CN110492738B - 一种单电感多输出dc-dc降压变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种单电感多输出DC‑DC降压变换器，涉及直流‑直流转换器的技术领域，解决了目前的SIMO控制方法中难以兼顾传输效率、交叉调制和输出纹波的性能要求的技术问题。它包括功率转换单元和i路电荷控制器，还包括锁相环、逻辑单元、驱动单元和输入干路占空比发生单元；所述电荷控制器通过逻辑单元与驱动单元，所述逻辑单元还与锁相环连接，所述锁相环通过输入干路占空比发生单元与驱动单元连接，所述驱动单元与功率转换单元连接。本发明对每一条输出支路使用电荷控制，并且采用锁相环作为周期控制，有效的抑制了每一条支路的交叉调制效应，而且不要求最后一条支路具有足够重的负载，拓宽了负载范围；同时还很好的兼顾了其他性能要求。

Description

一种单电感多输出DC-DC降压变换器
技术领域
本发明涉及直流-直流转换器的技术领域，更具体地说，它涉及一种单电感多输出DC-DC降压变换器。
背景技术
单电感多输出直流-直流降压变换(Single Inductor Multiple Outputs BuckDC-DC，SIMO Buck DC-DC)技术，以下简称为SIMO，是一种开关型变换器。如图1所示，SIMO通过仅使用一个电感和复数的电容，使一路直流输入产生复数支路的直流输出，主要用于直流电压源变换的场景。SIMO兼顾了开关变换器高效率的特点，并且提高了版图利用率，适应集成电路发展的趋势。但是相对于单电感单输出直流变换技术的发展水平，SIMO还有传输效率较低，交叉调制现象严重，输出纹波较大，负载范围较小和控制器(Controller)复杂等问题。
为了解决以上问题，近年的研究技术集中使用依序功率分配控制(Ordered PowerDistribution Control，OPDC)的时序。如图2所示，在OPDC时序中，电感电流IL在一个开关周期内依次对负载充电，充电时长依次为D1-D4，因此电感电流平均值表现为负载电流之和，这种时序技术能增大负载范围，减小输出纹波。但是，因为各负载共用电感电流，当某一条支路的负载发生变化时，其他支路输出电压会受到影响，表现为电压过冲(Overshoot)或者电压负脉冲(Undershoot)，这种因某一输出负载变化引起其他支路输出电压变化的现象叫做交叉调制效应，如图3所示。因此，抑制该效应在负载较重的情况下尤其重要。
交叉调制效应反映控制器对电感电流的分配能力，其大小为瞬态发生期间的max[ΔVox/ΔIloady]，x≠y。该值越小说明各输出支路的独立控制能力越强，并且主要受到SIMO控制方法的影响。为了降低交叉调制效应，目前SIMO的控制方法中，电荷控制法(Chargecontrol)取得了较好的效果，典型的电荷控制法是针对某一输出支路使用一个独立的控制环路，其实现方式如图4：一个启动信号脉冲输入到RS触发器RSi，并将其输出导通时间信号Di置高，导通时间信号Di控制该支路功率开关SWi导通，电感电流IL对该支路的输出电容Coi和负载Iloadi充电。与此同时导通时间信号Di的逻辑反信号
Figure GDA0002359202910000021
切断采样开关SSi，使采样到的电感电流信号ILsen对采样电容Ci进行充电。当采样电容Ci上的电压大于误差放大器Ai的输出电压Vci时，比较器CPi输出结束标志信号Si。通过结束标志信号Si翻转并复位RS触发器，使导通时间信号Di置低，从而关闭该支路的功率开关SWi。与此同时，采样开关SSi导通，复位采样电容Ci上的电压，则该输出支路完成一次充电。其中，i为支路序号。
上述电荷控制法控制某一输出支路时，其启动结束标志信号Si的信号来自上一条支路，结束结束标志信号Si的信号由该电荷控制法的对应环路产生。但是对于一个固定开关周期内的最后导通的输出支路，其结束结束标志信号Si的信号只能来自于下一个周期的开始信号。因此，在目前的技术中，最后一条支路不接负载时，要求输入源是一个可充电电池和更大的电感电流IL。而可充电电池作为输入源限制了SIMO的应用场景，更大的电感电流会降低SIMO的传输效率，所以这种技术的研究在近些年逐渐减少。而最后一条支路不采用电荷控制法，且连接负载时，最后一条支路的交叉调制效应会相对于有电荷控制法控制的环路大3倍以上。如果采用不固定开关周期的方式，并改用锁相环(Phase Lock Loop，PLL)锁定开关周期，这时最后一条输出支路的结束结束标志信号Si的信号可以由控制器决定。但目前该种方法采用比较器进行控制，比较器控制的输出电压具有很大纹波和很低的输出电压精度，另一方面比较器的控制是非线性的，不适合目前SIMO的线性设计方法。
发明内容
本发明要解决的技术问题是针对现有技术的不足，提供一种单电感多输出DC-DC降压变换器，有效的抑制了每一条支路的交叉调制效应，且能兼顾输出电压的性能要求。
本发明的技术方案是在于：一种单电感多输出DC-DC降压变换器，包括功率转换单元和i路电荷控制器；所述功率转换单元包括i路共点于输入干路的输出支路；且一路所述电荷控制器对应一路输出支路；还包括锁相环、逻辑单元、驱动单元和输入干路占空比发生单元；所述i路电荷控制器分别采集输入干路的电流信号，根据所述电流信号生成i路结束标志信号，并将所述i路结束标志信号输入到逻辑单元；所述逻辑单元生成i路导通时间信号和频率信号，所述i路导通时间信号通过驱动单元输入到i路输出支路的控制端，所述频率信号输入到锁相环即输入干路占空比发生单元；所述锁相环生成PLL电压信号，所述PLL电压信号输入到输入干路占空比发生单元；所述输入干路占空比发生单元根据PLL电压信号和频率信号生成导通控制信号，所述导通控制信号经过驱动单元输入到输入干路的控制端；所述驱动单元用于将低功率的电信号转换成控制功率输出的电信号；其中i为自然数。
作进一步的改进，所述频率信号与第一路导通时间信号一致。
进一步的，所述逻辑单元包括多个反相器、与反相器数量一致的RS触发器、第一或门逻辑器和或非门逻辑器，所述反相器的输入端与电荷控制器的输出i路结束标志信号端一一对应连接，第i个所述反相器的输出端与第i个RS触发器的R端连接，第i个所述反相器的输出端还与第i+1个RS触发器的S端连接，且i值最大的所述反相器的输出端与第一或门逻辑器的一输入端连接，所述RS触发器的Q端一一对应的与或非门逻辑器的输入端连接，所述或非门逻辑器的输出端与第一或门逻辑器的另一输入端连接，所述第一或门逻辑器的输出端与位于首位置的RS触发器的S端连接；第i个所述RS触发器的Q端输出第i路导通时间信号；所述第一RS触发器的Q端输出第一路导通时间信号。
更进一步的，所述变换器还包括电流传感器，所述电流传感器与输入干路连接，所述电流传感器生成电流信号。
更进一步的，所述输入干路占空比发生单元包括补偿器、锯齿波发生器和比较器，所述锁相环的输出端和电流传感器的输出端均与补偿器的输入端连接，所述频率信号输入到锯齿波发生器，所述补偿器的输出端和锯齿波发生器的输出端分别与比较器的输入端连接，所述比较器的输出端与驱动单元连接。
更进一步的，所述补偿器包括缓冲器、比例微分器、比例积分器和反馈电阻，所述锁相环的输出端与缓冲器的输入端连接，所述缓冲器的输出端与比例微分器的输入端连接，所述比例微分器的输出端与比例积分器的一输入端连接，所述电流传感器的输出端与比例积分器的另一输入端连接，且所述比例积分器的另一输入端还通过反馈电阻接地，所述比例积分器的输出端与比较器的一输入端连接。
有益效果
本发明的优点在于：i路电荷控制器根据采集的输入干路的电流信号生成i路结束标志信号，逻辑单元根据i路结束标志信号生成i路导通时间信号。i路导通时间信号经过驱动单元的作用，控制i路输出支路依次导通。同时，逻辑单元还根据i路导通时间信号的总导通时间生成频率信号，频率信号通过输入干路占空比发生单元以及驱动单元的作用，控制输入干路的导通。即在一个频率信号的时间周期内，i路输出支路依次导通，使本变换器可对整个充电周期进行充分的使用。使本变换器没有额外的电感电流，且在同样负载下的功率级损耗更小，传输效率更高，输出电压纹波更小，从而不需要输入源为可充电电池，不限制应用场景。另外，本变换器实现了对所有输出支路实现电荷控制，因此其交叉调制更小，而且不要求最后一条支路具有足够重的负载，拓宽了负载范围。
附图说明
图1为现有的SIMO Buck DC-DC结构的示意图；
图2为一个开关周期内依序功率分配控制(OPDC)时序的电感电流示意图；
图3为交叉调制效应的示意图；
图4为现有的SIMO的电荷控制法示意图；
图5为本发明的结构示意图；
图6为本发明的电荷控制器的电路结构示意图；
图7为本发明的逻辑单元的电路结构示意图；
图8为本发明的逻辑单元的功能时序示意图；
图9为本发明的锁相环的电路结构示意图；
图10为本发明的锯齿波发生器的电路结构示意图；
图11为本发明的补偿器的电路结构示意图。
具体实施方式
下面结合实施例，对本发明作进一步的描述，但不构成对本发明的任何限制，任何人在本发明权利要求范围所做的有限次的修改，仍在本发明的权利要求范围内。
参阅图5，本发明的一种单电感多输出DC-DC降压变换器，包括功率转换单元和i路电荷控制器；功率转换单元包括i路共点于输入干路的输出支路。还包括锁相环107、逻辑单元106、驱动单元111和输入干路占空比发生单元。
变换器还包括电流传感器101，电流传感器101与输入干路连接，电流传感器101生成电流信号ILsen。即通过电流传感器101采集功率电感L的电流，并将该电流转换成等比例的电流信号ILsen传送至所有的电荷控制器。
i路电荷控制器分别采集输入干路的电流信号ILsen，根据电流信号ILsen生成i路结束标志信号Si，并将i路结束标志信号Si输入到逻辑单元106。逻辑单元106生成i路导通时间信号Di和频率信号Fss，i路导通时间信号Di通过驱动单元111输入到i路输出支路的控制端，频率信号Fss输入到锁相环107。
其中i为自然数。本实施例中，i为序号1-4中的任意一个，且在同一单元或同一连接关系内的i一致。
功率转换单元的输入干路包括电源端Vsource、第五输入功率管M5、第六输入功率管M6和功率电感L。其中，第五输入功率管M5为P型场效应管，第六输入功率管M6为N型场效应管。输出支路包括第i输出功率管Mi和第i输出电容Coi。其中，第i输出功率管Mi为N型场效应管。第i输出功率管Mi的漏极通过第i输出电容Coi接地，且第i输出功率管Mi的漏极和第i输出电容Coi连接端为第i输出端，输出第i功率信号Voi。电源端Vsource与第五输入功率管M5的源极连接，第五输入功率管M5的漏极通过功率电感L与第i输出功率管Mi的源极连接，且第五输入功率管M5的漏极还与第六输入功率管M6的漏极连接，第六输入功率管M6的源极接地。第i输出功率管Mi的栅极、第五输入功率管M5的栅极和第六输入功率管M6的栅极均连接至驱动单元111相应的输出端。电流传感器101的输入端与第五输入功率管M5的漏极、第六输入功率管M6的漏极和功率电感L的连接端连接。功率转换单元用于储藏和转换输入的能量，是通过对功率转换单元中的功率管的控制，从而将电源端Vsource的输入电压转换成所需的直流输出电压。
参阅图6，电荷控制器包括第i误差放大器Ai、第i比较器CPi、第iN型场效应管MSi和第i采样电容Csi。一路电荷控制器对应一路输出支路，即第i功率信号Voi输入到第i误差放大器Ai的反向输入端。第i误差放大器Ai的正向输入端输入一第i参考电压Vrefi，通过第i功率信号Voi与第i参考电压Vrefi的对比，使第i误差放大器Ai输出误差电压信号Vci。具体的，第i误差放大器Ai包括第i跨导放大器GAi、第i补偿电容Czcri和第i补偿电阻Rzcri、第i接地电阻R0cri，第i跨导放大器GAi的同向输入端接第i参考电压Vrefi，第i跨导放大器GAi的反向输入端接第i功率信号Voi，第i跨导放大器GAi的输出端输出误差电压信号Vci。跨导放大器GAi的输出端还与第i补偿电阻Rzcri的一端和第i接地电阻R0cri的一端连接，第i补偿电阻Rzcri的另一端通过第i补偿电容Czcri接地，第i补偿电阻R0cri的另一端接地。误差电压信号Vci输入到第i比较器CPi的同向输入端，其反向输入端与第iN型场效应管MSi的漏极连接，第i比较器CPi的输出端输出第i路结束标志信号Si。电流信号ILsen同时输入到第iN型场效应管MSi的漏极和第i采样电容Csi的一端，第iN型场效应管MSi的源极和第i采样电容Csi的另一端同时接地。第i路导通时间信号Di的逻辑反信号
Figure GDA0002359202910000071
输入到第iN型场效应管MSi的栅极，用于控制第iN型场效应管MSi的通断，从而对第i采样电容Csi进行充放电。
在第i路导通时间信号Di的逻辑反信号
Figure GDA0002359202910000072
对第iN型场效应管MSi的控制下，电流信号ILsen对第i采样电容Csi进行充放电，从而在第i采样电容Csi上产生类斜坡信号。第i比较器CPi根据误差电压信号Vci和第i采样电容Csi的类斜坡信号的电压大小关系，产生第i路结束标志信号Si。逻辑单元106根据第i路结束标志信号Si生成用于控制功率转换单元的第i路输出支路的第i路导通时间信号Di。
参阅图7，逻辑单元106包括多个反相器INi、与反相器INi数量一致的RS触发器RSi、第一或门逻辑器OR1和或非门逻辑器NOR1。本实施例中，反相器INi和RS触发器RSi均为四个。反相器INi的输入端与电荷控制器的输出i路结束标志信号Si端一一对应连接，第i个反相器INi的输出端与第i个RS触发器RSi的R端连接，且第i个反相器INi的输出端还与第i+1个RS触发器RSi+1的S端连接。具体的，第一反相器IN1的输出端还与第二RS触发器RS2的S端连接，第二反相器IN2的输出端还与第三RS触发器RS3的S端连接，第三反相器IN3的输出端还与第四RS触发器RS4的S端连接。i值最大的反相器INi的输出端与第一或门逻辑器OR1的一输入端连接。具体的，第四反相器IN4的输出端与第一或门逻辑器OR1的一输入端连接。RS触发器RSi的Q端一一对应的与或非门逻辑器NOR1的输入端连接，或非门逻辑器NOR1的输出端与第一或门逻辑器OR1的另一输入端连接。第一或门逻辑器OR1的输出端与位于首位置的RS触发器RSi的S端连接。具体的，第一或门逻辑器OR1的输出端与第一RS触发器RSi的S端连接。第i个RS触发器RSi的Q端输出第i路导通时间信号Di。第一RS触发器RS1的Q端输出第一路导通时间信号D1，即第一RS触发器RSi的Q端输出第一路导通时间信号D1。第一路导通时间信号D1与频率信号Fss一致，并输入到锁相环107。
逻辑单元106根据i路结束标志信号Si产生i路导通时间信号Di和频率信号Fss，其信号的时序图如图8所示。第一路结束标志信号S1为低电位时使得第一路导通时间信号D1复位，同时使第二路导通时间信号D2置位；同理，第二路结束标志信号S2为低电位时使得第二路导通时间信号D2复位，同时使第三路导通时间信号D3置位；第三路结束标志信号S3为低电位时使得第三路导通时间信号D3复位，同时使第四路导通时间信号D4置位；第四路结束标志信号S4为低电位时使得第四路导通时间信号D4复位，同时使第一路导通时间信号D1置位，最终形成四路导通时间信号D1-D4循环置位的时序。四路导通时间信号D1-D4经过驱动单元111的作用，产生四个用于控制输出支路的输出功率管M1-M4的开关频率脉冲信号：PM1、PM2、PM3、PM4。其中，第一开关频率脉冲信号PM1输入到第一输出功率管M1的栅极；第二开关频率脉冲信号PM2输入到第二输出功率管M2的栅极；第三开关频率脉冲信号PM3输入到第三输出功率管M3的栅极；第四开关频率脉冲信号PM4输入到第四输出功率管M4的栅极。
锁相环107生成PLL电压信号Vc，PLL电压信号Vc输入到输入干路占空比发生单元。输入干路占空比发生单元根据PLL电压信号Vc和频率信号Fss生成导通控制信号D，导通控制信号D经过驱动单元111输入到输入干路的控制端。驱动单元111用于将低功率的电信号转换成控制功率输出的电信号。
具体的，锁相环107用于将频率信号Fss和参考时钟clk进行比较，产生一个反映二者频率差大小的PLL电压信号Vc。通过PLL电压信号Vc的作用，使输入干路占空比发生单元产生一导通控制信号D。驱动单元111根据导通控制信号D生成第五驱动信号PM5和第六驱动信号PM6，第五驱动信号PM5输入到第五输入功率M5的栅极，第六驱动信号PM6输入到第六输入功率管M6的栅极。通过锁相环107控制输入干路的开关周期，使本变换器不会限制误差电压的动态范围。
参阅图9，锁相环107包括两部分：相位频率检测器(Phase Frequency Detector，PFD)和电荷泵/低通滤波器(Charge Pump/Low-Pass FILter，CP/LPF)。其中，相位频率检测器包括第一D触发器Dff1、第二D触发器Dff2和与非门NAND1。第一D触发器Dff1的D端和第二D触发器Dff2的D端均接入高电位，且第一D触发器Dff1的R端和第二D触发器Dff2的R端与与非门NAND1的输出端连接。第一D触发器Dff1的Q端和第二D触发器Dff2的Q端则分别与与非门NAND1的两个输入端连接。频率信号Fss输入到第一D触发器Dff1的时钟输入端，参考时钟clk输入到第二D触发器Dff2的时钟输入端。
电荷泵/低通滤波器包括第一电流源I1、第二电流源I2、第五P型场效应管MS5、第六N型场效应管MS6、第五补偿电容Cp1、第六补偿电容Cp2和第五补偿电阻Rp，第五P型场效应管MS5的栅极与第一D触发器Dff1的Q端连接，第六N型场效应管MS6的栅极与第二D触发器Dff2的Q端连接。第一电流源I1和第二电流源I2的电流大小相同，第一电流源I1流入第五P型场效应管MS5的源极，而第二电流源I2流入第六N型场效应管MS6的源极。第五P型场效应管MS5的漏极与第六N型场效应管MS6的漏极相接，且还与第五补偿电阻Rp的一端、第六补偿电容Cp2的一端连接。同时第五P型场效应管MS5的漏极和第六N型场效应管MS6漏极的连接端为锁芯环107的输出端，输出PLL电压信号Vc。第五补偿电阻Rp的另一端通过第五补偿电容Cp1接地，第六补偿电容Cp2的另一端接地。
输入干路占空比发生单元包括补偿器108、锯齿波发生器109和比较器110。锁相环107的输出端和电流传感器101的输出端均与补偿器108的输入端连接。补偿器108负责补偿电路相位和增益，起稳定环路的作用。锯齿波发生器109的输入端与锁相环107的输入端连接，即频率信号Fss还输入到锯齿波发生器109的输入端。锯齿波发生器109用于根据频率信号Fss产生等同于频率信号Fss的锯齿波信号。补偿器108的输出端和锯齿波发生器109的输出端分别与比较器110的输入端连接，具体的，补偿器108的输出端与比较器110的同相输入端连接，锯齿波发生器109的输出端与比较器110的反向输入端连接。比较器110的输出端与驱动单元111连接。比较器110用于产生一个导通控制信号D，驱动单元111根据导通控制信号D生成驱动信号PM5和PM6，驱动信号PM5输入到第五输入功率M5的栅极，驱动信号PM6输入到第六输入功率管M6的栅极，从而控制输入干路的导通。
参阅图10，锯齿波发生器109包括单稳态触发器(Moniflop)、第七N型场效应管MS7、第五电容Cpwm和第三电流源Ipwm。频率信号Fss与单稳态触发器的输入端连接，其输出端与第七N型场效应管MS7的栅极连接。第三电流源Ipwm与第七N型场效应管MS7的漏极、第五电容Cpwm的一端连接，第七N型场效应管MS7的的源极和第五电容Cpwm的另一端接地。第七N型场效应管MS7的漏极为锯齿波信号输出端，其输出一锯齿波信号saw。单稳态触发器通过频率信号Fss的触发，输出一个宽度极小的脉冲信号，负责在每个周期开始的一小段时间内释放第五电容Cpwm上的电荷，同时复位锯齿波信号saw。
具体的，单稳态触发器包括第六电容Crsp、第七电容Ctw、第六电阻Rrsp、第七电阻Rtw、第二或非门NOR2和第五反相器IN5。频率信号Fss通过第六电容Crsp输入到第二或非门NOR2的一输入端，且第六电容Crsp与第二或非门NOR2的连接端还通过第六电阻Rrsp接地。第二或非门NOR2的另一输入端与第五反相器IN5的输出端连接，且第五反相器IN5的输出端与第七N型场效应管MS7的栅极连接。而第二或非门NOR2的输出端通过第七电容Ctw与第五反相器IN5的输入端连接。反相器IN5的输入端还通过第七电阻Rtw与电源端Vsource连接。
参阅图11，补偿器108包括缓冲器、比例微分器、比例积分器和反馈电阻Rf。锁相环107的输出端与缓冲器的输入端连接，缓冲器的输出端与比例微分器的输入端连接，比例微分器的输出端与比例积分器的一输入端连接，电流传感器101的输出端与比例积分器的另一输入端连接，且比例积分器的另一输入端还通过反馈电阻Rf接地，比例积分器的输出端与比较器110的一输入端连接。
缓冲器为第一运算放大器OPA1，第一运算放大器OPA1的同相输入端输入PLL电压信号Vc，其反相输入端与其输出端连接，且其输出端还与比例微分器连接。
比例微分器包括第二运算放大器OPA2，第八补偿电阻Rv1、第九补偿电阻Rv2、第十补偿电阻Rv3和第八补偿电容Cv1、第九补偿电容Cv3。第一运算放大器OPA1的输出端通过第八补偿电阻Rv1与第二运算放大器OPA2的反向输入端连接。第十补偿电阻Rv3与第九补偿电容Cv3串联连接，且第十补偿电阻Rv3的另一端与第一运算放大器OPA1的输出端连接，第九补偿电容Cv3的另一端与第二运算放大器OPA2的反向输入端连接。第二运算放大器OPA2的同相输入端接地。第九补偿电阻Rv2的一端和与第二运算放大器OPA2的反向输入端连接，第九补偿电阻Rv2的另一端与第二运算放大器OPA2的输出端连接，而第八补偿电容Cv1与第九补偿电阻Rv2串联连接。
比例积分器包括第五跨导放大器GA5、第十补偿电容Czc和第十一补偿电阻Rzc、第十二补偿电阻R0c。第五跨导放大器GA5的同向输入端与第二运算放大器OPA2的输出端连接，第五跨导放大器GA5的反向输入端与电流传感器101的输出端连接，且第五跨导放大器GA5的反向输入端通过反馈电阻Rf接地。第五跨导放大器GA5的输出端通过第十一补偿电阻Rzc、第十补偿电容Czc接地，且还通过第十二补偿电阻R0c接地。第五跨导放大器GA5的输出端为补偿器108的输出端，输出一补偿信号Vcopen，而且补偿信号Vcopen输入到比较器110的正向输入端。
本变换器通过四路电荷控制器根据同时采集的输入干路的电流信号ILsen生成四路结束标志信号S1-S4，逻辑单元106根据四路结束标志信号S1-S4生成四路导通时间信号D1-D4。四路导通时间信号D1-D4经过驱动单元111的作用，控制四路输出支路依次导通。同时，逻辑单元106还根据四路导通时间信号D1-D4的总导通时间生成频率信号Fss。频率信号Fss通过锁相环107、补偿器108、锯齿波发生器109以及比较器110的作用生成导通控制信号D，导通控制信号D输入到驱动单元111生成控制信号，控制输入干路的第五输入功率管M5和第六输入功率管M6导通。即在一个频率信号Fss的时间周期内，四路输出支路依次导通，使本变换器可对整个充电周期进行充分的使用。使本变换器没有额外的电感电流，且在同样负载下的功率级损耗更小，传输效率更高，输出电压纹波更小，从而不需要输入源为可充电电池，不限制应用场景。另外，本变换器实现了对所有输出支路实现电荷控制，因此其交叉调制更小，而且不要求最后一条支路具有足够重的负载，拓宽了负载范围。
以上所述的仅是本发明的优选实施方式，应当指出对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明结构的前提下，还可以作出若干变形和改进，这些都不会影响本发明实施的效果和专利的实用性。

Claims (6)

1.一种单电感多输出DC-DC降压变换器，包括功率转换单元和i路电荷控制器；所述功率转换单元包括i路共点于输入干路的输出支路；且一路所述电荷控制器对应一路输出支路，其特征在于，还包括锁相环(107)、逻辑单元(106)、驱动单元(111)和输入干路占空比发生单元；
所述i路电荷控制器分别采集输入干路的电流信号(ILsen)，根据所述电流信号(ILsen)生成i路结束标志信号(Si)，并将所述i路结束标志信号(Si)输入到逻辑单元(106)；
所述逻辑单元(106)生成i路导通时间信号(Di)和频率信号(Fss)，所述i路导通时间信号(Di)通过驱动单元(111)输入到i路输出支路的控制端，所述频率信号(Fss)输入到锁相环(107)；
所述锁相环(107)生成PLL电压信号(Vc)，所述PLL电压信号(Vc)输入到输入干路占空比发生单元；
所述输入干路占空比发生单元根据PLL电压信号(Vc)和频率信号(Fss)生成导通控制信号(D)，所述导通控制信号(D)经过驱动单元(111)输入到输入干路的控制端；
所述驱动单元(111)用于将低功率的电信号转换成控制功率输出的电信号；
其中i为自然数。
2.根据权利要求1所述的一种单电感多输出DC-DC降压变换器，其特征在于，所述频率信号(Fss)与第一路导通时间信号(D1)一致。
3.根据权利要求1所述的一种单电感多输出DC-DC降压变换器，其特征在于，所述逻辑单元(106)包括多个反相器(INi)、与反相器(INi)数量一致的RS触发器(RSi)、第一或门逻辑器(OR1)和或非门逻辑器(NOR1)，所述反相器(INi)的输入端与电荷控制器的输出i路结束标志信号(Si)端一一对应连接，第i个所述反相器(INi)的输出端与第i个RS触发器(RSi)的R端连接，第i个所述反相器(INi)的输出端还与第i+1个RS触发器(RSi+1)的S端连接，且i值最大的所述反相器(INi)的输出端与第一或门逻辑器(OR1)的一输入端连接，所述RS触发器(RSi)的Q端一一对应的与或非门逻辑器(NOR1)的输入端连接，所述或非门逻辑器(NOR1)的输出端与第一或门逻辑器(OR1)的另一输入端连接，所述第一或门逻辑器(OR1)的输出端与位于首位置的RS触发器(RSi)的S端连接；第i个所述RS触发器(RSi)的Q端输出第i路导通时间信号(Di)；所述第一RS触发器(RS1)的Q端输出第一路导通时间信号(D1)。
4.根据权利要求1所述的一种单电感多输出DC-DC降压变换器，其特征在于，所述变换器还包括电流传感器(101)，所述电流传感器(101)与输入干路连接，所述电流传感器(101)生成电流信号(ILsen)。
5.根据权利要求4所述的一种单电感多输出DC-DC降压变换器，其特征在于，所述输入干路占空比发生单元包括补偿器(108)、锯齿波发生器(109)和比较器(110)，所述锁相环(107)的输出端和电流传感器(101)的输出端均与补偿器(108)的输入端连接，所述频率信号(Fss)输入到锯齿波发生器(109)，所述补偿器(108)的输出端和锯齿波发生器(109)的输出端分别与比较器(110)的输入端连接，所述比较器(110)的输出端与驱动单元(111)连接。
6.根据权利要求5所述的一种单电感多输出DC-DC降压变换器，其特征在于，所述补偿器(108)包括缓冲器、比例微分器、比例积分器和反馈电阻(Rf)，所述锁相环(107)的输出端与缓冲器的输入端连接，所述缓冲器的输出端与比例微分器的输入端连接，所述比例微分器的输出端与比例积分器的一输入端连接，所述电流传感器(101)的输出端与比例积分器的另一输入端连接，且所述比例积分器的另一输入端还通过反馈电阻(Rf)接地，所述比例积分器的输出端与比较器(110)的一输入端连接。
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