关SW1。当VRES小于或等于0时，电流从接地经由开关SWR、电感器L及开关SW1流到VOUT1。阶段3称为“共振模式”阶段，在此期间，电感器电流IL的方向为负。在图3A中，当开关SWl及SWR两者均关断时，电流从接地经由开关SW3流到VIN以允许与VRES相关联的电荷返回到等于2×VIN的电压电平。
现有技术图3B图解说明类似于S.H.沙哈拉米(S.H.Shahalami)等人的文章“基于SWRC转换器的多输出DC-DC共振转换器中的新拓扑的模拟及实施(Simulationand Implementation of a New Topology in Multi-Output DC-DC Resonant ConvertersBased on SWRC Converters)”(75-80页，IEEE20112nd电力电子学、驱动系统及技术研讨会)的图1中所展示的一者的基本“共振”两个输出SIMO降压DC-DC转换器。现有技术图3B的共振2个输出SIMO降压转换器颇类似于现有技术图3A的共振单输出SISO降压转换器。两者之间的差异在于使用两个(或两个以上)输出开关晶体管，而非一个输出开关晶体管。输入开关晶体管Q0用于将DC输入源电压VIN连接到共振器储能电路L、CRES，且2个输出开关晶体管Q1及Q2用于将共振器L、CRES分别连接到2个输出负载电容器CL1及CL2。工作模式包含全共振模式、部分共振模式、线性电流模式及空载时间模式，如上文所提及的沙哈拉米等人的论文中所完全描述。图3B的DC-DC转换器的状态波形展示于图3C中，且与在沙哈拉米等人的参考文献的图2中相同。
在常规非共振DC-DC转换器中，电感器电流IL相对于电感器而单向地流动。举例来说，对于常规降压转换器，仅存在从VIN到Vout的“正电感器”电流。相比之下，在“共振”DC-DC转换器中，形成共振器的电感器L及电容器CRES中的电流流量IL既具有“正”值又具有“负”值。图3A中所展示的具有共振电容器CRES且还包含共振二极管DRES的共振架构允许正及负电流两者流动穿过电感器，此还适用于图3B中所展示的SIMO DC-DC转换器的共振架构。
与非共振转换器相比，由于用于接通及关断开关晶体管的“软切换”技术，因此共振DC-DC转换器具有较低或零动态损失以及较低EMI，使得在其被切换时，存在跨越开关晶体管的零电压或穿过开关晶体管的零电流。
简言之，当前最先进的共振DC-DC转换器可用于提供“软切换”及较高效率的SIMO DC-DC转换器。(术语“软切换”是指使用ZVS(零电压切换)及/或ZCS(零电流切换)技术而切换。)大部分当前最先进的基于开关的共振转换器均具有使其与标准DC-DC转换器相比不太令人满意的几个缺陷。这些缺陷包含电感器中的较高RMS电流、电源开关经历的较高电压(有时超过电源开关经历的输入电压的两倍)及有限的功率密度输出。由于SIMO(单电感器多输出)DC-DC转换器利用由多个输出负载共享的单个电感器的全能量存储容量来避免对提供多个LDO(低压降)电压调节器的需要的能力，因此最近一直频繁地使用SIMO DC-DC转换器。因此，SIMODC-DC转换器的使用可能允许较高系统功率效率及减小的系统成本，但遗憾地，目前最先进的SIMO DC-DC转换器的成本仍较高。其还产生高EMI(电磁干扰)，具有交叉调节问题。
因此，存在对与在具有稍微类似性能的现有DC-DC转换器中的情形相比具有较低RMS电流及跨越电源开关的减小的电压的共振DC-DC转换器的未满足需要。
还存在对与在具有稍微类似性能的现有DC-DC转换器中的情形相比允许较高系统功率效率及较低系统成本的共振DC-DC转换器的未满足需要。
还存在对与在具有稍微类似性能的现有SIMO DC-DC转换器中的情形相比允许较高系统功率效率及较低系统成本的共振SIMO DC-DC转换器的未满足需要。
还存在对与具有稍微类似性能的现有SIMO DC-DC转换器相比及与具有稍微类似性能的现有SISO DC-DC转换器相比具有较低交叉调节、用于给定集成电路封装体积的较高功率效率及较低成本的共振SIMO DC-DC转换器的未满足需要。
还存在对与具有稍微类似性能的现有SIMO DC-DC转换器相比具有较不受限的输入及输出电压范围的共振SIMO DC-DC转换器的未满足需要。
还存在对与具有稍微类似性能的现有SIMO DC-DC转换器相比产生较少电磁干扰的共振SIMO DC-DC转换器的未满足需要。
还存在对使在高电压DC-DC转换器中使用相对大数目个低电压晶体管成为可能的共振SIMO DC-DC转换器的未满足需要。
发明内容
本发明的目标是提供与在具有稍微类似性能的现有DC-DC转换器中的情形相比具有较低RMS电流及跨越电源开关的减小的电压的共振DC-DC转换器。
本发明的另一目标是提供与在具有稍微类似性能的现有DC-DC转换器中的情形相比允许较高系统功率效率及较低系统成本的共振DC-DC转换器。
本发明的另一目标是提供与在具有稍微类似性能的现有SIMO DC-DC转换器中的情形相比允许较高系统功率效率及较低系统成本的共振SIMO DC-DC转换器。
本发明的另一目标是提供与具有稍微类似性能的现有SIMO DC-DC转换器相比及与具有稍微类似性能的现有SISO DC-DC转换器相比具有较低交叉调节、用于给定SIMO DC-DC转换器封装体积的较高功率效率及较低成本的共振SIMODC-DC转换器。
本发明的另一目标是提供与具有稍微类似性能的现有SIMO DC-DC转换器相比具有较不受限的输入及输出电压范围的共振SIMO DC-DC转换器。
本发明的另一目标是提供与具有稍微类似性能的现有SIMO DC-DC转换器相比产生较少电磁干扰的共振SIMO DC-DC转换器。
本发明的另一目标是提供使在高电压DC-DC转换器中使用相对大数目个低电压晶体管成为可能的共振SIMO DC-DC转换器。
本发明的另一目标是提供其中开关晶体管的额定电压可随转换器输出电压而按比例调整且独立于转换器输入电压的共振SIMO DC-DC转换器。
简要地描述，且根据一个实施例，本发明提供一种用于将DC输入电压转换成输出导体(9)上的第一DC输出电压(VOUT1)的基于共振的DC-DC转换器，所述基于共振的DC-DC转换器包含：电感器(L)，其具有连接到DC输入电压(VIN)的源(2)的第一端子及耦合到第一导体(4)的第二端子；及电容器(CRES)，其具有耦合到所述第一导体的第一端子。第一开关(SW1)耦合于共振导体与所述输出导体之间以在第一阶段(阶段1)期间将电感器电流(IL)传导到所述输出导体中。第二开关(SW2)耦合于所述电容器的第二端子与所述输出导体之间以在第二阶段(阶段2)期间将电感器电流经由所述电容器传导到所述输出导体(9)中。第三开关(SW3)耦合于所述电容器的所述第二端子(31)与第一参考电压(GND)之间以在第三阶段(阶段3)期间将电感器电流从所述第一参考电压的源经由所述电容器传导到所述输入电压(VIN)。
在一个实施例中，本发明提供一种用于将DC输入电压(VIN)转换成第一输出导体(9)上的第一DC输出电压(VOUT1)的基于共振的DC-DC转换器，所述基于共振的DC-DC转换器包含：电感器(L)，其具有直接耦合到DC输入电压(VIN)的源(2)的第一端子及耦合到共振导体(4、VRES)的第二端子；共振电容器(CRES)，其具有耦合到所述共振导体(4、VRES)的第一端子；第一开关(SW1)，其耦合于所述共振导体(4、VRES)与所述第一输出导体(9)之间用于在第一阶段(阶段1)期间将电感器电流(IL)传导到所述第一输出导体(9)中；第二开关(SW2)，其耦合于所述共振电容器(CRES)的第二端子(31)与所述第一输出导体(9)之间用于在第二阶段(阶段2)期间将所述电感器电流(IL)经由所述共振电容器(CRES)传导到所述第一输出导体(9)中；及第三开关(SW3)，其耦合于所述共振电容器(CRES)的所述第二端子(31)与第一参考电压(GND)之间用于在第三阶段(阶段3)期间将电感器电流(IL)从所述第一参考电压(GND)的源经由所述共振电容器(CRES)传导到所述输入电压(VIN)的所述源(2)中。
在所描述实施例中，所述第一开关(SW1)、所述第二开关(SW2)及所述第三开关(SW3)均是单向开关，且所述第一开关(SW1)、所述第二开关(SW2)及所述第三开关(SW3)中无一者操作为基于共振的DC-DC转换器的输入开关。
在一个实施例中，电感器(L)在所述共振电容器(CRES)以及所述第一开关(SW1)、所述第二开关(SW2)及所述第三开关(SW3)位于其中的集成电路芯片的外部。
在一个实施例中，控制电路(32、32A)根据所述第一阶段(阶段1)、所述第二阶段(阶段2)及所述第三阶段(阶段3)而控制所述第一开关(SW1)、所述第二开关(SW2)及所述第三开关(SW3)，其中所述第一阶段(阶段1)、所述第二阶段(阶段2)及所述第三阶段(阶段3)不重叠。所述控制电路(32、32A)：在所述第一阶段(阶段1)期间，将所述第一开关(SW1)及所述第三开关(SW3)闭合且将所述第二开关(SW2)断开；在所述第二阶段(阶段2)期间，将所述第二开关(SW2)闭合且将所述第一开关(SW1)及所述第三开关(SW3)断开；及在所述第三阶段(阶段3)期间，致使所述第一开关(SW1)保持断开(关断)、将所述第二开关(SW2)断开且将所述第三开关(SW3)闭合。
在一个实施例中，所述控制电路(32、32A)包含第一比较器(33)，所述第一比较器(33)用于检测所述第一输出电压(VOUT1)何时小于表示第二参考电压(VREF)的最小电平(VREF_LO)以产生第一信号(KICK)的致使所述控制电路(32、32A)控制所述第一开关(SW1)、所述第二开关(SW2)及所述第三开关(SW3)以便致使所述电感器电流(IL)对连接到所述第一输出导体(9)的第一负载(CL1)进行充电的第一电平，所述第一比较器(33)还检测所述第一输出电压(VOUT1)何时大于表示所述第二参考电压(VREF)的最大电平(VREF_HI)以产生所述第一信号(KICK)的致使所述控制电路(32、32A)控制所述第一开关(SW1)、所述第二开关(SW2)及所述第三开关(SW3)以便防止所述电感器电流(IL)进一步对所述第一负载(CL1)进行充电的第二电平。
在一个实施例中，所述控制电路(32、32A)包含比较电路(35、37)，所述比较电路(35、37)用于检测所述电感器电流(IL)的零交叉发生以确定所述第一开关(SW1)及所述第三开关(SW3)需要闭合(接通)的时间及所述第二开关(SW2)需要断开(关断)的时间。所述控制电路(32、32A)包含误差放大器(34)，所述误差放大器(34)用于将所述第一输出电压(VOUT1)与所述共振导体(4)的共振电压(VRES)的最小电平(VRES_MIN)进行比较以产生表示所述第一输出电压(VOUT1)与所述共振电压(VRES)的所述最小电平(VRES_MIN)之间的差的差信号，且其中所述控制电路(32、32A)还包含电压/延迟转换电路(40)，所述电压/延迟转换电路(40)用于在所述第一阶段(阶段1)期间将所述差信号(VOUT1-VRES_MIN)转换成所述第一开关(SW1)在此期间闭合(接通)的持续时间(TON)。
在一个实施例中，所述控制电路(32、32A)操作以执行所述第一开关(SW1)及所述第二开关(SW2)的零电压切换(ZVS)及零电流切换(ZCS)。
在一个实施例中，第四开关(SW1_BUCK2)耦合于所述共振导体(4、VRES)与第二输出导体(9-2)之间，用于在所述第一阶段(阶段1)期间将所述电感器电流(IL)传导到所述第二输出导体(9-2)中；且第五开关(SW2_BUCK2)耦合于所述共振电容器(CRES)的所述第二端子(31)与所述第二输出导体(9-2)之间，用于在所述第二阶段(阶段2)期间将所述电感器电流(IL)经由所述共振电容器(CRES)传导到所述第二输出导体(9-2)中，借此所述基于共振的DC-DC转换器将所述DC输入电压(VIN)转换成所述第二输出导体(9-2)上的第二DC输出电压(VOUT_BUCK2)。所述控制电路(32A)根据所述第一阶段(阶段1)、所述第二阶段(阶段2)及所述第三阶段(阶段3)而控制所述第四开关(SW1_BUCK2)、所述第五开关(SW2_BUCK2)及所述第三开关(SW3)，其中所述第一阶段(阶段1)、所述第二阶段(阶段2)与所述第三阶段(阶段3)不重叠。所述控制电路(32A)：在所述第一阶段(阶段1)期间，将所述第四开关(SW1_BUCK2)及所述第三开关(SW3)闭合且将所述第五开关(SW2_BUCK2)断开；在所述第二阶段(阶段2)期间，将所述第五开关(SW2_BUCK2)闭合且将所述第四开关(SW1_BUCK2)及所述第三开关(SW3)断开；且在所述第三阶段(阶段3)期间，致使所述第四开关(SW1_BUCK2)保持断开、将所述第五开关(SW2_BUCK2)断开且将所述第三开关(SW3)闭合。所述控制电路(32A)包含第二比较器(33A)，所述第二比较器(33A)用于检测第二输出电压(VOUT_BUCK2)何时小于表示第二参考电压(VREF)的最小电平(VREF_LO)以产生第二信号(KICK2)的致使所述控制电路(32A)控制所述第四开关(SW1_BUCK2)、所述第五开关(SW2_BUCK2)及所述第三开关(SW3)以便致使所述电感器电流(IL)对连接到所述第二输出导体(9-2)的第二负载(CL2)进行充电的第一电平，所述第二比较器(33B)还检测所述第二输出电压(VOUT_BUCK2)何时大于表示所述第二参考电压(VREF)的最大电平(VREF_HI)以产生所述第二信号(KICK2)的致使所述控制电路(32A)控制所述第四开关(SW1_BUCK2)、所述第五开关(SW2_BUCK2)及所述第三开关(SW3)以便防止所述电感器电流(IL)进一步对所述第二负载(CL2)进行充电的第二电平。
在一个实施例中，升压晶体管(SW1_BOOST1)耦合于所述共振导体(4、VRES)与所述第一参考电压(GND)之间，且第二升压晶体管(SW2_BOOST1)耦合于所述共振导体(4、VRES)与所述第二输出导体(9-3)之间以产生所述第二输出导体(9-3)上的经升压输出电压(VOUT_BOOST1)。
在一个实施例中，本发明提供一种用于借助于基于共振的DC-DC转换器将DC输入电压(VIN)转换成输出导体(9)上的DC输出电压(VOUT1)的方法，所述方法包含：将电感器(L)的第一端子直接耦合到所述DC输入电压(VIN)的源(2)、将所述电感器(L)的第二端子耦合到共振导体(4、VRES)及将共振电容器(CRES)的第一端子耦合到所述共振导体(4、VRES)；在第一阶段(阶段1)期间，将电感器电流(IL)从所述共振导体(4、VRES)经由第一开关(SW1)传导到所述输出导体(9)中；在第二阶段(阶段2)期间，将电感器电流(IL)经由所述共振电容器(CRES)及第二开关(SW2)传导到所述输出导体(9)中；及在第三阶段(阶段3)期间，将电感器电流(IL)从第一参考电压(GND)的源经由第三开关(SW3)、经由所述共振电容器(CRES)及经由所述电感器(L)传导到所述输入电压(VIN)的所述源(2)中。
在一个实施例中，所述方法包含：在所述第一阶段(阶段1)期间，将所述第一开关(SW1)及所述第三开关(SW3)闭合且将所述第二开关(SW2)断开；在所述第二阶段(阶段2)期间，将所述第二开关(SW2)闭合且将所述第一开关(SW1)及所述第三开关(SW3)断开；及在所述第三阶段(阶段3)期间，致使所述第一开关(SW1)保持断开、将所述第二开关(SW2)断开且将所述第三开关(SW3)闭合。
在一个实施例中，所述方法包含：检测所述输出导体(9)上的所述输出电压(VOUT1)何时小于表示第二参考电压(VREF)的最小电平(VREF_LO)，且响应于所述检测而产生信号(KICK)的第一电平，且响应于所述信号(KICK)而控制所述第一开关(SW1)、所述第二开关(SW2)及所述第三开关(SW3)以便致使电感器电流(IL)对连接到所述输出导体(9)的负载(CL1)进行充电；且还检测所述输出电压(VOUT1)何时大于表示所述第二参考电压(VREF)的最大电平(VREF_HI)，且响应于所述检测而产生所述信号(KICK)的第二电平，且响应于所述检测而控制所述第一开关(SW1)、所述第二开关(SW2)及所述第三开关(SW3)以便防止所述电感器电流(IL)进一步对所述负载(CL1)进行充电。
在一个实施例中，所述方法包含检测所述电感器电流(IL)的零交叉发生，且响应于所述检测而确定所述第一开关(SW1)及所述第三开关(SW3)需要闭合的时间及所述第二开关(SW2)需要断开(关断)的时间。
在一个实施例中，所述方法包含：将所述输出电压(VOUT1)与共振导体(4)的共振电压(VRES)的最小电平(VRES_MIN)进行比较以产生表示所述输出电压(VOUT1)与所述共振电压(VRES)的所述最小电平(VRES_MIN)之间的差的差信号；及在所述第一阶段(阶段1)期间，将所述差信号(VOUT1-VRES_MIN)转换成所述第一开关(SW1)在此期间闭合(接通)的持续时间。
在一个实施例中，本发明提供一种用于借助于基于共振的DC-DC转换器将DC输入电压(VIN)转换成第一输出导体(9)上的第一DC输出电压(VOUT1)的电路，所述电路包含：用于将电感器(L)的第一端子直接耦合到所述DC输入电压(VIN)的源(2)的构件(2A)、用于将所述电感器(L)的第二端子耦合到共振导体(4、VRES)的构件(4)及用于将共振电容器(CRES)的第一端子耦合到所述共振导体(4、VRES)的构件(4、VRES)；用于在第一阶段(阶段1)期间将电感器电流(IL)从所述共振导体(4、VRES)经由第一开关(SW1)传导到所述第一输出导体(9)中的构件(4-9)；用于在第二阶段(阶段2)期间将电感器电流(IL)经由所述共振电容器(CRES)及第二开关(SW2)传导到所述第一输出导体(9)中的构件(4-31)；及用于在第三阶段(阶段3)期间将电感器电流(IL)从第一参考电压(GND)的源经由第三开关(SW3)、经由所述共振电容器(CRES)及经由所述电感器(L)传导到所述输入电压(VIN)的所述源(2)中的构件(31、4、2A)。
附图说明
图1A是已知SIMO DC-DC转换器的简化示意图。
图1B是在阐释图1A中的电路的操作中有用的示意图。
图2是已知单电感器5个输出降压转换器的示意图。
图3A是已知降压-G SwRC DC-DC转换器的示意图。
图3B是已知双输出降压-G SwRC DC-DC转换器的示意图。
图3C是图解说明图3B的电路的稳态波形的时序图。
图4A展示根据本发明的DC-DC降压转换器的简化图式。
图4B展示图4A的块32中实施的控制算法。
图4C是在理解图4A及4B的DC-DC降压转换器的操作中有用的时序图。
图4D是图解说明针对图4A中所展示的电路的所模拟电压波形的时序图。
图4E是图解说明针对图4A中所展示的电路的所模拟电流波形的时序图。
图4F展示图4A中所展示的电路中的一些的较多细节。
图5A是根据本发明的共振SIMO降压-升压DC-DC转换器的示意图。
图5B展示图5A的块36中的电路的细节。
图5C是图5A中的块32A中包含的额外电路的框图。
图5D是图5A的块39A中的控制算法的流程图。
图5E展示常规升压转换器的基本示意图。
图5F展示图5G的电路的电压及电流波形。
图5G是在理解图5A的SIMO降压-升压转换器的降压部分的操作中有用的示意图。
图5H是在理解图5G中所展示的电路的操作中有用的时序图。
图5I是包含用于图5A的SIMO降压-升压转换器的降压部分的总体控制电路结构的图式。
图6是指示针对根据本发明的SIMO DC-DC转换器及稍微类似现有技术SISO的功率效率对负载电流的曲线图。
图7是指示针对根据本发明的SIMO DC-DC转换器及稍微类似现有技术SISO的功率效率对峰值电感器电流及减小的频率的曲线图。
图8是指示针对根据本发明的SIMO DC-DC转换器及稍微类似现有技术SISO的功率效率对电感器值及减小的频率的曲线图。
具体实施方式
最优DC-DC转换器拓扑优选地具有“软切换”，即，ZVS(零电压切换)及ZCS(零电流切换)，其中当源极及漏极端子两者均处于基本上相同电压时，仅执行其中的典型MOS开关晶体管的切换。然而，大部分DC-DC转换器包含至少一个“非ZVS”切换晶体管，其通常为“高侧”输入开关晶体管。(“高侧”输入开关连接到正供应电压且“底侧”输入开关连接到接地。)输入开关晶体管将电流供应到典型DC-DC转换器的外部电感器。DC-DC转换器中通常不使用ZVS切换的一个原因是大部分DC-DC转换器不使用“共振技术”，例如先前所提及那些DC-DC转换器。(在共振DC-DC转换器中，穿过电感器L的电流流量双向的，而非如在非共振DC-DC转换器中是单向的。共振DC-DC转换器的操作模式包含全共振模式、部分共振模式、线性电流模式及空载时间模式，稍微类似于上文所提及的贾巴里等人的参考文献中所描述的模式。)
尽管常规降压转换器是“输入开关驱动的”以便控制电感器电流，但根据本发明的所描述DC-DC转换器消除输入开关，而是改为完全是“输出开关驱动的”。此意指输出开关及加载于其上的量确定穿过电感器的电流的量。本发明的所描述实施例使在高电压DC-DC转换器中使用较多相对小的低电压晶体管及较少较大较昂贵的高电压晶体管成为可能。(应了解，使晶体管较小一股减小寄生电容，此产生经改进高频率操作且极大地减小功率损失。)
图4A是基本共振SISO(单输入单输出)DC-DC降压转换器30的简化图式。SISO转换器30包含传导通常由电池2产生的输入电压VIN的输入2A。电感器L的一个端子连接到VIN，且电感器L的另一端子由导体4连接到共振器电容器CRES的一个端子及高电压(HV)开关SW1的一个端子。高电压开关SW1的另一端子由导体9连接到负载电容器CL1的一个端子，所述负载电容器CL1的另一端子连接到参考电压，例如接地。共振器电容器CRES的另一端子由导体31连接到低电压(LV)开关SW2的一个端子及LV开关SW3的一个端子。开关SW2的另一端子连接到输出导体9，且LV开关SW3的另一端子连接到参考电压，例如接地。流动穿过电感器L的电流标示为IL。输出电压VOUT1产生于输出导体9上。
图4A中的开关SW1、SW2及SW3由控制电路32控制，所述控制电路产生分别耦合到开关SW1、SW2及SW3中的每一者的控制端子(未展示)的控制信号38。(SW1、SW2及SW3一股为MOS晶体管或CMOS传输门，且其栅极电极为开关SW1、SW2及SW3的控制端子。)控制电路32包含控制算法电路39。(随后所描述图4B中展示算法的细节。)控制电路32还包含其(+)输入连接到参考电压VREF且其(-)输入连接到VOUT1的误差放大器或比较器33，下文中称为比较器33。比较器33的输出将信号KICK提供到控制算法电路39的输入。为实现DC-DC转换器输出9处的电压VOUT1的调节，比较器33将VOUT1与参考电压VREF进行比较以产生信号KICK。参考电压VREF可被认为是实际上分别具有确定的上部及下部滞后值VREF_HI及VREF_LO。虽然输出电压VOUT1在VREF_HI与VREF_LO之间进行调节，但其被视为DC电压。
放大器34的(+)输入连接到最小值VRES_MIN，此以图4A中包含的VRES波形图解说明。(-)输入误差放大器34还连接到VOUT1。放大器34的输出将表示VOUT1与输出导体9上的电压VRES的最小值VRES_MIN之间的差的信号供应到可被认为是包含于控制算法电路39中的电压/TON转换电路40的输入。电压/TON转换电路40转换所述差电压以提供持续时间值TON，所述持续时间值TON用于确定开关SW1接通以增加电感器电流IL或将电感器电流IL“充电”并将其递送到VOUT1导体9中的时间或持续时间。
“电流比较器”由比较器35与电阻器37的组合表示。比较器35的(+)输入连接到电阻器37的一个端子，经由电阻器37，电感器电流IL流到接地。无论何时增加或减小的电感器电流IL交叉穿过零，电流比较器35均产生输出信号ZERO_C的转变。电感器电流IL的波形还以图4A中包含的上文所提及曲线图展示。
参考图4B，在每一循环的开始处将控制算法39复位，如框41中所指示。控制算法电路39产生图4A中的控制信号38以便将开关SW2接通且将开关SW1及SW3关断，如框42中所指示。控制算法39接着进行到决策框43以确定VOUT1是否低于先前所提及的低滞后值VREF_LO，在此情形中，信号KICK进行到其“HI”或“1”电平。如果决策框43的确定是否定的，那么算法返回到框42。如果决策框43的确定是肯定的，那么控制算法继续进行到框44以起始反复循环(包含阶段1、阶段2及阶段3)的阶段1。在阶段1期间，控制电路39将开关SW1及SW3接通且将开关SW2关断，如框44中所指示。因此，阶段1为用于电感器L中的电流IL的积聚的线性阶段或充电时间，且此继续直到比较器33确定VOUT1已达到先前所提及高滞后值VREF_HI为止。接着，算法39等待等于TON的时间量，即，直到电感器电流IL达到峰值IPEAK为止，如框45中所指示。
接下来，算法39将开关SW1及SW3关断且将开关SW2接通，如框46中所指示，借此进入阶段2。(注意，在开关SW1及SW3的关断与开关SW2的接通之间需要“保护时间”，且开关SW3的关断与开关SW2的接通之间需要适合保护时间。)接下来，算法39等待直到电感器电流IL的下降边缘经历零交叉为止，如框47中所指示，且接着SW1保持关断且SW3接通且开关SW2关断，如框48中所指示。此是阶段3的开始。接着，控制算法39等待直到电感器电流IL的上升边缘经历零交叉为止，如框49中所指示，且接着进行到框51。
在框51中，控制算法39在电感器电流IL的上升边缘的零交叉点处对VRES的值进行取样且存储所述最小值VRES_MIN。ZERO_C是HI“1”电平或LO“0”零电平，其根据算法39的框50而检测到以指示发生ZERO_C的正向及负向转变的时间。ZERO_C的上升边缘指示电感器电流IL的方向何时从负切换到正，且ZERO_C的下降边缘指示电感器电流IL的方向何时从负往回切换到正。由电流比较器35、37产生的此ZERO_C转变信息根据框47及49用于确定何时开始及结束阶段3。框51的输出接着重新进入决策框43。
当信号KICK进行到其“LO”或“0”电平以致使控制环路停止对输出导体9进行充电时，VOUT1接着开始通过从输出导体9汲取的负载电流而放电。无论何时VOUT1下降到低于低滞后值VREF_LO，KICK均往回切换到其HI或“1”电平且重复前述充电过程，以借此继续VOUT1的调节。
图4C展示图4A中的电感器电流IL及电压信号VRES在阶段1、阶段2及阶段3期间的波形且还展示指示阶段1、阶段2及阶段3相对于IL及VRES波形的时序的图式。注意，先前所描述图4A中所展示的IL及VRES波形是针对不具有任何开关(例如SW1、SW2及SW3)的基本共振LC电路的“纯共振”操作，而开关SW1、SW2、SW3的操作实质上修改图4C中所展示的针对图4A中所展示的电路的所得IL及VRES波形的外观。在图4C中，IL波形上展示正峰值IPEAK(+)及负峰值IPEAK(-)的位置，其中
I PEAK ( + ) = V IN L C RES 且
I PEAK ( - ) = - ( V IN - V OUT ) L C RES .
由于图4A的DC-DC转换器30的共振性质，因此导体4上的电压VRES在峰值电压VPEAK＝2×VIN与最小电压VMIN＝VOUT1之间摆动。振荡的频率通过电感器L及共振电容器CRES的值而确定。电路操作的阶段1在VRES的电压摆幅等于VOUT1时开始。在阶段1期间，开关晶体管SW1及SW3闭合或接通且开关晶体管SW2断开或关断，使得跨越电感器L产生正电压且跨越电容器CRES的电压等于输出电压VOUT1。电感器电流IL为正且不断增加，并从电池2经由电感器L流到CRES中及经由开关SW1流到输出电容器CL1中，因此将电感器L充电且还将输出电容器CL1及共振电容器CRES充电。
由于开关SW1在跨越电容器CRES的电压等于输出电压VOUT1时接通，因此实现ZVS(零电压切换)的所有优点。ZVS切换的主要优点是由于跨越开关SW1的电压为零，因此在开关SW1接通或闭合时，电容器CRES中不存在耗散性能量损失。还如图4C中的波形所展示，由于由电感器L及共振电容器CRES形成的电路的共振性质，因此电感器电流IL的值在VRES处于其电压VMIN时恰好为零。此确保开关SW1在跨越开关SW1的电压为零(即，ZVS切换)且穿过其的电流也为零(即，ZCS切换)时的点处接通，借此确保ZVS及ZCS切换的组合优点。阶段1继续直到电感器L中的电流达到由变量、限制电路或可变定时器电路(未展示)确定的值为止，所述值仅确保导体4上的VRES的电压摆幅的电压VMIN等于下一循环中的VOUT1。控制电路32(图4A)修改开关SW1的接通时间间隔TON或IL的极限。
参考图4C中所指示的阶段2，开关SW1及SW3断开或关断且开关SW2闭合或接通。因此，负载电容器CL1的充电随减小的电感器电流IL从电池2经由电感器L、共振器电容器CRES及开关SW2流到输出电容器CL1而继续。在阶段2期间，节点31上的电压等于VOUT1。
应理解，通常用作开关SW2及SW3的MOS晶体管的额定漏源电压(VDS)取决于VOUT1的最大量值。即，如果VOUT1的最大量值是充分低的，那么低电压(LV)晶体管可用作开关SW2及SW3。注意，在阶段2期间仅一个串联低电压开关晶体管接通。阶段2在电感器电流IL达到零且反向时以开关SW2的断开而结束。此时，电压VRES已达到高于输入电压VIN的最大电压峰值VPEAK，且减小的电感器电流IL等于零。
如图4C中所指示的阶段3以开关SW3接通、开关SW1及SW2两者关断开始。在开关SW3接通且VRES高于输入电压VIN的情况下，电感器电流IL在共振电路中反向，其中电感器L及共振电容器CRES串联连接于VIN与接地之间。VRES随电流IL(阶段3)从接地经由开关SW3、共振电容器CRES及电感器L流到电池2中而减小。当电感器电流IL的方向反转时，电压VRES达到其电压VMIN。可注意，电压VMIN的量值为电感器电流IL的峰值IPEAK(-)的直接函数。因此，以VRES的电压下降到精确地等于VOUT1的最小值的方式控制极限电流或开关SW1关断的时间。
此完成包含阶段1、阶段2及阶段3的整个循环的操作。只要借助于比较器33及35以及误差放大器34的输出反馈控制需要将电荷转移到输出VOUT1，便重复此循环。还应理解，用作开关SW2及SW3的晶体管的额定漏源电压(VDS)必须取决于输出电压VOUT1的最大量值。即，如果VOUT1的最大量值是充分低的，那么较低电压(LV)晶体管可用作开关SW2及SW3。如随后所论述，与使用高电压晶体管相比，在使用低电压晶体管中，存在速度及能量损失/切换操作的一些优点。
强调，前述操作是在共振DC-DC转换器30中不使用任何输入晶体管开关的情况下而实现。由于开关SW1为高电压晶体管，因此其是共振DC-DC转换器30中的最大晶体管且需要具有ZVS(零电压切换)，这是因为其经历大的漏极到源极电压摆幅量。
图4D是图解说明针对图4A中所展示的电路的所模拟电压波形的时序图。注意，图4D仅展示电压波形，而图4C一起展示IL电流波形及VRES电压波形以图解说明峰值电感器电流与峰值输出之间的关系。图4E是图解说明针对图4A中所展示的电路的所模拟电流波形的时序图。图4F展示图4A中所展示的电路中的一些的较多细节。
具体来说，图4F较清楚地指示可如何从电感器L经由共振电容器CRES、导体31及电阻器R引导电感器电流IL以生成比较器35的(+)与(-)输入之间的电压，以便在反转电感器电流IL的方向时产生信号ZERO_C的零交叉转变。由比较器35连同电阻器37一起表示的电流比较器的(-)输入连接到电阻器37的一个端子，经由所述电阻器，电感器电流IL从VIN流到电感器L中。比较器35的(+)输入连接到VIN。无论何时电感器电流IL波形沿任一方向交叉穿过零，比较器35均产生零交叉输出信号ZERO_C的转变。当IL为负，即，ZERO_C＝0及KICK为HI时，开关SW3接通。而且，驱动器电路产生开关控制信号SW1CTRL及SW2CTRL以控制可分别用作开关SW1及SW2的电力MOSFET。图4F中的反相器78响应于导体38-2上的由“或非”门74B产生的开关控制信号SW2CTRL而产生控制开关SW3的开关控制信号SW3CTRL。
而且，包含误差放大器34、开关27及28以及电容器25及29的图4F中的电压/TON电路40产生导体26上的表示VOUT1与VRES_MIN之间的差的电压。开关28接通达小时间间隔以在IL已达到其最小值时(即，在IL＝0、KICK为HI且电感器电流IL将为正时)对VRES进行取样。电容器29存储所取样电压VRES_MIN。开关27在KICK＝LO＝0时接通且将放大器34复位，使得其输入误差等于零。当KICK＝LO时，可停用放大器34。电压/TON转换电路40将所述差电压转换成具有持续时间TON的脉冲SW1CTRL。转换电路40包含P沟道晶体管40B，所述P沟道晶体管的源极连接到VDD且其漏极连接到反相器40C的供应电压端子，所述反相器的输入连接到两输入“与”门40A的输出。反相器40C的输出连接到非反相缓冲器40D的一个端子及电容器40H的一个端子，所述电容器40H的另一端子连接到接地。
电压/TON转换电路40中的P沟道晶体管40B用作电阻器，且其连同电容器40H一起充当RC延迟元件。晶体管40B的沟道电阻通过导体26的电压而调整。导体26上的较高电压致使晶体管40B具有较高电阻且因此产生较长RC延迟。导体26上的电压越低，晶体管40B的电阻就越低，从而产生较低RC延迟。电压/TON转换电路40因此将导体26上的电压转换成时间延迟间隔。反相器40C充当开关以使得电容器40H能够经由电阻晶体管40B进行充电。反相器40C的输出将从0伏特上升到缓冲器放大器40D的阈值电压。反相器40C的输出从0伏特上升到缓冲器放大器40D的阈值所需的时间为开关SW1的接通时间间隔TON。缓冲器40D的供应电压端子连接到VDD。缓冲器40D的输出连接到D型正反器40F的时钟输入。正反器40F的D输入连接到VDD，且正反器40F的复位输入R连接到复位脉冲产生器40E的输出，所述复位脉冲产生器40E的输入连接到“与”门40A的输出。由滞后比较器33产生的信号KICK施加到“与”门40A的一个输入。“与”门40A的另一输入连接到反相器40G的输入且接收零交叉信号ZERO_C。反相器40G的输出连接到两输入“或非”门74B的一个输入，所述两输入“或非”门74B的另一输入连接到反相器74A的输出。“或非”门74B的输出产生导体38-2上的开关控制信号SW2CTRL。“或非”门74B的输出致使反相器78产生开关控制信号SW3CTRL。
图5A展示基于图4A中的共振SISO降压转换器30的拓扑的共振SIMO降压/升压DC-DC转换器30-1的基本拓扑。图5A中的包含电池2、电感器L、共振器电容器CRES及开关SW3的共振器电路可基本上与在图4A及4F中相同地连接。图5A中的开关SW1_BUCK1与图4A中的开关SW1相同，且由导体9-1连接以产生跨越负载电容器CL1的输出电压VOUT_BUCK1。图5A中的开关SW2_BUCK1与图4A中的开关SW2相同，且还连接到导体9-1。此外，在图5A中，开关SW1_BUCK2还可连接于导体4与输出导体9-2之间，此产生跨越负载电容器CL2的输出电压VOUT_BUCK2，且开关SW2_BUCK2可连接于导体31与输出导体9-2之间。而且，开关SW1_BOOST1连接于导体4与接地之间，且开关SW2_BOOST1连接于导体4与输出导体9-3之间，此跨越另一负载电容器CL3施加经升压输出电压VOUT_BOOST1。可按需要类似地提供额外降压输出及升压输出。图5A中还展示电感器电流IL及共振器电压VRES的“纯共振操作”波形(即，犹如省略了开关SW1、SW2及SW3一样操作)。
图5A中的各种开关由控制电路32A控制，所述控制电路产生分别耦合到开关SW1_BUCK1、SW1_BUCK2、SW2_BUCK1、SW2_BUCK2及SW3中的每一者的控制端子(未展示)的开关控制信号38A。控制电路32A包含各种比较器(例如比较器33及35)及误差放大器(例如误差放大器34)，如图5B中所展示。控制电路32A还包含控制算法电路39，图5D中展示所述控制算法的细节。
图5B展示图5A的控制电路32A中的块36中的电路。块36中的电路包含其(+)输入连接到VREF且其(-)输入连接到VOUT_BUCK1的比较器33A，且还包含其(+)输入连接到VREF且其(-)输入连接到VOUT_BUCK2的另一比较器33B。误差放大器34A的(+)输入连接到最小VRES值VRES_MIN。误差放大器34A的(-)输入连接到VOUT_BUCK1。另一误差放大器34B的(+)输入连接VRES值VRES_MIN且其(-)输入连接到VOUT_BUCK2。
图5C展示仲裁控制电路54，此还展示随后所描述图5G的块54中的较多细节。图5C中的仲裁控制电路54操作以产生输出优先级变量PCC(当前循环的优先级)以针对共振SIMO的目前或当前操作循环产生“0”或“1”且针对共振SIMO的下一操作循环产生输出优先级变量PNC(下一循环的优先级)。信号“USER-DEFINEDPRIORITY”作为输入施加到仲裁控制电路54。信号KICK1及KICK2作为输入施加到仲裁控制电路54。为确定目前循环的PCC值，如果VOUT_BUCK1的产生在共振SIMO30-1的降压部分的目前操作循环期间为优先级，那么仲裁控制电路54的块55中的电路设定PCC＝0。否则，即，如果VOUT_BUCK2的产生在目前操作循环期间为优先级，那么块55中的电路设定PCC＝“1”。为确定PNC值(其为针对下一循环的PCC值)，如果PCC从“0”改变为“1”或如果在下一循环中PCC从“1”改变为“0”，那么仲裁控制电路54的块56中的电路设定PNC＝“1”；且如果PCC在下一循环期间保持不变，那么设定PNC＝“0”。
图5D展示对应于图5A中的块39A中的电路的SIMO控制算法。(再次，注意，为方便起见，图5A的开关SW1_BUCK1、SW1_BUCK2、SW2_BUCK1及SW2_BUCK2在图5D的流程图中替代地分别标示为SW1_01、SW1_02、SW2_01及SW2_02。)在图5C中，在每一循环的开始处将控制算法39A复位，如框41A中所指示。如框42A中所指示，在每一循环的开始处，开关SW1_01为关断的，开关SW2_01可取决于将选择哪一沟道而为接通的或关断的，开关SW1_02为关断的，开关SW2_02为关断的，且开关SW3为关断的。接着，如决策框43A中所指示，如果KICK1或KICK2的值等于1，那么控制算法39A进行到阶段1的开始处的框44A，且(1)如果PCC＝0(例如，如果将运行VOUT_BUCK1，参见图5C)，那么将开关SW1_01接通且将开关SW1关断，(2)如果PCC＝1(例如，如果将运行VOUT_BUCK2，参见图5C)，那么将开关SW1_2接通且将开关SW1_01关断，且在任一情形中，均将开关SW2_01及SW2_02关断且将开关SW3接通。然而，如果决策框43A的确定为否定的，那么程序往回进行到框42A且接着往回进行到决策框43A。
控制算法39A从框44A进行到框45A，且如果PNC＝0，那么等待等于TON_01的时间量或持续时间，或如果PNC＝1，那么等待等于TON_02的时间量，即，直到电感器电流IL达到峰值IPEAK为止。接下来，在阶段2的开始处，控制算法39A进行到框46A，且如果PCC＝0，那么将开关SW2_01接通且将开关SW2_02关断，或如果PCC＝1，那么将开关SW2_02接通且将开关SW2_01关断，且在任一情形中，均将开关SW1_01、SW1_02及SW3关断。接下来，在阶段2的结尾处，控制算法39A进行到框47A且等待ZERO_C的下降边缘。控制算法39A接着进行到阶段3的开始处的框48A且允许开关SW1_01保持接通，且将开关SW1_02及SW2_01关断，且将开关SW3接通。接着，控制算法39A进行到框49A且等待ZERO_C的上升边缘，即，直到负电感器电流IL接近零交叉为止，如框50A中所指示。
接着，控制算法39A进行到框51A。在框51A中，控制算法39A在电感器电流IL的上升边缘的零交叉点处对VRES的值进行取样且存储所述最小值VRES_MIN。ZERO_C为根据由框50A执行的检测而检测到的HI“1”电平或LO“0”零电平以指示发生ZERO_C的正向及负向转变的时间。如框50A中所指示，控制算法39A接收零电流交叉比较器输出ZERO_C且检测何时发生其上升边缘及下降边缘。如在图4B的先前所描述控制算法39中，ZERO_C的上升边缘指示电感器电流IL的方向何时从负切换到正，且ZERO_C的下降边缘指示电感器电流IL的方向何时从负往回切换到正。根据框47A及49A而利用由电流比较器37、35产生的此ZERO_C转变信息来确定何时开始及结束阶段3。图5D中的框51A的输出进入决策框43A。
现有技术图5E展示包含连接于VIN导体2A与VRES导体4之间的电感器L的基本常规升压转换器，如在图5A中。开关SW1_BOOST1连接于导体4与接地之间，且根据图5F中所展示的波形由控制环路电路32B控制。开关SW2_BOOST1连接于导体4与输出导体9-3之间。输出导体9-3还连接到负载电容器CL1的一个端子及控制环路电路32B的输入。导体2A上的输入电压VIN最初高于导体4上的电压VRES。在电感器电流IL已充满电或增加到所要最大电平IMAX之后，电感器L充当高阻抗电流源。控制环路电路32B将开关SW1_BOOST1断开且将开关SW2_BOOST1闭合，且减小的“充满电”的电感器电流IL流到负载电容器CL1中以增加导体9-3上的输出电压VOUT_BOOST1。在控制环路电路32B的控制下重复所述过程以致使VOUT_BOOST1等于参考电压VREF。控制电路32B通过将开关SW2_BOOST1关断且将开关SW1_BOOST1接通而开始每一新循环。VREF可实质上高于输入电压VIN。相对小的纹波电压VOUT_BOOST1_RIPPLE叠加于VOUT_BOOST1上，如VOUT_BOOST1波形中所展示。
图5G展示图5A的简化部分，出于图解说明降压/升压操作的目的，其仅包含电感器L、共振器电容器CRES、开关SW1_BUCK1、SW1_BOOST1、SW2_BOOST1、SW2_BUCK1及SW3以及输出电容器CL1及CL2。图5H展示图5G中的电感器电流IL及电压信号VRES的波形且还展示阶段1、阶段2及阶段3相对于IL及VRES波形的时序。在图5G中所展示的简化SIMO降压/升压电路中，存在2个输出，即VOUT_BUCK1(输出电压VOUT_BUCK1小于输入电压VIN)及VOUT_BOOST1(输出电压大于输入电压VIN)。(图5E中所展示的电路可经重新配置以产生与特定应用的需要一样多的降压输出及升压输出。图5A中的降压-升压转换器30-1(其展示2个降压输出(VOUT_BUCK1及VOUT_BUCK2)及1个升压输出(VOUT_BOOST1))仅为此配置的一个实例。)
在图5G中所展示的简化降压/升压DC-DC转换器电路中，开关SW1_BUCK1、SW2_BUCK1及SW3连同共振器组件(L及CRES)一起以与先前所描述相同的方式操作以在其低于输入电压VIN时产生输出电压VOUT_BUCK1。开关SW1_BOOST1及SW2_BOOST1连同电感器L一起如在常规升压转换器中一样进行操作以产生高于输入电压VIN的输出电压VOUT_BOOST1。
图5G的降压/升压转换器的降压及升压操作模式由图5H的波形指示，所述波形类似于先前所描述图4C的降压转换器波形，VRES波形的形状除外。图5H的波形展示交替的降压及升压循环。而且，仅升压操作可通过使开关SW3继续保持接通或闭合而实现，使得电路的仅升压部分操作且降压部分关断。
图5I是包含总体控制电路结构的图式，包含可包含于图5A的SIMO降压-升压转换器的降压部分中的仲裁电路54的细节。在图5I中，所图解说明的SIMO降压转换器电路包含图5A中所展示的大部分简化电路，但为方便起见，省略两个升压开关SW1_BOOST1及SW2_BOOST1，但包含控制电路32B的较复杂图解。图5I中的控制电路32B包含各自具有适合滞后且各自的(+)输入连接到VREF的两个误差检测比较器33A及33B。比较器33A的(-)输入连接到VOUT1且比较器33B的(-)输入连接到VOUT2。比较器33A及33B的输出KICK1及KICK2分别连接到仲裁电路54的输入，所述仲裁电路包含仲裁逻辑54A(其与图5C中的仲裁控制电路54、55、56相同)及多路复用器61B。
信号KICK1及KICK2指示何时需要对VOUT1及VOUT2进行充电。用户所提供的优先级输入PCC及用户所提供的“加权比N”确立VOUT1及VOUT2所需的相对充电量之间的优先级以便根据其相应需要适当地运行VOUT1及VOUT2。多路复用器61B的输出由导体62耦合到电压/TON转换电路(例如图4F中所展示的电路40)的输入，所述电压/TON转换电路具有由导体4连接的另一输入以接收VRES。TON为电感器L的充电的持续时间以产生电感器电流IL的所要电平。TON控制电路40的输出由导体64连接到开关控制电路39A的输入，此对应于图5D的切换算法39A。开关控制算法电路39A的输出由导体66及67分别连接到开关驱动器69及开关驱动器70。开关驱动器69及70的输出由适当导体38B连接到各种开关的控制端子(例如，连接到用于实施SIMO电路中的各种开关的各种MOS开关晶体管的栅极电极。)
强调，如同在上文所提及的贾巴里及沙哈拉米参考文献的DC-DC转换器及具有控制从VIN及电池2到电感器L中的能量流量的输入开关的标准DC-DC降压转换器中的情形一样，图4A及5A的共振DC-DC转换器不包含连接到DC输入VIN的任何输入开关。相比之下，在本发明的所描述实施例中，展示输入电压VIN及电池2与输出电压(例如图5D中的VOUT1或VOUT_BUCK1)之间的能量流量通过仅控制输出开关(例如SW1或SW1-BUCK1)而实现，且能量效率中的进一步改进通过利用ZCS及ZVS切换而实现。
在阶段1期间，图4A及5A的共振DC-DC转换器实现ZVS(零电压切换)及ZCS(零电流切换)两者，而现有技术图3A及3B的共振DC-DC转换器可仅实现ZCS(零电流切换)。此外，现有技术图3A及3B中的所有开关必须是额定高电压晶体管开关，此必然比图4A及5A的电路中使用的额定较低电压晶体管开关大得多、慢得多且贵得多。举例来说，图3A中的开关SWR必须额定为2×VIN伏特，且开关SW1及SW3必须额定为VIN伏特。
晶体管的“切换FOM(优值)”或Rsp度量指示晶体管在其切换操作期间消耗了多少能量。优选FOM意指每切换活动耗散较低能量。额定低伏特晶体管可以频率比具有相同功率损失的额定3伏特的高电压晶体管高大约6倍的频率进行切换。应了解，其漏极与源极端子之间可耐受3.0伏特的电压差的晶体管(即，额定3.0伏特的晶体管)与其漏极与源极端子之间可耐受1.2伏特的差的晶体管(即，额定1.2伏特的晶体管)的“Rsp”FOM之间存在显著差异。晶体管的较低Rsp指示为实现给定开关电阻，其占据与由较高Rsp晶体管占据的芯片面积相比较小的硅面积。额定3伏特的晶体管的Rsp为额定1.2伏特的晶体管的Rsp的大约16倍，且指示可通过使用额定1.2伏特的低电压(LV)晶体管而非额定3伏特的高电压(HV)晶体管来减小的晶体管大小及成本的量。而且，额定低电压晶体管具有优于额定高电压晶体管的“切换FOM”的“切换FOM”。
如果集成电路中的高电压晶体管可用低电压晶体管替换，那么集成电路可以高大约6倍的频率操作而不增加其中的功率损失，且还占据较少硅芯片面积。此高频率操作又可允许外部无源装置(例如电感器及电容器)为对应地较小的。贾巴里及沙哈拉米参考文献(本文中的现有技术图3A及3B)中的晶体管开关所需的较高额定电压减小那些晶体管的功率损失切换FOM(优值)，且因此还减小所图解说明的共振DC-DC转换器的功率效率。相比之下，图5A及5B的共振DC-DC转换器允许3个主要开关中的2个开关为额定低电压晶体管，此具有优越的切换功率损失FOM。此允许较高频率电路操作、允许使用较小外部电感器及电容器、产生经改进功率效率且提供较高输出功率密度。(功率转换器的“功率密度”指示可以给定效率在给定“溶液体积”(即，电子器件所占据的体积或区域)中从输入源传送到输出的最大功率量。较高“功率密度”意指与用于具有较低“功率密度”的转换器的给定溶液体积中的功率递送相比相同量的“溶液体积”中的较高功率递送。)
在阶段2期间，现有技术图3A中的共振DC-DC转换器中的从输入电压VIN到负载电容器CL1的电流路径必须通过两个串联耦合的晶体管开关SW3及SW1，而图4A及5A中所展示的共振DC-DC转换器中的电流需要使用仅一个晶体管开关，即选定输出开关，例如图4A中的SW1或SW2或者图5B中的SW1_BUCK1、SW2_BUCK1或SW2_BOOST1。由于所描述DC-DC转换器架构中使用较低数目个开关，因此此产生开关中的较低功率损失。
在阶段3期间，电感器电流IL的方向被反转或为“负”，使得电荷被电感器电流IL供应到的目的地不同于图4A及5A的架构。图4A及5A的所建议解决方案在共振模式期间将共振电容器CRES上的电荷跨越节点4(VRES)及接地返回到VIN，而在图3A及3B中，在此阶段期间，电流源自到共振电容器CRES的VIN。在此阶段期间由电感器电流IL供应的电荷的方向的此差异允许图4A及5A的共振DC-DC转换器省略现有技术中所需的输入开关晶体管。
本发明的所描述实施例中不存在任何输入开关使电感器L与输入电压源VIN直接串联连接。相比之下，在具有常用输入开关的DC-DC功率转换器的现有技术单片芯片实施方案中，无论何时如在现有技术中切换穿过输入开关的DC电流，封装及其引线框架以及板上(即，印刷电路板上的)寄生路由电感均在印刷电路板上以及集成电路芯片上的输入VIN处形成高频率电压“振铃”(即，电压噪声)。此限制现有技术DC-DC转换器的功率效率、操作频率及EMI(电磁干扰)性能，且为限制这些不利效应，将大量输入解耦努力应用于印刷电路板设计以及集成设计，但不过，通常产生增加的面积及增加的总体产品体积，且因此还增加总产品成本。
相比之下，本发明的所描述实施例不具有输入开关，且电感器L与输入电压源VIN直接串联连接，因此不需要用于在DC-DC转换器输入VIN处交换DC电流的开关。此是重要的，这是因为在DC-DC转换器操作期间在VIN处产生非常少的输入电压噪声(EMI)。因此，对于本发明的所描述实施例，印刷电路板及现有技术集成电路DC-DC转换器芯片的输入解耦电容器要求实质上被减小，就像封装、封装引线框架及印刷电路板路由寄生电感一样。此意指可使用较便宜封装(具有较大寄生电感)用于所描述DC-DC转换器，此进一步减小总产品成本。
与现有DC-DC降压转换器的由其连接到各种内部寄生电感的输入开关的快速切换导致的EMI瞬态输入电压相比，本文中所描述的新共振DC-DC降压转换器架构在DC-DC转换器VIN输入端子上提供数量级较低的EMI瞬态电压。此的实质优点是可使用便宜得多的封装用于所描述DC-DC转换器。
参考图6的曲线图，曲线B及C展示针对分别以4MHZ及9MHZ的频率的如图4A及4B中所展示的共振DC-DC转换器的功率效率对负载电流特性。现有共振SIMO DC-DC转换器功率效率通常比共振SISO DC-DC转换器低至少2％到4％，此主要是因为存在输入功率晶体管、两个接合电线寄生电阻及与SIMO DC-DC转换器中的交叉调节控制相关联的损失。
图6中的曲线A展示针对图5A中的共振SIMO DC-DC转换器30-1的功率效率对负载电流特性。此曲线展示比如图3A中所展示的现有技术共振SISO DC-DC转换器高(而非低)3％的功率效率对负载电流特性。此多少有些意外，因为DC-DC转换器的切换功率损失差不多会随DC-DC转换器操作频率增加而增加。但图7中的曲线A展示图5A的SIMO DC-DC转换器30-1具有比标准DC-DC调节器高(而非低)的功率效率特性。然而，据信，图5A的SIMO DC-DC转换器30-1的较高功率效率由使用额定低电压晶体管开关而高电压晶体管开关所导致。
参考图7中的所模拟曲线A及B，展示随峰值电感器电流而变的功率效率及针对图4A及5A中所展示的共振DC-DC转换器架构的切换频率连同针对现有技术图3A及3B中所展示的现有技术共振DC-DC转换器架构的对应所模拟曲线C及D。曲线A及B展示对于相同负载电流，图4A及5A中的共振SISO及SIMO DC-DC转换器的峰值效率分别发生在现有技术图3A及3B中所分别展示的先前所论述的现有技术SIMO及SISO DC-PC转换器架构的电感器峰值电流的大约一半处、切换频率的大约两倍处。此确认在图4A及5A中所展示的共振DC-DC转换器中使用额定低电压晶体管开关的益处。可见，所模拟曲线A及B的功率效率峰值发生在实质上比针对由所模拟曲线C及D表示的常规共振DC-DC转换器的情形高的切换频率处。额定低电压晶体管开关代替现有技术共振DC-DC转换器所需的额定高电压晶体管的使用可允许使用较高切换频率，且因此可允许使用较小较便宜的电感器、减小的芯片大小及较低成本。
参考图8，所模拟曲线A及B指示图4A及5A的共振DC-DC转换器的功率效率如何随电感L及切换频率而变化且其如何与现有技术图3A及3B中所展示的现有DC-DC转换器的功率效率进行比较。图4A及5A的DC-DC转换器的功率效率保持具有比图3A及3B的共振DC-DC转换器的功率效率高得多的增加的切换频率。对于曲线A，图4A及5A的共振DC-DC转换器的功率效率的衰减随增加的切换频率而变、发生在大约20MHZ处，而针对现有技术图3A及3B的共振DC-DC转换器，曲线B的对应功率效率衰减发生在大约8MHZ处。即，针对图4A及5B的共振DC-DC转换器的功率效率衰减比针对图3A及3B的共振DC-DC转换器的对应衰减高大约3倍。此可使得将电感器集成到与其余DC-DC转换器相同的集成电路芯片中实际可行，尤其在提供磁心的情况下更是如此。即使电感器在外部，其也可为较小且较便宜的。
与现有DC-DC转换器相比，根据本发明的共振DC-DC转换器的优点包含在不使用输入开关的情况下提供降压及升压共振DC-DC转换器操作且借此避免与输入开关相关联的各种缺点，包含通常与输入开关相关联的功率损失及EMI(电磁干扰)，例如输入开关中的功率损失、由输入开关的较低切换FOM所致的较低频率操作、EMI(电磁干扰)、由输入解耦需要所致的较大面积及成本及对封装寄生效应的敏感性。本发明的所描述实施例提供零电压切换(ZVS)及零电流切换(ZCS)两者以减小动态切换损失。作为ZCS切换的结果，在循环的开始处递送到输出中的任何者的电流以零开始。此意指特定DC-DC转换器输出处的误差不影响另一输出。
此外，LV晶体管的额定电压独立于VIN且可随输出电压而按比例调整。此允许较高效率、较低总成本及高频率操作。此与其中输入电压确立晶体管的所需额定电压的现有技术形成对比。此外，经由一个或一个以上电容器的新的多阶段充电方案响应于直接输出加载量而实现共振器能量的完全控制。
虽然已参考本发明的几个特定实施例描述本发明，但所属领域的技术人员将能够在不背离本发明的真实精神及范围的情况下对本发明的所描述实施例做出各种修改。打算，不实质上不同于权利要求书中所陈述的那些元件或步骤的但实质上以实质上相同方式分别执行相同功能以实现与所述主张内容相同的结果的所有元件或步骤均在本发明的范围内。举例来说，一些集成电路电感器具有铁氧体磁心，举例来说，构建为半导体晶片的顶部上的无源装置的磁心。此些集成电路铁氧体磁心可实现极好的电感值，例如，在4毫米乘以4毫米芯片上介于100毫微亨与1微亨之间。此些集成电路铁氧体磁心的使用可使本发明更有利。电感器L及共振电容器CRES中的任一者或两者均可在芯片上或芯片外。

Claims (21)

1.一种用于将DC输入电压转换成第一输出导体上的第一DC输出电压的基于共振的DC-DC转换器，其包括：
(a)电感器，其具有直接耦合到DC输入电压的源的第一端子及耦合到共振导体的第二端子；
(b)共振电容器，其具有耦合到所述共振导体的第一端子；
(c)第一开关，其耦合于所述共振导体与所述第一输出导体之间，用于在第一阶段期间将电感器电流传导到所述第一输出导体中；
(d)第二开关，其耦合于所述共振电容器的第二端子与所述第一输出导体之间，用于在第二阶段期间将电感器电流经由所述共振电容器传导到所述第一输出导体中；以及
(e)第三开关，其耦合于所述共振电容器的所述第二端子与第一参考电压之间，用于在第三阶段期间将电感器电流从所述第一参考电压的源经由所述共振电容器传导到所述输入电压的所述源中。
2.根据权利要求1所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述第一开关、所述第二开关及所述第三开关均是单向开关。
3.根据权利要求1所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述第一开关、所述第二开关及所述第三开关中无一者操作为所述基于共振的DC-DC转换器的输入开关。
4.根据权利要求1所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述电感器在所述第一开关、所述第二开关及所述第三开关位于其中的集成电路芯片的外部。
5.根据权利要求1所述的基于共振的DC-DC转换器，其包含控制电路，所述控制电路用于根据所述第一阶段、所述第二阶段及所述第三阶段而控制所述第一开关、所述第二开关及所述第三开关，其中所述第一阶段、所述第二阶段与所述第三阶段不重叠。
6.根据权利要求5所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述控制电路：在所述第一阶段期间，将所述第一开关及所述第三开关闭合且将所述第二开关断开；在所述第二阶段期间，将所述第一开关及所述第三开关断开且将所述第二开关闭合；且在所述第三阶段期间，致使所述第一开关保持断开、将所述第二开关断开且将所述第三开关闭合。
7.根据权利要求6所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述控制电路包含第一比较器，所述第一比较器用于检测所述第一输出电压何时小于表示第二参考电压的最小电平以产生第一信号的致使所述控制电路控制所述第一开关、所述第二开关及所述第三开关以便致使所述电感器电流对连接到所述第一输出导体的第一负载进行充电的第一电平；所述第一比较器还检测所述第一输出电压何时大于表示所述第二参考电压的最大电平以产生所述第一信号的致使所述控制电路控制所述第一开关、所述第二开关及所述第三开关以便防止所述电感器电流进一步对所述第一负载进行充电的第二电平。
8.根据权利要求7所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述控制电路包含比较电路，所述比较电路用于检测所述电感器电流的零交叉发生以确定所述第一开关及所述第三开关需要闭合的时间及所述第二开关需要断开的时间。
9.根据权利要求8所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述控制电路包含误差放大器，所述误差放大器用于将所述第一输出电压与所述共振导体的共振电压的最小电平进行比较以产生表示所述第一输出电压与所述共振电压的所述最小电平之间的差的差信号，且其中所述控制电路还包含电压/延迟转换电路，所述电压/延迟转换电路用于在所述第一阶段期间将所述差信号转换成所述第一开关闭合的持续时间。
10.根据权利要求5所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述控制电路操作以执行所述第一开关及所述第二开关的零电压切换ZVS及零电流切换ZCS。
11.根据权利要求5所述的基于共振的DC-DC转换器，其包含
第四开关，其耦合于所述共振导体与第二输出导体之间，用于在所述第一阶段期间将电感器电流传导到所述第二输出导体中；以及
第五开关，其耦合于所述共振电容器的所述第二端子与所述第二输出导体之间，用于在所述第二阶段期间将电感器电流经由所述共振电容器传导到所述第二输出导体中，借此所述基于共振的DC-DC转换器将所述DC输入电压转换成所述第二输出导体上的第二DC输出电压。
12.根据权利要求11所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述控制电路根据所述第一阶段、所述第二阶段及所述第三阶段而控制所述第四开关、所述第五开关及所述第三开关，其中所述第一阶段、所述第二阶段与所述第三阶段不重叠。
13.根据权利要求12所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述控制电路：在所述第一阶段期间，将所述第四开关及所述第三开关闭合且将所述第五开关断开；在所述第二阶段期间，将所述第五开关闭合且将所述第四开关及所述第三开关断开；且在所述第三阶段期间，致使所述第四开关保持断开、将所述第五开关断开且将所述第三开关闭合。
14.根据权利要求13所述的基于共振的DC-DC转换器，其中所述控制电路包含第二比较器，所述第二比较器用于检测第二输出电压何时小于表示第二参考电压的最小电平以产生第二信号的致使所述控制电路控制所述第四开关、所述第五开关及所述第三开关以便致使所述电感器电流对连接到所述第二输出导体的第二负载进行充电的第一电平，所述第二比较器还检测所述第二输出电压何时大于表示所述第二参考电压的最大电平以产生所述第二信号的致使所述控制电路控制所述第四开关、所述第五开关及所述第三开关以便防止所述电感器电流进一步对所述第二负载进行充电的第二电平。
15.根据权利要求1所述的基于共振的DC-DC转换器，其包含耦合于所述共振导体与所述第一参考电压之间的升压晶体管且还包含耦合于所述共振导体与第二输出导体之间用于产生所述第二输出导体上的经升压输出电压的第二升压晶体管。
16.一种用于借助于基于共振的DC-DC转换器将DC输入电压转换成输出导体上的DC输出电压的方法，所述方法包括：
(a)将电感器的第一端子直接耦合到所述DC输入电压的源、将所述电感器的第二端子耦合到共振导体且将共振电容器的第一端子耦合到所述共振导体；
(b)在第一阶段期间，将电感器电流从所述共振导体经由第一开关传导到所述输出导体中；
(c)在第二阶段期间，将电感器电流经由所述共振电容器及第二开关传导到所述输出导体中；以及
(d)在第三阶段期间，将电感器电流从第一参考电压的源经由第三开关、经由所述共振电容器及经由所述电感器传导到所述输入电压的所述源中。
17.根据权利要求16所述的方法，其包含：在所述第一阶段期间，将所述第一开关及所述第三开关闭合且将所述第二开关断开；在所述第二阶段期间，将所述第二开关闭合且将所述第一开关及所述第三开关断开；且在所述第三阶段期间，致使所述第一开关保持断开、将所述第二开关断开且将所述第三开关闭合。
18.根据权利要求17所述的方法，其包含：检测所述输出导体上的所述输出电压何时小于表示第二参考电压的最小电平，且响应于所述检测而产生信号的第一电平，且响应于所述信号而控制所述第一开关、所述第二开关及所述第三开关以便致使所述电感器电流对连接到所述输出导体的负载进行充电；且还检测所述输出电压何时大于表示所述第二参考电压的最大电平，且响应于所述检测而产生所述信号的第二电平，且响应于所述检测而控制所述第一开关、所述第二开关及所述第三开关以便防止所述电感器电流进一步对所述负载进行充电。
19.根据权利要求17所述的方法，其包含：检测所述电感器电流的零交叉发生，且响应于所述检测而确定所述第一开关及所述第三开关需要闭合的时间及所述第二开关需要断开的时间。
20.根据权利要求17所述的方法，其包含：将所述输出电压与所述共振导体的共振电压的最小电平进行比较以产生表示所述输出电压与所述共振电压的所述最小电平之间的差的差信号；且在所述第一阶段期间，将所述差信号转换成所述第一开关闭合的持续时间。
21.一种用于借助于基于共振的DC-DC转换器将DC输入电压转换成第一输出导体上的第一DC输出电压的电路，其包括：
(a)用于将电感器的第一端子直接耦合到所述DC输入电压的源的构件、用于将所述电感器的第二端子耦合到共振导体的构件及用于将共振电容器的第一端子耦合到所述共振导体的构件；
(b)用于在第一阶段期间将电感器电流从所述共振导体经由第一开关传导到所述第一输出导体中的构件；
(c)用于在第二阶段期间将电感器电流经由所述共振电容器及第二开关传导到所述第一输出导体中的构件；以及
(d)用于在第三阶段期间将电感器电流从第一参考电压的源经由第三开关、经由所述共振电容器及经由所述电感器传导到所述输入电压的所述源中的构件。
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Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105515376A (zh) * 2015-12-31 2016-04-20 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 基于单电感多输出的电压调节电路及其控制方法
CN107086777A (zh) * 2016-02-12 2017-08-22 德克萨斯仪器股份有限公司 单输入多输出(simo)dc‑dc转换器和simo dc‑dc转换器控制电路
CN107404229A (zh) * 2016-04-14 2017-11-28 德州仪器公司 用于零电压转变功率转换器的自适应计时的方法及设备
CN109672331A (zh) * 2017-10-16 2019-04-23 斯沃奇集团研究和开发有限公司 具有振荡结构的能量收集电路
CN110165890A (zh) * 2018-02-14 2019-08-23 三星电子株式会社 使用单个电感元件执行降压-升压转换的电子电路
CN111478585A (zh) * 2019-01-23 2020-07-31 模拟设备国际无限公司 多相开关电容器电感器升压转换器技术
CN112737290A (zh) * 2020-12-23 2021-04-30 深圳市航天新源科技有限公司 一种高集成非隔离正负压输出多端口变换器电路
TWI742851B (zh) * 2020-04-20 2021-10-11 立錡科技股份有限公司 電源轉換器
TWI742852B (zh) * 2020-05-07 2021-10-11 立錡科技股份有限公司 諧振切換式電源轉換器
TWI746163B (zh) * 2020-05-26 2021-11-11 立錡科技股份有限公司 諧振切換式電源轉換器
TWI748284B (zh) * 2018-11-14 2021-12-01 愛爾蘭商納維達斯半導體有限公司 共振電路及操作一共振電路之方法
CN113809916A (zh) * 2020-06-15 2021-12-17 马克西姆综合产品公司 具有连续导通模式和非连续导通模式的电流控制的单电感器多输出dc-dc转换器
CN114825876A (zh) * 2022-05-12 2022-07-29 上海交通大学 一种复用延时单元的快速瞬态响应多输出降压转换器

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2720362A1 (en) * 2012-10-12 2014-04-16 ST-Ericsson SA Independent output control for single-inductor, bipolar outputs, buck-boost converters
EP2720363A1 (en) * 2012-10-12 2014-04-16 ST-Ericsson SA Independent output control for single-inductor, bipolar outputs, buck-boost converters
EP3097635B1 (en) * 2014-01-22 2018-03-14 Danmarks Tekniske Universitet Resonant step-down dc-dc power converters
US9776898B2 (en) 2014-02-14 2017-10-03 Regenesis Bioremediation Products Treatment of aquifer matrix back diffusion
US9712050B2 (en) * 2014-07-17 2017-07-18 Infineon Technologies Americas Corp. Power converter utilizing a resonant half-bridge and charge pump circuit
JP6245187B2 (ja) * 2015-02-02 2017-12-13 株式会社村田製作所 パワーインダクタの評価装置、及び、パワーインダクタの評価プログラム
FR3036247B1 (fr) * 2015-05-12 2017-06-09 Pyxalis Circuit de lecture d'un capteur a matrice de pixels avec conversion analogique - numerique a haute cadence d'acquisition, et capteur d'images comprenant un tel circuit
US10461640B2 (en) * 2015-11-16 2019-10-29 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter
DE102016204374B4 (de) * 2016-03-16 2022-07-14 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Schaltleistungswandler mit mehreren Ausgängen
US9853547B2 (en) 2016-04-13 2017-12-26 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for adaptive timing for zero voltage transition power converters
US10141845B2 (en) 2016-04-13 2018-11-27 Texas Instruments Incorporated DC-DC converter and control circuit with low-power clocked comparator referenced to switching node for zero voltage switching
US10141846B2 (en) 2016-04-15 2018-11-27 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for adaptive timing for zero voltage transition power converters
KR101869408B1 (ko) * 2016-07-04 2018-06-21 주식회사 실리콘마이터스 싱글인덕터 멀티아웃풋 컨버터
US10622889B2 (en) * 2016-08-24 2020-04-14 Samsung Electronics Co., Ltd. Voltage converting apparatus and method of controlling voltage converting apparatus
US9917517B1 (en) 2016-10-26 2018-03-13 Google Inc. Switched tank converter
US20170201170A1 (en) * 2017-03-26 2017-07-13 Ahmed Fayez Abu-Hajar Method for generating highly efficient harmonics free dc to ac inverters
US10523120B2 (en) * 2017-09-07 2019-12-31 Samsung Electronics Co., Ltd. Supply modulator for power amplifier
US10797660B2 (en) 2018-04-16 2020-10-06 Maxim Integrated Products, Inc. Multiphase buck-boost amplifier
US10547241B1 (en) 2018-08-29 2020-01-28 Linear Technology Holding Llc Hybrid inverting PWM power converters
CN109194129B (zh) * 2018-10-26 2020-06-30 京东方科技集团股份有限公司 一种升压电路及其驱动方法、背光模组和显示装置
US10840797B2 (en) 2018-11-26 2020-11-17 Texas Instruments Incorporated Load release detection circuit
US10938304B2 (en) * 2019-06-20 2021-03-02 Intel Corporation Voltage- and current-based control of direct current (DC)-DC converter
CN110492738B (zh) * 2019-08-08 2020-06-19 华南理工大学 一种单电感多输出dc-dc降压变换器
US11515786B2 (en) * 2019-08-28 2022-11-29 Qualcomm Incorporated Techniques for current sensing for single-inductor multiple-output (SIMO) regulators
DE102020202354A1 (de) * 2020-02-24 2021-08-26 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Einzel-lnduktor-Dual-Eingang-Abwärts-Wandler mit Rück-Verstärkungsfähigkeit
US11979089B2 (en) * 2020-08-03 2024-05-07 The Regents Of The University Of California Resonant Cockcroft-Walton voltage converters using multi-phase clocking techniques
EP4207569A4 (en) * 2020-09-01 2023-10-25 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. DC/DC CONVERTER AND VOLTAGE GAIN CHANGING METHOD AND SYSTEM
US20230163685A1 (en) * 2021-11-23 2023-05-25 Mediatek Inc. Buck converter with high power efficiency

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0714160A2 (en) * 1994-11-22 1996-05-29 AT&T Corp. A high efficiency boost topology with two outputs
CN1871760A (zh) * 2003-10-21 2006-11-29 皇家飞利浦电子股份有限公司 电压转换器
CN102843030A (zh) * 2012-09-24 2012-12-26 深圳Tcl新技术有限公司 拓扑电路及电子设备

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3744648B2 (ja) * 1996-05-31 2006-02-15 三星電子株式会社 部分共振方式の電圧降圧型電源回路
DE19808637A1 (de) * 1998-02-28 1999-09-09 Bosch Gmbh Robert Gleichspannungs-/Gleichspannungswandler mit einem Transformator und einer Drossel
TWI362168B (en) * 2007-12-28 2012-04-11 Ind Tech Res Inst Resonance circuit adapted for h-bridge dc-dc converter and a method for adapting the same for operating in boost/buck mode
FR2929054B1 (fr) * 2008-03-21 2014-06-20 Commissariat Energie Atomique Alimentation a decoupage dc dc non isolee
US9214706B2 (en) * 2010-07-30 2015-12-15 Byd Company Limited Battery heating circuits and methods using resonance components in series based on charge balancing
JP2015061497A (ja) * 2013-09-20 2015-03-30 富士通株式会社 電源装置
CN104518664B (zh) * 2013-09-29 2017-10-03 西门子(深圳)磁共振有限公司 一种磁共振成像系统及其线圈控制装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0714160A2 (en) * 1994-11-22 1996-05-29 AT&T Corp. A high efficiency boost topology with two outputs
CN1871760A (zh) * 2003-10-21 2006-11-29 皇家飞利浦电子股份有限公司 电压转换器
CN102843030A (zh) * 2012-09-24 2012-12-26 深圳Tcl新技术有限公司 拓扑电路及电子设备

Cited By (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105515376B (zh) * 2015-12-31 2018-06-29 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 基于单电感多输出的电压调节电路及其控制方法
CN105515376A (zh) * 2015-12-31 2016-04-20 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 基于单电感多输出的电压调节电路及其控制方法
CN107086777B (zh) * 2016-02-12 2020-07-31 德克萨斯仪器股份有限公司 单输入多输出(simo)dc-dc转换器和simo dc-dc转换器控制电路
CN107086777A (zh) * 2016-02-12 2017-08-22 德克萨斯仪器股份有限公司 单输入多输出(simo)dc‑dc转换器和simo dc‑dc转换器控制电路
CN107404229A (zh) * 2016-04-14 2017-11-28 德州仪器公司 用于零电压转变功率转换器的自适应计时的方法及设备
CN107404229B (zh) * 2016-04-14 2020-11-24 德州仪器公司 用于零电压转变功率转换器的自适应计时的方法及设备
CN109672331B (zh) * 2017-10-16 2020-11-10 斯沃奇集团研究和开发有限公司 具有振荡结构的能量收集电路
CN109672331A (zh) * 2017-10-16 2019-04-23 斯沃奇集团研究和开发有限公司 具有振荡结构的能量收集电路
CN110165890A (zh) * 2018-02-14 2019-08-23 三星电子株式会社 使用单个电感元件执行降压-升压转换的电子电路
TWI782779B (zh) * 2018-11-14 2022-11-01 愛爾蘭商納維達斯半導體有限公司 共振電路及操作一共振電路之方法
US11594970B2 (en) 2018-11-14 2023-02-28 Navitas Semiconductor Limited Overcurrent protection based on zero current detection
TWI748284B (zh) * 2018-11-14 2021-12-01 愛爾蘭商納維達斯半導體有限公司 共振電路及操作一共振電路之方法
US11251709B2 (en) 2018-11-14 2022-02-15 Navitas Semiconductor Limited Overcurrent protection based on zero current detection
CN111478585A (zh) * 2019-01-23 2020-07-31 模拟设备国际无限公司 多相开关电容器电感器升压转换器技术
TWI742851B (zh) * 2020-04-20 2021-10-11 立錡科技股份有限公司 電源轉換器
TWI742852B (zh) * 2020-05-07 2021-10-11 立錡科技股份有限公司 諧振切換式電源轉換器
TWI746163B (zh) * 2020-05-26 2021-11-11 立錡科技股份有限公司 諧振切換式電源轉換器
CN113809916A (zh) * 2020-06-15 2021-12-17 马克西姆综合产品公司 具有连续导通模式和非连续导通模式的电流控制的单电感器多输出dc-dc转换器
CN113809916B (zh) * 2020-06-15 2024-03-22 马克西姆综合产品公司 具有连续导通模式和非连续导通模式的电流控制的单电感器多输出dc-dc转换器
CN112737290A (zh) * 2020-12-23 2021-04-30 深圳市航天新源科技有限公司 一种高集成非隔离正负压输出多端口变换器电路
CN114825876A (zh) * 2022-05-12 2022-07-29 上海交通大学 一种复用延时单元的快速瞬态响应多输出降压转换器
CN114825876B (zh) * 2022-05-12 2024-05-31 上海交通大学 一种复用延时单元的快速瞬态响应多输出降压转换器

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US9178422B2 (en) 2015-11-03
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