IT201800002466A1

IT201800002466A1 - Circuito integrato per implementare un amplificatore audio, relativo amplificatore audio

Info

Publication number: IT201800002466A1
Application number: IT201800002466A
Authority: IT
Inventors: Edoardo Botti; Tommaso Barbieri; Davide Luigi Brambilla; Cristiano Meroni
Original assignee: St Microelectronics Srl
Priority date: 2018-02-07
Filing date: 2018-02-07
Publication date: 2019-08-07
Also published as: CN110121131B; EP3525342A1; CN110121131A; US20190245498A1; US10763803B2; EP3525342B1; US11245369B2; US20200350877A1; CN209593735U

Description

DESCRIZIONE dell’invenzione industriale dal titolo:

“Circuito integrato per implementare un amplificatore audio, relativo amplificatore audio”

TESTO DELLA DESCRIZIONE

Campo Tecnico

Le forme di attuazione della presente descrizione sono relative agli amplificatori audio. Specificamente, varie forme di attuazione della presente descrizione sono relative a circuiti integrati per implementare un amplificatore audio, come un amplificatore audio in classe D.

Sfondo

La Figura 1 rappresenta un tipico sistema audio. Nell’esempio considerato, il sistema comprende un generatore di segnale audio 10, come una radio, un lettore MP3 o di CD, che genera un segnale audio analogico AS da inviare ad almeno un altoparlante SPK.

Nell’esempio considerato, un amplificatore audio 20 è connesso tra il generatore di segnale audio 10 e l’altoparlante SPK, che è configurato per generare un segnale audio amplificato AAS amplificando il segnale audio analogico AS fornito dal generatore di segnale audio 10.

Per esempio, la Figura 2 rappresenta una possibile implementazione di un cosiddetto amplificatore audio 20 in classe D. Specificamente, nell’esempio considerato, l’amplificatore audio 20 comprende un generatore di forma d’onda 202 che genera un segnale a forma d’onda triangolare TS periodico, che ha tipicamente una frequenza tra 250 kHz e 2,5 MHz. Il segnale a forma d’onda triangolare TS è inviato insieme al segnale audio AS a un comparatore 204, che compara il segnale audio AS con il segnale a forma d’onda triangolare TS generando con ciò un segnale a onda quadra DS, il cui duty-cycle varia in funzione dell’ampiezza del segnale audio AS. Il segnale a onda quadra DS è quindi amplificato da uno stadio amplificatore 206, generando con ciò un segnale a onda quadra amplificato ADS.

Per esempio, la Figura 3 rappresenta un esempio dello stadio amplificatore 206, che comprende un semi-ponte (“half-bridge”) che comprende due switch elettronici SW1 e SW2, come transistori a effetto di campo (FET, “Field Effect Transistor”) (a canale n), connessi in serie tra due terminali 210 e 212 atti a ricevere una tensione di alimentazione DC Vbat, come una tensione fornita da una batteria. Di solito, il terminale (negativo) 212 rappresenta una massa GND. Nell’esempio considerato, i terminali di controllo degli switch SW1 e SW2 (per es., i terminali di gate dei rispettivi transistori) sono pilotati in funzione del segnale digitale DS. Per esempio, nell’esempio considerato sono rappresentati i due circuiti di pilotaggio 2062 e 2064 per gli switch elettronici SW1 e SW2, e un circuito di controllo 2060 configurato per generare i segnali di controllo per i circuiti di pilotaggio 2062 e 2064 in funzione del segnale digitale DS. Sostanzialmente, l’amplificatore 206 è configurato per convertire l’ampiezza del segnale digitale DS nel valore della tensione ricevuta ai terminali 210 e 212, che generalmente è maggiore della tensione del segnale digitale DS. Per esempio, il livello del segnale DS può essere 3 VDC e la tensione Vbat può essere 12 VDC. Di conseguenza, il segnale a onda quadra ADS nel punto intermedio tra i due switch SW1 e SW2 corrisponde a una versione amplificata del segnale DS.

Infine, il segnale a onda quadra amplificato ADS è inviato a un filtro passa-basso o passa-banda 208, che rimuove almeno lo spettro ad alta frequenza dal segnale a onda quadra amplificato ADS, generando con ciò un segnale audio amplificato AAS, che è proporzionale al segnale audio AS originale.

Per esempio, la Figura 4 rappresenta un esempio di un filtro LC 208. Generalmente, lo stadio di filtro 208 comprende due terminali di ingresso per ricevere il segnale ADS fornito dallo stadio amplificatore 206, per es., i terminali di ingresso sono connessi al punto intermedio del semi-ponte e della massa GND rappresentato nella Figura 3. Inoltre, lo stadio di filtro 208 comprende due terminali di uscita per la connessione all’altoparlante SPK. Specificamente, nell’esempio considerato, il primo terminale di ingresso è connesso al primo terminale di uscita tramite un induttore L, e il secondo terminale di ingresso e il secondo terminale di uscita sono cortocircuitati a massa GND. Infine, una capacità C è connessa in parallelo con l’uscita, cioè tra i terminali di uscita. Filtri passa-basso o passa-banda 208 (attivi o passivi) sostanzialmente simili sono forniti nella maggior parte dei circuiti amplificatori audio e/o possono essere integrati anche all’interno dell’altoparlante SPK.

Di conseguenza, un amplificatore in classe D è basato sul fatto che la frequenza di commutazione dell’amplificatore 20 è apprezzabilmente più alta della banda audio usuale (tra 20 Hz e 20 kHz) e di conseguenza l’alta frequenza di commutazione può essere filtrata con lo stadio di filtro 208, ricostruendo con ciò il profilo del segnale audio AS originale.

Nel contesto dei dati audio digitali, il generatore di segnale 10 può comprendere un convertitore analogico/digitale per generare il segnale AS o il generatore di segnale 10 può fornire direttamente il segnale digitale DS. Di conseguenza, i blocchi 202 e 204 sono puramente opzionali.

Generalmente, il sistema audio può anche usare una pluralità di altoparlanti SPK, come due o quattro, con rispettivi amplificatori audio 20 che usano segnali AS/DS differenti.

Gli esperti nella tecnica apprezzeranno che il sistema audio di solito comprende anche uno o più convertitori elettronici 30 configurati per generare le tensioni di alimentazione regolate per i vari blocchi del sistema audio, come la tensione di alimentazione per il generatore di segnale audio 10 ed eventualmente i blocchi 202 e 204, al fine di generare il segnale digitale/binario DS, i segnali di alimentazione per il circuito di controllo 2060 e i circuiti di pilotaggio 2062 e 2064, ecc.

Per esempio, di solito il convertitore 30 comprende un convertitore DC/DC, come un convertitore configurato per convertire la tensione Vbat in una tensione di alimentazione inferiore, come una tensione tra 1,5 VDC e 3,3 VDC, per es., 1,8 VDC, usata dai circuiti digitali del sistema audio e/o dai circuiti di elaborazione analogici a bassa potenza. Similmente, tensioni regolate aggiuntive possono essere generate per i circuiti di pilotaggio 2062 e 2064, come 4,5 VDC per il circuito di pilotaggio 2064.

Nel caso di una radio per automobile, il progetto dei vari componenti del sistema audio può essere impegnativo, a causa delle grandi variazioni della tensione Vbat della batteria per automotive. Per esempio, durante l’avviamento, una tipica tensione di batteria di 14,4 V può bruscamente calare (in meno di 2 ms) fino a da 4 V a 5 V o può aumentare fino a 40 V. Per un funzionamento appropriato, il convertitore elettronico 30 dovrebbe così essere atto a controllare le tensioni di alimentazione del sistema audio per tutte le condizioni della batteria.

Sintesi

In considerazione di quanto precede, uno scopo delle varie forme di attuazione della presente descrizione è di fornire soluzioni per implementare un amplificatore audio.

Secondo una o più forme di attuazione, uno o più degli scopi precedenti sono raggiunti per mezzo di un circuito integrato avente specificamente le caratteristiche esposte nelle rivendicazioni che seguono. Le forme di attuazione concernono inoltre un relativo amplificatore audio.

Le rivendicazioni sono parte integrante dell’insegnamento tecnico della descrizione qui fornita.

Come menzionato in precedenza, varie forme di attuazione della presente descrizione sono relative a un circuito integrato per implementare un amplificatore audio.

In varie forme di attuazione, il die del circuito integrato comprende mezzi configurati per generare almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi, uno stadio amplificatore, un circuito convertitore elettronico e un blocco di controllo.

Specificamente, in varie forme di attuazione, i mezzi sono configurati per generare l’almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi in risposta ad almeno un primo segnale di clock. Per esempio, i mezzi possono comprendere per ciascuno dell’almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi, un rispettivo terminale per ricevere un segnale audio analogico, un generatore di forma d’onda triangolare configurato per generare un segnale a forma d’onda triangolare in risposta a un rispettivo primo segnale di clock, e un comparatore configurato per generare il rispettivo segnale modulato a larghezza di impulsi confrontando il segnale audio analogico con il segnale a forma d’onda triangolare. In generale, i mezzi possono anche comprendere un generatore di segnale configurato per generare il segnale audio analogico o per generare direttamente l’almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi. Similmente, il die può comprendere un pad e un’interfaccia di comunicazione configurata per ricevere dati audio digitali, e un circuito di elaborazione configurato per convertire i dati audio digitali nel segnale audio analogico o direttamente l’almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi.

In varie forme di attuazione, lo stadio amplificatore ha associato un primo insieme di pad del die, in cui ciascun pad del primo insieme di pad è configurato per fornire un rispettivo segnale modulato a larghezza di impulsi amplificato a un filtro passa-basso o passa-banda esterno. Di conseguenza, lo stadio amplificatore è configurato per ricevere in ingresso l’almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi e per fornire in uscita i segnali modulati a larghezza di impulsi amplificati.

Per esempio, in varie forme di attuazione, lo stadio amplificatore comprende per ciascun pad del primo insieme di pad un semi-ponte (“half-bridge”), rispettivi circuiti di pilotaggio e un circuito di controllo. Specificamente, ciascun semi-ponte comprende uno switch sul lato alto (“highside”) e uno switch sul lato basso (“low-side”), in cui il punto intermedio tra lo switch high-side e lo switch lowside è connesso al rispettivo pad del primo insieme di pad. Un circuito di pilotaggio di high-side e un circuito di pilotaggio di low-side sono usati per pilotare rispettivamente lo switch high-side e lo switch low-side. Il circuito di controllo è configurato per generare i segnali di controllo per il circuito di pilotaggio high-side e per il circuito di pilotaggio low-side in funzione dell’almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi.

In varie forme di attuazione, il circuito convertitore elettronico ha associati due pad di alimentazione configurati per essere connessi a una tensione di alimentazione, due pad dell’induttore configurati per essere connessi a un induttore esterno e un secondo insieme di pad, in cui ciascun pad del secondo insieme di pad è configurato per fornire una rispettiva tensione regolata, in cui ciascun pad del secondo insieme di pad è disposto per essere connesso a un rispettivo condensatore esterno. Di conseguenza, il circuito convertitore elettronico è configurato per generare le tensioni regolate al fine di alimentare i circuiti di pilotaggio e il circuito di controllo dello stadio amplificatore.

Per esempio, in varie forme di attuazione, il circuito convertitore elettronico comprende un rispettivo terminale di uscita per ciascuna delle tensioni regolate, in cui ciascuno dei terminali di uscita del circuito convertitore elettronico è connesso a un rispettivo pad del secondo insieme di pad. Un primo insieme di switch elettronici è configurato per accoppiare selettivamente i due pad dell’induttore ai due pad di alimentazione per controllare la corrente che scorre attraverso l’induttore esterno. Un secondo insieme di switch elettronici è disposto per accoppiare in sequenza i due pad dell’induttore ai terminali di uscita, caricando con ciò i condensatori esterni con la corrente che scorre attraverso l’induttore esterno. Di conseguenza, un circuito di controllo può pilotare il primo insieme di switch elettronici e il secondo insieme di switch elettronici in risposta a un secondo segnale di clock al fine di regolare ciascuna delle tensioni regolate a un rispettivo valore richiesto.

Per esempio, una prima delle tensioni regolate può essere riferita al pad negativo dei due pad di alimentazione, per cui il rispettivo pad del secondo insieme di pad è disposto per essere connesso tramite il rispettivo condensatore esterno al pad negativo dei due pad di alimentazione, che rappresentano una massa. Tuttavia, il die del circuito integrato può comprendere anche un ulteriore pad, in cui il circuito convertitore elettronico è configurato per generare un’ulteriore tensione nell’ulteriore pad, in cui una seconda delle tensioni regolate è riferita all’ulteriore tensione, per cui il rispettivo pad del secondo insieme di pad è configurato per essere connesso tramite il rispettivo condensatore esterno all’ulteriore pad. Di conseguenza, la seconda tensione può essere una tensione che ha uno scostamento (“offset”) fisso o variabile rispetto alla massa. Per esempio, come sarà descritto in seguito, questo può essere utile quando il semiponte è connesso tra i due pad di alimentazione, che possono ricevere una tensione di alimentazione in modo variabile. In questo caso, il circuito convertitore elettronico può regolare l’ulteriore tensione a un valore determinato in funzione del valore della tensione di alimentazione connessa ai due pad di alimentazione. Per esempio, questa seconda tensione regolata può essere usata per alimentare il circuito di controllo dello stadio amplificatore.

Per esempio, per generare la seconda tensione riferita all’ulteriore pad, il primo insieme di switch elettronici può comprendere un primo switch elettronico connesso tra il pad positivo di alimentazione e il primo pad dell’induttore, e un secondo switch elettronico connesso tra il secondo pad dell’induttore e il pad negativo di alimentazione. Il secondo insieme di switch elettronici può comprendere un terzo switch elettronico connesso tra il secondo pad dell’induttore e il pad del secondo insieme di pad associato alla seconda delle tensioni regolate, e un quarto switch elettronico connesso tra il primo pad dell’induttore e l’ulteriore pad. In questo caso, il circuito di controllo del circuito convertitore elettronico può monitorare la tensione tra il pad del secondo insieme di pad associato alla seconda delle tensioni regolate e l’ulteriore pad. Durante una fase di carica, il circuito di controllo può chiudere il primo e il secondo switch elettronico, aumentando con ciò la corrente che scorre attraverso l’induttore esterno. Per contro, durante una fase di scarica, il circuito di controllo può chiudere il terzo e il quarto switch elettronico, per cui la corrente che scorre attraverso l’induttore esterno carica il condensatore esterno connesso tra il pad del secondo insieme di pad associato alla seconda delle tensioni regolate e l’ulteriore pad, aumentando con ciò la rispettiva tensione. Di conseguenza, il circuito di controllo può regolare la durata della fase di carica e/o della fase di scarica, in modo tale che la tensione corrisponda a un valore richiesto.

In varie forme di attuazione, il blocco di controllo comprende un circuito oscillatore configurato per generare l’almeno un primo segnale di clock e il secondo segnale di clock, per cui l’attività di commutazione del primo insieme di switch elettronici e del secondo insieme di switch elettronici è sincronizzata con l’attività di commutazione dei semi-ponti dello stadio amplificatore. Per esempio, il circuito oscillatore può comprendere un oscillatore integrato e/o un anello ad aggancio di fase o PLL (“Phase-Locked Loop”). Per esempio, il circuito oscillatore può generare l’almeno un primo segnale di clock e il secondo segnale di clock con una delle frequenze seguenti:

- la frequenza del secondo segnale di clock corrisponde alla frequenza dell’almeno un primo segnale di clock;

- la frequenza del secondo segnale di clock corrisponde a un multiplo della frequenza dell’almeno un primo segnale di clock; o

- la frequenza dell’almeno un primo segnale di clock corrisponde a un multiplo della frequenza del secondo segnale di clock.

In varie forme di attuazione, i mezzi sono configurati per generare ciascuno dell’almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi in risposta a un rispettivo primo segnale di clock, e il circuito oscillatore può applicare una differenza di fase differente a ciascuno tra l’almeno un primo segnale di clock e il secondo segnale di clock.

In aggiunta o in alternativa, il blocco di controllo può implementare altre funzioni. Per esempio, il die del circuito integrato può comprendere almeno un pad di comunicazione e il blocco di controllo può comprendere un’interfaccia di comunicazione per ricevere comandi di controllo per controllare l’operazione del circuito convertitore elettronico e/o dello stadio amplificatore; e/o trasmettere informazioni concernenti lo stato del circuito convertitore elettronico e/o dello stadio amplificatore.

Breve descrizione delle figure

Forme di attuazione della presente descrizione saranno ora descritte con riferimento ai disegni annessi, che sono forniti a puro titolo di esempio non limitativo, e nei quali:

- le Figure 1, 2, 3 e 4 sono già state descritte in precedenza;

- la Figura 5 rappresenta una forma di attuazione di un convertitore elettronico configurato per generare una tensione regolata secondo la presente descrizione;

- la Figura 6 rappresenta un esempio di una forma d’onda della tensione regolata generata dal convertitore elettronico della Figura 5;

- la Figura 7 rappresenta una prima forma di attuazione del convertitore elettronico della Figura 5;

- la Figura 8 rappresenta una forma di attuazione di un circuito di controllo del convertitore elettronico della Figura 7;

- le Figure 9a e 9b rappresentano possibili stati di commutazione del convertitore elettronico della Figura 7;

- la Figura 10 rappresenta una forma d’onda del comportamento del convertitore elettronico della Figura 7;

- la Figura 11 rappresenta una seconda forma di attuazione del convertitore elettronico della Figura 5;

- la Figura 12 rappresenta una forma di attuazione di un circuito di controllo del convertitore elettronico della Figura 11;

- la Figura 13 rappresenta una forma d’onda del comportamento del convertitore elettronico della Figura 11;

- le Figure 14a, 14b e 14c rappresentano possibili stati di commutazione del convertitore elettronico della Figura - la Figura 15 rappresenta una terza forma di attuazione del convertitore elettronico della Figura 5;

- la Figura 16 rappresenta una forma di attuazione di un generatore di tensione di riferimento per il convertitore elettronico della Figura 15;

- le Figure 17 rappresentano dettagli dei comportamenti parassiti del convertitore elettronico della Figura 15;

- la Figura 18 rappresenta una quarta forma di attuazione del convertitore elettronico della Figura 5;

- la Figura 19 rappresenta una quinta forma di attuazione del convertitore elettronico della Figura 5;

- le Figure 20 e 21 rappresentano forme di attuazione di circuiti di livellamento (“clamp”) per il convertitore elettronico della Figura 19;

- la Figura 22 rappresenta una forma di attuazione di un circuito di controllo per i convertitori elettronici delle Figure 11, 15, 18 e 19;

- la Figura 23 rappresenta una sesta forma di attuazione del convertitore elettronico della Figura 5;

- la Figura 24 rappresenta una forma di attuazione di un circuito integrato per implementare un amplificatore audio con un rispettivo convertitore elettronico;

- le Figure 25 e 26 rappresentano varie forme di attuazione di un blocco di controllo del circuito integrato della Figura 24;

- le Figure 27a e 27b rappresentano esempi di forme d’onda di segnali di clock usati nel circuito integrato della Figura 26; e

- le Figure 28, 29 e 30 rappresentano varie forme di attuazione della connessione dei pad del die dei circuiti integrati delle Figure da 24 a 26 con i pin di un rispettivo package.

Descrizione Dettagliata

Nella descrizione che segue, sono illustrati uno o più dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita delle forme di attuazione. Le forme di attuazione possono essere attuate senza uno o più dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture ben note non sono illustrate o descritte in dettaglio per evitare di rendere poco chiari certi aspetti delle forme di attuazione.

Un riferimento a “una forma di attuazione” in tutta questa descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura, o caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Così, le frasi come “in una forma di attuazione” che compaiono in vari punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento tutte alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.

I riferimenti usati qui sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono l’ambito di protezione o l’ambito delle forme di attuazione.

Nelle Figure da 5 a 23 che seguono, le parti, gli elementi o i componenti che sono già stati descritti con riferimento alle Figure da 1 a 4 sono indicati con gli stessi riferimenti usati precedentemente in tali Figure; la descrizione di tali elementi descritti precedentemente non sarà ripetuta in seguito al fine di non rendere troppo pesante la presente descrizione dettagliata.

Come menzionato in precedenza, varie forme di attuazione della presente domanda sono relative a un convertitore elettronico 30a, come un convertitore elettronico 30a per un sistema audio (si veda anche la descrizione delle Figure da 1 a 4).

La Figura 5 rappresenta l’architettura generale di una forma di attuazione del convertitore elettronico 30a. Generalmente, il convertitore elettronico 30a comprende due terminali di ingresso 300 e 302 per la connessione a una tensione di alimentazione DC Vbat, in cui il terminale negativo 302 rappresenta una massa GND. Per esempio, i terminali 300 e 302 possono essere connessi a una batteria BAT, come la batteria di un veicolo, quale un’automobile.

Nella forma di attuazione considerata, il convertitore elettronico 30a comprende almeno due terminali di uscita 304 e 306 per fornire una tensione regolata Vfloat, che può essere usata, per es., per alimentare uno o più circuiti digitali/analogici, come il generatore di segnale 10, e/o i blocchi 202, 206 e/o il circuito di controllo 2060 descritti con riferimento alla Figura 2.

Specificamente, in varie forme di attuazione, la tensione al terminale 304 non è connessa direttamente a massa GND, cioè la tensione Vfloat- tra il terminale (negativo) 304 e la massa GND non è zero. Tuttavia, il convertitore elettronico 30a è configurato per generare una tensione Vfloat regolata e sostanzialmente costante tra i terminali 304 e 306, come 1,8 VDC.

Specificamente, in varie applicazioni può essere desiderabile che la tensione Vfloat sia riferita a una tensione di riferimento Vref, che è minore della tensione Vbat, cioè:

0 < Vref < Vbat

Specificamente, in varie forme di attuazione, il convertitore 30a genera una tensione Vfloat+ tra il terminale positivo 306 e la massa GND, che corrisponde a:

Vfloat+ = Vref Vfloat/2.

e una tensione Vfloat-tra il terminale negativo 304 e la massa GND che corrisponde a:

Vfloat- = Vref - Vfloat/2

per cui la tensione tra il terminale (positivo) 306 e il terminale (negativo) 304 corrisponde a Vfloat.

Per esempio, in varie forme di attuazione, la tensione di riferimento Vref è variabile ed è impostata al 50% della tensione di alimentazione Vbat (o in generale Vref = x * Vbat, con 0 < x < 1). Per esempio, la tensione di riferimento Vref può essere fornita da un partitore di tensione o da un regolatore di tensione aggiuntivo.

In generale, una tale tensione flottante Vfloat può essere utile in molte applicazioni.

Per esempio, nel caso di un sistema audio, una tale tensione flottante Vfloat può essere usata dai circuiti analogici, in particolare dal circuito 2060, al fine di perfezionare la qualità del segnale audio, in particolare rispetto al rapporto di segnale/rumore. Per esempio, questo semplifica l’implementazione di un amplificatore a guadagno unitario come descritto, per es., nei documenti Maxim, “APPLICATION NOTE 3977 - Class D Amplifiers: Fundamentals of Operation and Recent Developments”, 31 gennaio 2007, disponibile a https://www.maximintegrated.com/en/appnotes/index.mvp/id/39 77, o in US 8,558,618 B2, che sono incorporati qui tramite citazione, perché il guadagno di tensione dello stadio amplificatore 206 è unitario. Similmente, anche i circuiti digitali possono funzionare con la tensione flottante Vfloat al fine di semplificare l’interfaccia tra i circuiti digitali e quelli analogici.

Per esempio, la Figura 6 rappresenta un esempio di una forma d’onda per la tensione di alimentazione Vbat, la tensione di riferimento Vref e le tensioni Vfloat+ e Vfloat-(riferite alla massa GND).

Come menzionato in precedenza, nel caso in cui il convertitore 30a sia alimentato tramite una batteria BAT di un veicolo, la variazione della tensione di alimentazione Vbat può essere rapida (< 2ms). In varie forme di attuazione, il convertitore 30a dovrebbe così essere atto a generare tensioni Vfloat+ e Vfloat- che seguono tali variazioni di tensione. Per esempio, questo comporta che le capacità associate ai terminali 304 e 306 rispetto a massa GND dovrebbero essere piccole.

In varie forme di attuazione (si veda, per es., la Figura 5), il convertitore elettronico 30a può anche comprendere uno o più terminali di uscita aggiuntivi, come i terminali 308 e 310 per fornire una o più tensioni di alimentazione aggiuntive, come le tensioni V1 e V2, che possono essere usate, per es., per alimentare i circuiti di pilotaggio 2062 e 2054 disposti per pilotare gli switch di un semi-ponte. Generalmente, può essere richiesto soltanto un singolo terminale per queste tensioni V1 e V2, nella misura in cui queste tensioni possono essere riferite a massa GND.

Di conseguenza, in varie forme di attuazione, il convertitore 30a riceve in ingresso una tensione di ingresso Vbat variabile e fornisce in uscita una o più tensioni, che in generale possono essere più piccole o più grandi della tensione di ingresso Vbat. Così, generalmente può essere usata una pluralità di convertitori elettronici, in cui ciascun convertitore elettronico è configurato per generare una rispettiva delle tensioni Vfloat+, Vfloat-, V1 e V2.

Per contro, la Figura 7 rappresenta una forma di attuazione di un convertitore elettronico 30a configurato per generare una pluralità delle tensioni Vfloat+, Vfloat-, V1 e V2.

Specificamente, nella forma di attuazione considerata, è usata una cosiddetta architettura a singolo induttore uscite multiple o SIMO (“Single-Inductor Multiple-Output”). Come implica il termine, in questo caso, il convertitore elettronico 30a comprende un singolo induttore L.

Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il convertitore elettronico 30a comprende un semi-ponte che comprende due switch elettronici Sh e Sl, come dei FET (per es., a canale n), connessi (per es., direttamente) in serie tra i terminali 300 e 302 disposti per ricevere la tensione di alimentazione Vbat, cioè i terminali 300 e 302 possono essere connessi (direttamente o tramite un cavo) alla batteria BAT.

Nella forma di attuazione considerata, un primo terminale dell’induttore L è connesso (per es., direttamente) al punto intermedio tra gli switch Sl e Sh. Il secondo terminale dell’induttore L è connesso (per es., direttamente) tramite un ulteriore switch elettronico Sbb al terminale negativo 302. Inoltre, anche il secondo terminale dell’induttore L è connesso (per es., direttamente) tramite un rispettivo switch, come un FET (per es., a canale n), a ciascuno dei terminali di uscita del convertitore elettronico 30a, cioè i terminali 304, 306 e i terminali opzionali 308 e/o 310. Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il convertitore elettronico 30a comprende: - uno switch elettronico S- connesso (per es., direttamente) tra il secondo terminale dell’induttore L e il terminale 304 che fornisce la tensione Vfloat-;

- uno switch elettronico S+ connesso (per es., direttamente) tra il secondo terminale dell’induttore L e il terminale 306 che fornisce la tensione Vfloat+;

- opzionalmente uno switch elettronico S1 connesso (per es., direttamente) tra il secondo terminale dell’induttore L e il terminale 306 che fornisce la tensione V1; e

- opzionalmente uno switch elettronico S2 connesso (per es., direttamente) tra il secondo terminale dell’induttore L e il terminale 308 che fornisce la tensione V2.

In varie forme di attuazione, ciascuno degli switch S-, S+, S1 e S2 può assicurare che una corrente possa scorrere dal secondo terminale dell’induttore verso il rispettivo terminale di uscita. A questo scopo, ciascuno degli switch può essere:

- uno switch bidirezionale, per es., usando due transistori a effetto di campo connessi in direzione opposta in serie, per es., nel caso di un FET a canale n il drain di un primo FET può essere connesso al secondo terminale dell’induttore, il drain di un secondo FET può essere connesso al rispettivo terminale di uscita, e i terminali di source dei due FET possono essere connessi insieme; o

- uno switch monodirezionale, per es., connettendo un diodo in serie con un FET.

Inoltre, come sarà descritto in seguito, anche lo switch elettronico associato al terminale di uscita 304, 306, ecc. che fornisce la più alta tensione di uscita, per es., lo switch S2 associato al terminale 310 che fornisce la tensione V2 al circuito di pilotaggio 2062, può essere implementato con un diodo.

Nella forma di attuazione considerata, un rispettivo condensatore C+, C-, C1 e C2 è associato a ciascuno dei terminali di uscita. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, ciascun terminale 304, 306, 308 e 310 è connesso (per es., direttamente) tramite il rispettivo condensatore C+, C-, C1 o C2 a massa GND.

Come rappresentato nella Figura 8, il convertitore elettronico 30a comprende anche un circuito di controllo 32 configurato per generare segnali di pilotaggio DRVh, DRVl, DRVbb, DRV-, DRV+, DRV1 e DRV2 configurati rispettivamente per pilotare gli switch Sh, Sl, Sbb, S-, S+, S1 e S2, in funzione delle tensioni di uscita Vfloat-, Vfloat+, V1 e V2, e delle rispettive tensioni di uscita richieste (non rappresentato nella Figura 8).

In generale, pilotando gli switch in un modo appropriato, il convertitore 30a può essere fatto operare come un convertitore buck (step-down), boost (step-up) o buck-boost.

Per esempio, sull’esempio delle Figure 9a, 9b e 10 sarà descritta una possibile operazione del circuito di controllo 32. Specificamente, le Figure 9a e 9b rappresentano due esempi di stati di commutazione del convertitore della Figura 7 e la Figura 10 rappresenta una possibile forma d’onda della corrente IL che scorre attraverso l’induttore L.

Nella forma di attuazione considerata, il circuito di controllo 32 chiude a un istante t0 e per un tempo di carica Tcharge gli switch Sh e Sbb e mantiene aperti gli altri switch (si veda la Figura 9a). Di conseguenza, durante questa fase, l’induttore L è connesso alla tensione di alimentazione Vbat e la corrente IL aumenta in modo sostanzialmente lineare.

Alla fine dell’intervallo di carica Tcharge, cioè a un istante t1, il circuito di controllo 32 apre gli switch Sh e Sbb, e chiude lo switch Sl e uno degli switch di uscita S+, S-, S1 o S2 associati alle uscite, come lo switch S- (si veda la Figura 9b). Di conseguenza, durante un intervallo di tempo T- seguente, la corrente dell’induttore IL scorre all’uscita 304 e la tensione Vfloat- aumenta, mentre la corrente IL diminuisce in modo sostanzialmente lineare.

A un istante t2, per es., quando la tensione Vfloat- ha raggiunto il valore richiesto, il circuito di controllo 32 apre lo switch di uscita chiuso precedentemente, per es., lo switch S-, e chiude un prossimo switch di uscita, come lo switch S+. Di conseguenza, durante un intervallo di tempo T+ seguente, la corrente dell’induttore IL scorre all’uscita 306 e la tensione Vfloat+ aumenta, mentre la corrente IL diminuisce in modo sostanzialmente lineare.

A un istante t3, per es., quando la tensione Vfloat+ ha raggiunto il valore richiesto, il circuito di controllo 32 apre lo switch di uscita chiuso precedentemente, per es., lo switch S+, e chiude un prossimo switch di uscita, come lo switch S1. Di conseguenza, durante un intervallo di tempo T1 seguente, la corrente dell’induttore IL scorre all’uscita 308 e la tensione V1 aumenta, mentre la corrente IL diminuisce in modo sostanzialmente lineare.

A un istante t4, per es., quando la tensione V1 ha raggiunto il valore richiesto, il circuito di controllo 32 apre lo switch di uscita chiuso precedentemente, per es., lo switch S1, e chiude un prossimo switch di uscita, come lo switch S2. Di conseguenza, durante un intervallo di tempo T2 seguente, la corrente dell’induttore IL scorre all’uscita 310 e la tensione V2 aumenta, mentre la corrente IL diminuisce in modo sostanzialmente lineare.

A un istante t5, per es., quando la tensione V2 ha raggiunto il valore richiesto, il circuito di controllo 32 apre lo switch di uscita chiuso precedentemente, per es., lo switch S2.

In generale, la sequenza delle varie fasi di scarica T+, T-, T1 e T2 può anche essere differente, e il convertitore può usare più o meno fasi al fine di fornire più o meno tensioni di uscita.

Il circuito di controllo 32 può iniziare un nuovo ciclo Tcharge a una frequenza fissata o immediatamente all’istante t5. Il primo caso essendo indicato di solito come modalità di modulazione a larghezza di impulsi o PWM (Pulse Width Modulation), mentre il secondo caso è chiamato di solito modalità quasi risonante.

Specificamente, in varie forme di attuazione, oltre a regolare le durate delle varie fasi di scarica, il circuito di controllo 32 regola anche la durata della fase di carica Tcharge al fine di assicurare che un’energia sufficiente sia immagazzinata nell’induttore L al fine di raggiungere le tensioni di uscita richieste. Per esempio, il circuito di controllo 32 può usare a questo scopo la tensione al terminale di uscita che corrisponde all’ultima fase di scarica, per es., la tensione V2 al terminale 310.

Per esempio, il circuito di controllo 32 può aumentare la durata della fase di carica Tcharge quando:

- la corrente dell’induttore IL raggiunge lo zero e la tensione è minore del valore richiesto, o

- un nuovo ciclo di commutazione inizia con una frequenza fissata e la tensione è minore del valore richiesto.

Similmente, il circuito di controllo 32 può diminuire la durata della fase di carica Tcharge quando:

- la tensione raggiunge il valore richiesto e la corrente dell’induttore IL è maggiore di zero o, in una maniera complementare, la corrente dell’induttore IL raggiunge lo zero e la tensione è maggiore del valore richiesto, o

- un nuovo ciclo di commutazione inizia con una frequenza fissata e la tensione è maggiore del valore richiesto.

Così, nella forma di attuazione considerata, il circuito di controllo 32 può usare valori di riferimento fissi per le tensioni V1 e V2, fornendo con ciò tensioni V1 e V2 sostanzialmente costanti. Per contro, il circuito di controllo 32 può usare valori di riferimento variabili per le tensioni Vfloat+ e Vfloat- determinati in funzione della tensione Vbat, fornendo con ciò tensioni variabili Vfloat+ e Vfloat-, in cui la tensione Vfloat tra i terminali 304 e 306 è sostanzialmente costante (come descritto in precedenza).

In generale, invece di usare una singola fase di carica Tcharge, il convertitore può anche usare una pluralità di fasi di carica, per es., una fase di carica rispettiva per ciascuna fase di scarica. Per esempio, in questo caso, il convertitore elettronico 30a può essere fatto operare come un convertitore buck-boost tradizionale, in cui una pluralità di uscite sono regolate in sequenza. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il convertitore elettronico 30a è usato in una modalità a condivisione di tempo (“time-sharing”), in cui gli switch Sh, Sl e Sbb e l’induttore L sono usati in sequenza per fornire alimentazione a uno dei condensatori di uscita (chiudendo uno degli switch S-, S+, S1 o S2).

Di nuovo, come menzionato in precedenza, il convertitore elettronico 30a potrebbe anche generare soltanto le tensioni Vfloat+ e Vfloat-. Inoltre, in base ai valori della tensione di alimentazione Vbat e alle tensioni di uscita richieste, il circuito di controllo 32 può fare operare gli switch al fine di implementare altre topologie di convertitore, che controllano la corrente che scorre attraverso l’induttore L, come:

- un convertitore buck, in cui lo switch Sbb rimane aperto, e il circuito di controllo 32 chiude alternativamente gli switch Sh e Sl, per es., al fine di generare una tensione V1 che è minore della tensione di alimentazione Vbat.

- un convertitore boost, in cui lo switch Sh rimane chiuso e lo switch Sl rimane aperto, e il circuito di controllo 32 chiude alternativamente lo switch Sbb e, per es., lo switch S2 al fine di generare una tensione V2 che è maggiore della tensione di alimentazione Vbat.

In varie forme di attuazione, a causa del fatto che le tensioni Vfloat+ e Vfloat- sono tra il valore minimo e quello massimo della tensione di alimentazione Vbat, il circuito di controllo 32 fa operare almeno per queste tensioni il convertitore 30a come un convertitore buck-boost come descritto in precedenza.

Sebbene la soluzione descritta in precedenza sia una soluzione valida al fine di generare una tensione di uscita costante o quasi costante, per es., le tensioni V1 e V2, la soluzione può presentare alcuni inconvenienti per la generazione di tensioni variabili, come le tensioni Vfloat+ e Vfloat-. Per esempio, come menzionato in precedenza, la tensione di alimentazione Vbat e così la tensione di riferimento Vref possono variare rapidamente (< 2 ms). Così, il convertitore elettronico 30a dovrebbe essere atto a fornire anche le tensioni Vfloat+ e Vfloat-, che sono atte a seguire queste variazioni. Tuttavia, l’architettura rappresentata nella Figura 7 richiede condensatori di uscita/tank C+ e C-, che sono caricati dalla corrente IL.

Inoltre, il convertitore è fatto operare in modo sequenziale con la tecnica di time-sharing. Così, i condensatori di uscita non possono essere troppo piccoli. Per esempio, le capacità dei condensatori C1 e C2 possono essere tra 5 uF e 100 uF, per es., approssimativamente 10 uF. Così, al fine di seguire le variazioni che hanno una frequenza che è maggiore di 100 Hz, sarebbero richieste grandi correnti di carica e di scarica, che renderebbero meno efficiente il sistema.

Inoltre, le tensioni Vfloat+ e Vfloat- sono regolate in modo indipendente. Così, sono richiesti due anelli di controllo separati, e questi anelli devono assicurare una precisione sufficiente al fine di ottenere la tensione Vfloat richiesta.

La Figura 11 rappresenta così una seconda forma di attuazione del convertitore elettronico 30a. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, lo switch elettronico S- associato al terminale 304 che fornisce la tensione Vfloatnon è più connesso al secondo terminale dell’induttore L, ma al primo terminale dell’induttore L, cioè il punto intermedio tra gli switch Sh e Sl del semi-ponte. Inoltre, un singolo condensatore Cf è connesso tra i terminali 304 e 306. Preferibilmente, i condensatori C+ e C- sono così omessi.

La Figura 13 rappresenta di nuovo una possibile forma d’onda della corrente IL che scorre attraverso l’induttore L, e le Figure 14a, 14b e 14 rappresentano vari stadi di commutazione del convertitore 30a.

Specificamente, il circuito di controllo 32 chiude di nuovo a un istante t0 e per un tempo di carica Tcharge gli switch Sh e Sbb e mantiene aperti gli altri switch (si veda la Figura 14a). Di conseguenza, durante questa fase la corrente IL aumenta in modo sostanzialmente lineare. A un istante t1, il circuito di controllo 32 apre così gli switch Sh e Sbb e la fase di carica termina.

Durante le fasi di scarica seguenti, l’energia immagazzinata nell’induttore L è quindi fornita ai terminali di uscita. Specificamente, durante una delle fasi di scarica T+/-, per es., la prima fase di scarica, il circuito di controllo 32 pilota il terminale di controllo degli switch S+ e S- al fine di chiudere questi switch, per es., all’istante t1 (si veda la Figura 14b). Di conseguenza, in questa forma di attuazione, gli switch S+ e S- sono chiusi durante la stessa fase. Come rappresentato nella Figura 12, il circuito di controllo 32 può così generare (in aggiunta ai segnali di pilotaggio DRVh, DRVl, DRVbb, DRV1 e DRV2 configurati rispettivamente per pilotare gli switch Sh, Sl, Sbb, S1 e S2) un segnale di pilotaggio comune DRVf, che pilota simultaneamente gli switch S+ e S-. Inoltre, come rappresentato nella Figura 12, nella forma di attuazione considerata, il circuito di controllo 32 riceve direttamente in ingresso la differenza di tensione Vfloat.

Specificamente, quando entrambi gli switch S+ e S- sono chiusi, la corrente dell’induttore IL scorrerà dal terminale 304 al terminale 306, caricando con ciò il condensatore Cf. Così, la tensione Vfloat- diminuirà e la tensione Vfloataumenterà, per cui aumenterà Vfloat tra i terminali 304 e 306. Così, nella forma di attuazione considerata, la corrente IL diminuisce in modo sostanzialmente lineare e il circuito di controllo 32 può spegnere direttamente gli switch S+ e S- a un istante t3 quando la tensione Vfloat raggiunge il valore costante richiesto. Generalmente, nel caso in cui siano usati degli switch monodirezionali per gli switch S+ e S-, questi switch dovrebbero supportare la direzione di flusso di corrente menzionata, cioè lo switch S- dovrebbe essere configurato per permettere un flusso di corrente dal terminale 304 verso il primo terminale dell’induttore L (in funzione del rispettivo segnale di pilotaggio DRV-/DRVf) e lo switch S+ dovrebbe essere configurato per permettere un flusso di corrente dal secondo terminale dell’induttore L verso il terminale 306 (in funzione del rispettivo segnale di pilotaggio DRV+/DRVf).

Così, all’istante t3, il circuito di controllo 32 apre gli switch di uscita chiusi precedentemente S+ e S-, e chiude lo switch Sl e uno degli altri switch di uscita, come lo switch S1 (si veda la Figura 14c). Di conseguenza, come nella forma di attuazione precedente, durante un intervallo di tempo T1 seguente, la corrente dell’induttore IL scorre ora dalla massa GND (tramite gli switch Sl e S1) all’uscita 308 e la tensione V1 aumenta, mentre la corrente IL diminuisce in modo sostanzialmente lineare.

Di nuovo, la sequenza delle varie fasi di scarica T+/-, T1 e T2 può anche essere differente, e il convertitore può usare più o meno fasi al fine di fornire più o meno tensioni di uscita. Inoltre, anche in questo caso, può essere usata una pluralità di fasi di carica, come una rispettiva fase di carica per ciascuna fase di scarica.

Così, nella forma di attuazione considerata, durante una delle fasi di scarica, entrambi gli switch S+ e S- sono chiusi (mentre gli altri switch Sh, Sl, Sbb, S1 e S2 sono aperti). Così, nella forma di attuazione considerata, la corrente dell’induttore IL carica il condensatore Cf e il circuito di controllo può regolare direttamente la tensione di uscita Vfloat.

Di nuovo, considerando i livelli di tensione nell’induttore L, lo switch Sl e/o lo switch connesso al terminale di uscita che fornisce la più alta tensione di uscita (per es., lo switch S2) possono anche essere implementati con un diodo, e così l’unità di controllo 302 può non generare i rispettivi segnali di pilotaggio, per es., il segnale di pilotaggio DRVl per lo switch Sl e il segnale di pilotaggio DRV2 per lo switch S2.

Nella forma di attuazione rappresentata nelle Figure 11 e 12, il circuito di controllo 32 regola soltanto la differenza di tensione tra i terminali 304 e 306, cioè la tensione Vfloat. Tuttavia, il circuito di controllo 32 non regola l’offset delle tensioni Vfloat+ e Vfloat- rispetto alla massa GND.

In generale, il circuito di controllo 32 potrebbe così regolare anche le tensioni Vfloat+ e Vfloat- rispetto alla massa GND. Per esempio, in una forma di attuazione, il circuito di controllo 32 potrebbe chiudere entrambi gli switch S+ e S-finché la tensione Vfloat+ o la tensione Vfloat- raggiunge il valore di riferimento richiesto (Vref /- Vfloat/2), e allora:

- quando la tensione Vfloat+ ha raggiunto la tensione richiesta (Vref Vfloat/2), continuare a scaricare il terminale 302 verso la massa GND (per es., chiudendo lo switch Sbb) o verso uno degli altri terminali di uscita (per es., tramite lo switch S1 o S2); o

- quando la tensione Vfloat- ha raggiunto la tensione richiesta (Vref - Vfloat/2), continuare a caricare il terminale 304 dalla massa GND, per es., aprendo lo switch S- e chiudendo lo switch Sl.

Sfortunatamente, questo controllo è piuttosto complesso e, invece di usare un singolo condensatore Cf, sarebbero richiesti di nuovo due condensatori C+ e C-. Sostanzialmente, in questo caso, le tensioni Vfloat+ e Vfloat- dovrebbero essere regolate di nuovo individualmente, con la complessità associata per ottenere i valori variabili richiesti.

La Figura 15 rappresenta una forma di attuazione che permette un controllo semplificato dell’offset di tensione per le tensioni Vfloat+ e Vfloat-. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il circuito di controllo 32 regola la durata dell’intervallo T+/- al fine di ottenere la differenza di tensione Vfloat richiesta (come descritto con riferimento alle Figure da 11 a 14); tuttavia, il circuito di controllo 32 non regola le tensioni Vfloat+ e Vfloat- rispetto alla massa GND. Per contro, l’offset di queste tensioni Vfloat+ e Vfloat- è imposto separatamente accoppiando i terminali 302 e 304 alla tensione di riferimento Vref, che rappresenta un modo comune per i terminali 302 e 304.

In varie forme di attuazione (si veda la Figura 16), il convertitore 30a può così comprendere un circuito 34 configurato per generare la tensione Vref a un nodo/terminale 312 in funzione della tensione Vbat. Per esempio, in varie forme di attuazione, il circuito 34 comprende un partitore di tensione resistivo che comprende due resistori Rref1 e Rref2 connessi (per es., direttamente) tra i terminali 300 e 302. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, la tensione Vref nel punto intermedio tra i due resistori Rref1 e Rref2 (che rappresenta il nodo/terminale 312 nella forma di attuazione considerata) sarà proporzionale alla tensione di alimentazione Vbat in base ai valori dei resistori Rref1 e Rref2. Per esempio, in varie forme di attuazione, i resistori Rref1 e Rref2 hanno sostanzialmente lo stesso valore. In generale, il circuito 34 può anche comprendere circuiti più complessi per implementare un generatore di tensione di riferimento, comprendendo eventualmente anche stadi amplificatori (come uno o più amplificatori operazionali e/o specchi di corrente) al fine di assicurare una tensione di uscita Vref stabile per condizioni di carico differenti nel nodo/terminale 312.

Nelle forme di attuazione considerate, i terminali 304 e 306 sono accoppiati alla tensione Vref tramite rispettivi resistori Rcm1 e Rcm2, cioè un resistore Rcm1 è connesso (per es., direttamente) tra il terminale 306 e il terminale 312 che fornisce la tensione Vref (per es., il punto intermedio tra i resistori Rref1 e Rref2) e un resistore Rcm2 è connesso (per es., direttamente) tra il terminale 304 e il terminale 312. Al fine di ottenere le tensioni Vref /-Vfloat/2, i resistori Rcm1 e Rcm2 dovrebbero avere lo stesso valore. Tuttavia, generalmente i resistori potrebbero anche avere valori differenti, per es., quando è richiesto un ridimensionamento (“scaling”) differente rispetto alla massa GND.

Per esempio, ipotizzando una frequenza di commutazione di 2 MHz, l’induttanza dell’induttore L può essere 10 uH (micro-henry), la capacità del condensatore Cf può essere 10 uF (micro-farad), le resistenze dei resistori Rcm1 e Rcm2 possono essere 10 kOhm (kilo-ohm) e le resistenze dei resistori Rref1 e Rref2 possono essere 10 kOhm. Di conseguenza, tipicamente l’induttore L, il condensatore Cf e i resistori Rcm1, Rcm2, Rref1 e Rref2 hanno rispettivamente valori nel campo dei micro-henry/micro-farad/kilo-ohm.

Gli inventori hanno osservato che la soluzione descritta con riferimento alle Figure 15 e 16 è una soluzione valida, in particolare quando non è richiesta alcuna precisione elevata degli offset Vfloat+ e Vfloat- rispetto alla massa GND. Da un punto di vista pratico, tuttavia, il circuito comprenderà anche una capacità parassita, come le capacità associate al primo e al secondo terminale dell’induttore L.

Per esempio, questo è rappresentato nella Figura 17, in cui correnti parassite Ipar1 e Ipar2 scorrono rispettivamente attraverso gli switch S+ e S-. Specificamente, queste correnti parassite Ipar1 e Ipar2 non scorrono attraverso l’induttore L ma verso la tensione di alimentazione positiva Vbat e/o la massa GND. Gli inventori hanno osservato che (in base all’implementazione degli switch S+ e S-) di solito queste correnti parassite Ipar1 e Ipar2 scorrono soltanto durante un breve intervallo all’istante t1 quando gli switch S+ e S- sono chiusi, cioè la durata degli impulsi di corrente è apprezzabilmente minore della durata dell’intervallo T+/-. In linea di principio, queste correnti parassite Ipar1 e Ipar2 non rappresenterebbero alcun problema particolare, quando la loro ampiezza sarebbe la stessa. Tuttavia, nel caso in cui i valori siano differenti, una corrente (Ipar1 - Ipar2) scorrerà anche verso il nodo 312 che fornisce la tensione di riferimento Vref. Per esempio, nel caso in cui la tensione di riferimento Vref sia fornita da un partitore di tensione (si veda la Figura 16), questa corrente farà variare la tensione di riferimento Vref dal valore richiesto.

La Figura 18 rappresenta così una forma di attuazione modificata, che permette di inibire o almeno di ridurre questo flusso di corrente verso il nodo 312. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il convertitore elettronico 30a comprende (in aggiunta ai componenti descritti con riferimento alla Figura 15) almeno uno tra:

- un condensatore Cf1 connesso (per es., direttamente) tra il terminale 306 e il terminale 300 che fornisce la tensione di alimentazione Vbat; e

- un condensatore Cf2 connesso (per es., direttamente) tra il terminale 304 e la massa GND, cioè il terminale 302.

In varie forme di attuazione, prendendo in considerazione valori tipici per le correnti parassite Ipar1 e Ipar2, i condensatori Cf1 e Cf2 possono avere una capacità che è apprezzabilmente minore della capacità del condensatore Cf, come meno del 5%, preferibilmente tra lo 0,1% e il 2%, preferibilmente approssimativamente l’1%. Per esempio, in varie forme di attuazione, la capacità dei condensatori Cf1 e Cf2 è tra 10 nF e 100 nF (nano-farad). In varie forme di attuazione, i condensatori Cf1 e Cf2 possono avere la stessa capacità.

Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata scorreranno anche le correnti parassite Ipar1 e Ipar2; tuttavia, l’impulso di corrente (Ipar1 - Ipar2) non scorrerà (o scorrerà meno) verso il nodo 312, ma attraverso il percorso a bassa impedenza fornito dal condensatore Cf1 e/o dal condensatore Cf2 (e anche dal condensatore Cf).

Generalmente, i condensatori Cf1 e/o Cf2 possono essere connessi a una qualsiasi tensione di riferimento che ha una bassa impedenza verso la massa GND (com’è il caso per la tensione di alimentazione Vbat). Per esempio, i condensatori Cf1 possono anche essere connessi al terminale 302 (invece del terminale 300) e/o i condensatori Cf2 possono anche essere connessi al terminale 300 (invece del terminale 302).

La Figura 19 rappresenta una seconda forma di attuazione per ottenere gli offset di tensione Vfloat+ e Vfloat- rispetto a massa GND. Specificamente, la forma di attuazione è basata sul circuito rappresentato nella Figura 11 e comprende in aggiunta due ulteriori circuiti:

- un primo circuito di clamp 36 connesso (per es., direttamente) al terminale 306; e

- un secondo circuito di clamp 38 connesso (per es., direttamente) al terminale 308.

Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il primo circuito di clamp 36 è configurato per permettere selettivamente un flusso di corrente verso il terminale 306 finché la tensione corrisponde a una soglia di tensione superiore VH.

Per esempio, come rappresentato nella Figura 20, il circuito di clamp 36 può comprendere un transistore 362, come un FET a canale n, quale un NMOS, connesso (per es., direttamente) tra il terminale 300 che fornisce la tensione di alimentazione Vbat e il terminale 306.

Nella forma di attuazione considerata, il terminale di gate del transistore 362 è pilotato da un amplificatore operazionale 364. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, l’amplificatore operazionale riceve al terminale di ingresso positivo/non invertente la soglia di tensione superiore VH e al terminale di ingresso negativo/invertente la tensione al terminale 306.

Di conseguenza, il circuito 36 piloterà il transistore 362 permettendo con ciò un flusso di corrente (dalla tensione di alimentazione Vbat) verso il terminale 306, finché la tensione al terminale 306 raggiunge la, o è maggiore della, tensione VH.

Per contro, nella forma di attuazione considerata, il secondo circuito di clamp 38 è configurato per permettere selettivamente un flusso di corrente dal terminale 304 finché la tensione corrisponde a una soglia di tensione inferiore VL.

Per esempio, come rappresentato nella Figura 21, il circuito di clamp 38 può comprendere un transistore 382, come un FET a canale p, quale un PMOS, connesso (per es., direttamente) tra il terminale 304 e il terminale 302 (la massa GND).

Nella forma di attuazione considerata, il terminale di gate del transistore 382 è pilotato da un amplificatore operazionale 384. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, l’amplificatore operazionale riceve al terminale di ingresso positivo/non invertente la soglia di tensione inferiore VL e al terminale di ingresso negativo/invertente la tensione al terminale 304.

Di conseguenza, il circuito 38 piloterà il transistore 382 permettendo con ciò un flusso di corrente dal terminale 304 (verso la massa GND), finché la tensione al terminale 304 raggiunge la, o è minore della, tensione VL.

In varie forme di attuazione, i circuiti di clamp 36 e 38 non sono usati per imporre direttamente le tensioni Vref /- Vfloat/2, ma i circuiti di clamp impostano soltanto in modo approssimativo le tensioni ai nodi 304 e 306 rispetto alla massa GND.

Specificamente, in varie forme di attuazione, la soglia superiore e quella inferiore corrispondono a:

VH = Vref Vfloat/2 - Δ

VL = Vref - Vfloat/2 Δ

Di conseguenza, senza alcuna attività di commutazione degli switch Sh, Sl, Sbb, i circuiti di clamp 36 e 38 imposterebbero le seguenti tensioni (tramite l’accoppiamento del condensatore Cf):

Vfloat+ = Vref Vfloat/2 - Δ

Vfloat- = Vref - Vfloat/2 Δ

e la differenza di tensione VDiff tra i terminali 306 e 304 sarebbe:

VDiff+ = Vfloat - 2Δ

Per esempio, in varie forme di attuazione, il valore di Δ è selezionato tra il 5% e il 20% del valore di Vfloat, per es., Δ = 0,1 Vfloat. Per esempio, Δ può essere tra 150 mV e 180 mV per Vfloat = 1,8 V.

Di conseguenza, una volta che l’unità di controllo 32 pilota gli switch del convertitore 30a, l’unità di controllo 32 regolerà anche la differenza di tensione VDiff finché il valore corrisponde al valore Vfloat richiesto.

Quando la tensione di alimentazione Vbat rimane costante, i circuiti di clamp 36 e 38 non intervengono durante questa regolazione della differenza di tensione VDiff. Per contro, i circuiti di clamp 34 e 36 possono assorbire i picchi di corrente generati dalla corrente parassita menzionati in precedenza e/o possono intervenire quando la tensione di alimentazione Vbat varia.

La Figura 22 rappresenta a questo riguardo una possibile forma di attuazione del circuito di controllo 32. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, le tensioni Vfloat+ e Vfloat- sono fornite a un amplificatore differenziale 320, per es., basato su un amplificatore operazionale. L’uscita dell’amplificatore differenziale 320 è connessa a un amplificatore di errore 324, come un regolatore PI (Proportional-Integral) o PID (ProportionalIntegral-Derivative), configurato per generare un segnale di errore in funzione della differenza di tensione e di un segnale di riferimento REF. Nella forma di attuazione considerata, un circuito di ridimensionamento e/o un circuito di conversione di corrente-tensione 322, come un partitore di tensione che comprende due resistori, può essere connesso tra l’amplificatore differenziale 320 e l’amplificatore di errore 324.

Nella forma di attuazione considerata, le tensioni V1 e V2 opzionali possono essere fornite in modo simile a rispettivi amplificatori di errore 332 e 336. Sebbene anche in questo caso possa essere usato un circuito di ridimensionamento 330 e 334, di solito non è richiesto alcun amplificatore differenziale, perché le tensioni V1 e V2 sono riferite a massa GND.

I segnali di errore all’uscita degli amplificatori di errore 324, 332 e 336 sono forniti a un circuito di pilotaggio 326. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il circuito di pilotaggio 326 è configurato per gestire la fase di carica e le varie fasi di scarica generando i segnali di pilotaggio per gli switch Sh, Sl, Sbb, S+, S-, S1 e S2. Generalmente, il segnale di pilotaggio DRVl per lo switch Sl e il segnale di pilotaggio DRV2 per lo switch S2 sono puramente opzionali, perché questi switch possono anche essere implementati con dei diodi.

Per esempio, in varie forme di attuazione, il circuito di pilotaggio 326 può essere un circuito di pilotaggio con modulazione a larghezza di impulsi. Per questo motivo, il circuito di pilotaggio 326 può avere associato un oscillatore 328 configurato per generare un segnale di oscillatore che ha una frequenza fissa, cioè un periodo di commutazione TSW fisso.

Per esempio, una volta che il segnale di oscillatore indica l’inizio di un nuovo ciclo di commutazione (che corrisponde sostanzialmente all’istante t0 della Figura 13), il circuito di pilotaggio 326 imposta i segnali di pilotaggio DRVh e DRVbb per chiudere gli switch Sh e Sbb. All’istante t1, cioè dopo la durata Tcharge, il circuito di pilotaggio 326 imposta i segnali di pilotaggio DRVh e DRVbb per aprire gli switch Sh e Sbb. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, questi segnali di pilotaggio DRVh e DRVbb sono segnali PWM, che sono impostati:

- a un primo livello logico (per es., alto) per una durata di accensione (“switch-on”) che corrisponde alla durata Tcharge; e

- a un secondo livello logico (per es., basso) per una durata di spegnimento (“switch-off”) che corrisponde a TSW - Tcharge.

Nella forma di attuazione considerata, il circuito di pilotaggio 326 imposta quindi (per es., all’istante t1) il segnale di pilotaggio DRVf per chiudere gli switch S+ e S-. All’istante t3, cioè dopo la durata T+/-, il circuito di pilotaggio 326 imposta il segnale di pilotaggio DRVf per aprire gli switch S+ e S-. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il segnale di pilotaggio DRVf è un segnale PWM, che è impostato:

- a un primo livello logico (per es., alto) per una durata di switch-on che corrisponde alla durata T+/-; e

- a un secondo livello logico (per es., basso) per una durata di switch-off che corrisponde a TSW - T+/-.

Nella forma di attuazione considerata, il circuito di pilotaggio 326 imposta quindi (per es., all’istante t3) il segnale di pilotaggio DRV1 per chiudere lo switch S1 (ed eventualmente il segnale di pilotaggio DRVl per chiudere lo switch Sl). All’istante t4, cioè dopo la durata T1, il circuito di pilotaggio 326 imposta il segnale di pilotaggio DRV1 per aprire lo switch S1. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il segnale di pilotaggio DRV1 è un segnale PWM, che è impostato:

- a un primo livello logico (per es., alto) per una durata di switch-on che corrisponde alla durata T1; e

- a un secondo livello logico (per es., basso) per una durata di switch-off che corrisponde a TSW – T1.

In generale, il circuito di pilotaggio 326 può allora generare il segnale di pilotaggio DRV2 per lo switch S2. Per contro, nella forma di attuazione considerata lo switch S2 è implementato con un diodo. Di conseguenza, quando gli switch S+, S- e S1 sono aperti, la corrente IL scorrerà attraverso il diodo S2 verso il terminale 310 finché la corrente IL raggiunge lo zero o la durata di commutazione TSW è terminata.

Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il circuito di pilotaggio 326 è configurato per variare le durate di switch-on T+/- e T1 dei segnali di pilotaggio DRVf e DRV1 in funzione dei segnali di errore forniti rispettivamente dagli amplificatori di errore 324 e 332. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, gli amplificatori di errore 324 e 332 varieranno queste durate (tramite i rispettivi segnali di errore) finché le tensioni Vfloat e V1 corrispondono ai rispettivi valori richiesti.

Per contro, nella forma di attuazione considerata, il circuito di pilotaggio 326 è configurato per variare la durata di switch-on Tcharge dei segnali di pilotaggio DRVh e DRVbb in funzione del segnale di errore fornito dagli amplificatori di errore 336. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, l’amplificatore di errore 336 varierà la durata (tramite il rispettivo segnale di errore), variando con ciò la corrente IL massima, finché le tensioni V2 corrispondono ai rispettivi valori richiesti. In aggiunta, il circuito di pilotaggio 326 può variare la durata di switch-on Tcharge anche in funzione dei segnali di errore forniti dagli altri amplificatori di errore, per es., gli amplificatori 324 e 332, il che può essere utile al fine di effettuare un controllo (predittivo) in caso di brevi variazioni di carico delle uscite. Per esempio, un tale dispositivo è utile quando gli amplificatori di errore 324, 332 e 336 hanno (in aggiunta a un componente integrale) un componente proporzionale e/o derivativo.

Di conseguenza, in varie forme di attuazione, l’unità di controllo 32 è configurata per gestire le fasi seguenti, che sono ripetute periodicamente:

- una fase di carica Tcharge, nella quale il circuito di controllo 32 chiude gli switch Sh e Sbb per immagazzinare energia nell’induttore L;

- una (ultima) fase di scarica, nella quale l’energia immagazzinata nell’induttore L è trasferita a un’uscita; e - una o più fasi di scarica intermedie opzionali tra la fase di carica e l’ultima fase di scarica, in cui l’energia immagazzinata nell’induttore L è trasferita a una o più rispettive altre uscite.

Generalmente, la fase di scarica T+/- può essere l’ultima fase di scarica o una fase di scarica intermedia.

Specificamente, in varie forme di attuazione, l’unità di controllo è configurata per arrestare una fase intermedia quando la rispettiva tensione di uscita raggiunge il valore richiesto. Per contro, l’ultima fase di scarica è usata per controllare la durata della fase di carica Tcharge.

Per esempio, usando una modulazione PWM con ciclo di commutazione TSW costante, l’unità di controllo 32 può:

- aumentare la durata della fase di carica Tcharge (mantenendo nel contempo la durata totale TSW) quando, alla fine dell’ultima fase di scarica, la rispettiva tensione di uscita è minore del valore richiesto; e

- diminuire la durata della fase di carica Tcharge (mantenendo nel contempo la durata totale TSW) quando, alla fine dell’ultima fase di scarica, la rispettiva tensione di uscita è maggiore del valore richiesto.

Generalmente, la durata dell’ultima fase di scarica può anche essere costante. Così, l’unità di controllo 32 può:

- aumentare la durata della fase di carica Tcharge quando, alla fine dell’ultima fase di scarica, la rispettiva tensione di uscita è minore del valore richiesto; e

- diminuire la durata della fase di carica Tcharge quando, alla fine dell’ultima fase di scarica, la rispettiva tensione di uscita è maggiore del valore richiesto.

La maggior parte dei componenti dei convertitori elettronici 30a descritti in precedenza possono anche essere integrati in un circuito integrato. Per esempio, la Figura 23 rappresenta una forma di attuazione, nella quale tale circuito integrato può comprendere:

- due pin/pad 300 e 302 per la connessione alla tensione di alimentazione Vbat;

- gli switch Sh, Sbb, S+ e S-,

- lo switch/diodo Sl;

- lo switch S1 opzionale;

- lo switch/diodo S2 opzionale;

- il circuito di controllo 32;

- i circuiti di clamp 36 e 38 opzionali.

In varie forme di attuazione, il circuito integrato non comprende grandi induttori, condensatori e resistori, come l’induttore L, il condensatore Cf, e i condensatori C1 e C2, cioè questi componenti sono esterni rispetto al circuito integrato. Per contro, piccoli condensatori, come i condensatori Cf1 e Cf2, e i vari resistori descritti possono essere esterni o interni.

Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il circuito integrato comprende:

- due pin/pad 400 e 402 per la connessione a un induttore L esterno;

- un pin/pad 308 per la connessione a un condensatore C1 esterno (che è opzionale nella misura in cui la tensione V1 è opzionale);

- un pin/pad 310 per la connessione a un condensatore C2 esterno (che è opzionale nella misura in cui la tensione V2 è opzionale); e

- almeno due pin/pad per la connessione al condensatore Cf.

In generale, il condensatore Cf può essere connesso direttamente ai due pad/pin 304 e 306. Per contro, la Figura 23 rappresenta una forma di attuazione nella quale sono usati quattro pin/pad 304, 306, 404 e 406. Specificamente, i pin/pad 404 e 406 sono connessi rispettivamente direttamente agli switch S- e S+. Per contro, i pin/pad 304 e 306 forniscono le tensioni Vfloat- e Vfloat+. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, un primo terminale di un condensatore Cf esterno può essere connesso ai pin/pad 304 e 404, connettendo con ciò il pin/pad 304 esternamente al pin/pad 404, e un secondo terminale del condensatore Cf esterno può essere connesso ai pin/pad 306 e 406, connettendo con ciò il pin/pad 306 esternamente al pin/pad 406.

Specificamente, questa forma di attuazione ha il vantaggio che le induttanze parassite Lbond1, Lbond2, Lbond3 e Lbond4 del bonding dei pin 304, 306, 404 e 406 implementano con il condensatore Cf uno stadio di filtro perfezionato per i picchi di corrente.

Generalmente, le varie forme di attuazione possono anche essere combinate. Per esempio, nella Figura 23, il circuito integrato comprende anche i circuiti di clamp 38 e 36 che sono connessi internamente ai pin/pad 306 e 304.

Inoltre, nella forma di attuazione considerata, il convertitore elettronico comprende i condensatori Cf1 e Cf2, che sono connessi esternamente rispettivamente ai pin/pad 304/404 e 306/406.

Similmente, il convertitore elettronico potrebbe anche comprendere i resistori di accoppiamento Rcm1 e Rcm2, che possono essere connessi esternamente in parallelo al condensatore Cf o internamente tra i pin/pad 304/306 o 404/406.

Di conseguenza, le varie forme di attuazione descritte con riferimento alle Figure da 11 a 23 hanno i vantaggi seguenti:

- è richiesta soltanto una singola fase T+/- al fine di regolare la tensione di uscita Vfloat; di conseguenza, può essere richiesto soltanto un singolo anello di controllo, perché può essere usato soltanto un singolo segnale di pilotaggio DRVf;

- è richiesto un singolo condensatore di uscita Cf per fornire la tensione di uscita Vfloat; di conseguenza, eccetto che per le correnti parassite e i condensatori di filtro Cf1 e Cf2 opzionali, la corrente usata per caricare il condensatore di uscita non scorre verso la massa GND; - le tensioni di offset Vfloat+ e Vfloat- possono essere regolate più rapidamente, perché le capacità dei rispettivi terminali verso la tensione di alimentazione Vbat e la massa GND sono piccole.

Inoltre, come descritto in precedenza, lo stesso convertitore elettronico 30a può essere usato per generare, in aggiunta alla tensione Vfloat, anche una o più tensioni aggiuntive V1 e V2. Nel caso in cui queste tensioni siano assenti, i rispettivi switch S1 e S2, e anche lo switch/diodo Sl possono essere omessi.

Così, in varie forme di attuazione, il convertitore elettronico 30a comprende due terminali di ingresso 300 e 302 configurati per ricevere una tensione di alimentazione Vbat e due terminali di uscita 304 e 306 configurati per fornire una tensione regolata Vfloat.

In varie forme di attuazione, il convertitore elettronico 30a comprende un induttore L che comprende un primo e un secondo terminale. Un primo switch elettronico Sh è connesso tra il primo terminale di ingresso 300 e il primo terminale dell’induttore L. Un secondo switch elettronico Sbb è connesso tra il secondo terminale dell’induttore L e il secondo terminale di ingresso 302.

In varie forme di attuazione, il convertitore elettronico 30a comprende inoltre un terzo switch elettronico S+ connesso tra il secondo terminale dell’induttore L e il primo terminale di uscita 306 e un quarto switch elettronico S- è connesso tra il primo terminale dell’induttore L e il secondo terminale di uscita 304. Un condensatore Cf è connesso tra il primo terminale di uscita 306 e il secondo terminale di uscita 304.

In varie forme di attuazione, un circuito di controllo 32 monitora la tensione tra i due terminali di uscita 304 e 306. Durante una fase di carica Tcharge, il circuito di controllo 32 chiude il primo switch elettronico Sh e il secondo switch elettronico Sbb, aumentando con ciò la corrente IL che scorre attraverso l’induttore L. Durante una fase di scarica T+/-, il circuito di controllo 32 chiude il terzo switch elettronico S+ e il quarto switch elettronico S-, per cui la corrente IL che scorre attraverso l’induttore L carica il condensatore Cf, aumentando con ciò la tensione tra i due terminali di uscita.

In varie forme di attuazione, il circuito di controllo 32 regola la durata della fase di carica Tcharge e/o della fase di scarica T+/-, in modo tale che la tensione tra i due terminali di uscita 304 e 306 corrisponda a un valore Vfloat richiesto. Per esempio, il circuito di controllo 32 può determinare se, alla fine della fase di scarica T+/-, la tensione tra i due terminali di uscita 304 e 306 è maggiore del valore Vfloat richiesto. Quando, alla fine della fase di scarica T+/-, la tensione tra i due terminali di uscita 304 e 306 è minore del valore Vfloat richiesto, il circuito di controllo 32 può aumentare la durata della fase di carica Tcharge. Per contro, quando, alla fine della fase di scarica T+/-, la tensione tra i due terminali di uscita 304 e 306 è maggiore del valore Vfloat richiesto, il circuito di controllo 32 può diminuire la durata della fase di carica Tcharge.

Generalmente, il convertitore elettronico 30a può anche comprendere una o più uscite. Per esempio, in varie forme di attuazione, il convertitore elettronico comprende un ulteriore terminale di uscita 308 (e/o 310) configurato per fornire un’ulteriore tensione regolata V1 (V2), in cui l’ulteriore tensione regolata è riferita al secondo terminale di ingresso 302, che rappresenta una massa. Un ulteriore condensatore C1 (C2) è connesso tra l’ulteriore terminale di uscita 308 (310) e il secondo terminale di ingresso 302, in cui un ulteriore switch elettronico S1 (S2) è connesso tra il secondo terminale dell’induttore L e l’ulteriore terminale di uscita. In questo caso, il convertitore 30a comprende anche un quinto switch elettronico Sl connesso tra il primo terminale dell’induttore L e il secondo terminale di ingresso 302. In generale, il quinto switch elettronico Sl e/o l’ulteriore switch elettronico S2 possono essere implementati con dei diodi.

In questo caso, il circuito di controllo 32 può così regolare anche l’ulteriore tensione di uscita V1 (e/o V2). Per esempio, durante un’ulteriore fase di scarica T1 (T2), il circuito di controllo 32 può chiudere il quinto switch elettronico Sl e l’ulteriore switch elettronico S1 (S2), per cui la corrente IL che scorre attraverso l’induttore L carica ora l’ulteriore condensatore C1 (C2), aumentando con ciò la tensione tra l’ulteriore terminale di uscita 308 (310) e il secondo terminale di ingresso (302). Similmente, il circuito di controllo 32 può regolare la durata della fase di carica Tcharge e/o dell’ulteriore fase di scarica T1 (T2), in modo tale che la tensione tra l’ulteriore terminale di uscita e il secondo terminale di ingresso corrisponda a un ulteriore valore richiesto V1 (V2).

Per esempio, in varie forme di attuazione, il circuito di controllo 32 è configurato per ripetere periodicamente la fase di carica, la fase di scarica e l’ulteriore fase di scarica, in cui una delle fasi di scarica corrisponde a un’ultima fase di scarica e l’altra delle fasi di scarica corrisponde a una fase di scarica intermedia tra la fase di carica e l’ultima fase di scarica. In questo caso, il circuito di controllo 32 può arrestare la fase di scarica intermedia quando la rispettiva tensione che è aumentata durante la fase di scarica intermedia raggiunge il rispettivo valore richiesto. Inoltre, il circuito di controllo può aumentare la durata della fase di carica quando, alla fine dell’ultima fase di scarica, la rispettiva tensione che è aumentata durante l’ultima fase di scarica è minore del rispettivo valore richiesto, e può diminuire la durata della fase di carica quando, alla fine dell’ultima fase di scarica, la rispettiva tensione che è aumentata durante l’ultima fase di scarica è maggiore del rispettivo valore richiesto.

Generalmente, il convertitore elettronico 30a può anche controllare l’offset della tensione tra i due terminali di uscita 304 e 306 rispetto al secondo terminale di ingresso 302, cioè rispetto alla massa.

Per esempio, in varie forme di attuazione, il convertitore elettronico 30a comprende un generatore di tensione di riferimento 34, come un partitore di tensione, configurato per generare una tensione di riferimento Vref che è preferibilmente proporzionale alla tensione di alimentazione Vbat. In questo caso, un primo resistore Rref1 può essere connesso tra il primo terminale di uscita 300 e la tensione di riferimento Vref, e un secondo resistore Rref2 può essere connesso tra il secondo terminale di uscita 302 e la tensione di riferimento Vref.

In varie forme di attuazione, il convertitore elettronico 30a può anche essere configurato per filtrare i picchi transitori (“spike”) delle correnti parassite. A questo scopo, il convertitore elettronico può comprendere un primo condensatore Cf1 connesso tra il primo terminale di uscita 306, e il primo terminale di ingresso 300 o il secondo terminale di ingresso 302. In aggiunta o in alternativa, il convertitore elettronico 30a può comprendere un secondo condensatore Cf2 connesso tra il secondo terminale di uscita 304 e il primo terminale di ingresso 300 o il secondo terminale di ingresso 302.

Generalmente, in aggiunta o come alternativa all’accoppiamento con la tensione di riferimento Vref, il convertitore 30a può anche comprendere circuiti di clamp 36 e/o 38 per limitare l’offset di tensione dei due terminali di uscita rispetto al secondo terminale di ingresso, cioè rispetto alla massa. Specificamente, il convertitore elettronico 30a può comprendere un primo circuito di clamp 34 configurato per permettere selettivamente un flusso di corrente verso il primo terminale di uscita, finché la tensione tra il primo terminale di uscita e il secondo terminale di ingresso raggiunge o è maggiore di una tensione superiore. Il convertitore elettronico può comprendere anche un secondo circuito di clamp 38 configurato per permettere selettivamente un flusso di corrente dal secondo terminale di uscita, finché la tensione tra il secondo terminale di uscita e il secondo terminale di ingresso raggiunge o è minore di una tensione inferiore.

Generalmente, sia il convertitore elettronico 30 sia l’amplificatore audio 20 possono essere integrati nello stesso circuito integrato. Generalmente, in modo simile a quanto è stato descritto con riferimento alla Figura 23, induttori e condensatori più grandi possono essere connessi esternamente al circuito integrato.

Per esempio, la Figura 24 rappresenta un circuito integrato IC che comprende i componenti al fine di implementare un amplificatore audio 20 in classe D con il rispettivo convertitore elettronico 30 configurato per generare le tensioni di alimentazione per l’amplificatore audio 20.

In generale, il termine circuito integrato non implica che il die sia montato all’interno di un package, ma, per es., il die potrebbe anche essere montato direttamente su una scheda a circuito stampato (PCB, “Printed-Circuit-Board”). Così, è usato il termine pad per identificare il pad del die del circuito integrato e il termine pin identifica il pin o il lead di un package esterno opzionale del circuito integrato. Così, quando è usato il termine “pad/pin” questo indica che il die ha un pad e, nel caso in cui sia usato un package esterno, anche il package ha un pin corrispondente, che è connesso al rispettivo pad del die, per es., tramite wire bonding.

Come descritto con riferimento alle Figure da 1 a 4, quando sono usati segnali audio analogici AS, un amplificatore audio 20 in classe D comprende mezzi per generare un segnale modulato a larghezza di impulsi DS, in cui il duty cycle del segnale DS è proporzionale all’ampiezza del segnale audio analogico AS. Per esempio, come descritto con riferimento alla Figura 2, un generatore di forma d’onda triangolare 202 e un comparatore 204 possono essere usati a questo scopo. In generale, questi blocchi sono puramente opzionali, perché l’amplificatore audio 20 può anche ricevere direttamente il segnale PWM DS, o altri dati che identificano il segnale DS, come dati audio digitali.

Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il circuito integrato IC comprende un pad/pin 500 per ricevere un segnale audio AS o DS. In generale, questo pad/pin è puramente opzionale, perché il circuito integrato IC potrebbe anche comprendere direttamente un generatore di segnale audio 10.

Un amplificatore audio in classe D comprende anche uno stadio amplificatore 206, che comprende un semi-ponte SW1, SW2 che è pilotato in funzione del segnale PWM DS, cioè lo stadio amplificatore 206 genera un segnale PWM amplificato ADS. Inoltre, un amplificatore audio in classe D comprende uno stadio di filtro 208 passa-basso o passa-banda (si veda la Figura 4), come uno stadio di filtro LC, che è configurato per rimuovere la frequenza del segnale PWM.

A causa del fatto che lo stadio di filtro 208 comprende di solito grandi induttori e/o condensatori, lo stadio di filtro 208 è preferibilmente esterno al circuito integrato IC.

Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il circuito integrato IC comprende per ciascun canale audio un rispettivo pad/pin 502 configurato per essere connesso tramite un rispettivo stadio di filtro 208 a uno o più altoparlanti 30. Per esempio, nella forma di attuazione considerata, sono rappresentati tre pad/pin 5021, 5022 e 5023 atti a essere connessi a tre stadi di filtro 2081, 2082 e 2083. Quando sono usati canali plurali, il circuito integrato IC può anche comprendere una pluralità di pin/pad 500 per ricevere una pluralità di rispettivi segnali audio.

In varie forme di attuazione, il numero di canali (cioè, il numero di segnali PWM amplificati ADS) può anche essere differente dal numero dei segnali audio iniziali, per es. il numero dei segnali audio analogici AS. Per esempio, in varie forme di attuazione, il segnale audio AS può essere un segnale stereo che ha due canali (come sinistro e destro), mentre l’amplificatore audio 20 può essere configurato per generare quattro segnali audio amplificati ADS per quattro altoparlanti (come anteriore sinistro, anteriore destro, posteriore sinistro, posteriore destro). A questo scopo, l’amplificatore audio 20 può anche eseguire un’operazione di mixaggio.

Così, in varie forme di attuazione, il die del circuito integrato IC comprende mezzi per generare almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi DS, come i blocchi 202 e 204, o il generatore di segnale 10, o il (i) pad 500 che potrebbe (potrebbero) anche essere usato (usati) per ricevere direttamente il segnale (i segnali) DS. Il die comprende anche un insieme di pad 502 che corrispondono al numero di canali dell’amplificatore audio 20, in cui ciascun pad 502 è configurato per fornire un rispettivo segnale modulato a larghezza di impulsi amplificato ADS. Specificamente, ciascuno di questi pad 502 è disposto per essere connesso a un rispettivo filtro 208 passa-basso o passa-banda esterno. Inoltre, il die comprende uno stadio amplificatore 206 configurato per ricevere in ingresso l’almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi DS e per fornire in uscita i segnali modulati a larghezza di impulsi amplificati ADS. Specificamente, lo stadio amplificatore 206 comprende per ciascun pad 502 un semi-ponte (che comprende gli switch high-side e low-side SW1 e SW2), in cui il punto intermedio tra gli switch del semi-ponte è connesso a un rispettivo pad 502. A ciascun semi-ponte è associato un circuito di pilotaggio di high-side 2062 per pilotare il rispettivo switch high-side SW1 e un circuito di pilotaggio di low-side 2064 per pilotare il rispettivo switch low-side SW2, e un circuito di controllo 2060 configurato per generare i segnali di controllo per il circuito di pilotaggio di highside 2062 e il circuito di pilotaggio di low-side 2064 in funzione dell’almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi DS.

Come descritto con riferimento alla Figura 3, l’amplificatore audio 20 richiede una pluralità di tensioni di alimentazione, come una tensione V2 per il circuito di pilotaggio di high-side 2062 e una tensione V1 per il circuito di pilotaggio di low-side 2064. Preferibilmente, l’amplificatore audio usa anche un’ulteriore tensione di alimentazione Vfloat, che alimenta le parti di elaborazione analogiche e/o digitali dell’amplificatore audio 20, come il blocco 2060 e i blocchi opzionali 202 e 204.

Specificamente, come descritto in precedenza, la tensione di alimentazione Vfloat ha preferibilmente un offset rispetto alla massa, al fine di porre la tensione Vfloat più o meno al centro della tensione di alimentazione usata per alimentare il semi-ponte dello stadio amplificatore 206, semplificando con ciò l’implementazione di un’amplificazione a guadagno unitario. Così, nel caso in cui il semi-ponte SW1/SW2 sia alimentato tramite una tensione variabile, come una tensione di batteria Vbat, anche l’offset della tensione di alimentazione Vfloat rispetto alla massa dovrebbe essere variabile, mentre la tensione di alimentazione Vfloat stessa rimarrebbe costante. Per contro, quando il semi-ponte SW1/SW2 è alimentato tramite una tensione di alimentazione regolata, come la tensione V2, anche l’offset della tensione Vfloat rispetto alla massa può essere costante.

Di conseguenza, generalmente, il circuito integrato IC comprende due pad/pin 300 e 302 per ricevere una tensione di alimentazione Vbat e il convertitore elettronico 30 è configurato per generare una pluralità di tensioni regolate, che possono avere un offset fisso o variabile rispetto alla massa. Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il convertitore elettronico 30 genera due tensioni regolate V1 e V2, che sono riferite a massa. Inoltre, nella forma di attuazione considerata, il convertitore elettronico 30 genera due tensioni Vfloat+ e Vfloat+, in cui il convertitore elettronico regola la tensione Vfloat = Vfloat+ - Vfloat-, ed eventualmente anche le tensioni Vfloat+ e Vfloat- rispetto alla massa. Tuttavia, in generale, anche la tensione Vfloat potrebbe essere riferita a massa, cioè Vfloat- = 0, e di conseguenza la tensione Vfloat- è puramente opzionale.

In base alle caratteristiche delle tensioni di uscita generate dal convertitore elettronico 30, il convertitore elettronico 30 può avere una delle architetture descritte in precedenza, come quelle descritte con riferimento al convertitore 30a. Per esempio, quando è usata una tensione Vfloat+ che è riferita a massa o che ha un offset fisso, può essere usato anche il convertitore rappresentato nella Figura 7. Inoltre, in base alle caratteristiche della tensione di alimentazione Vbat, il convertitore elettronico 30/30a può essere fatto operare come un convertitore boost, buck o buck-boost. Per questo motivo, come descritto in precedenza, uno o più degli switch Sh, Sl e Sbb possono essere omessi o sostituiti con un diodo.

In effetti, in base alla specifica applicazione, il convertitore elettronico 30 può essere un convertitore SIMO che comprende:

- una pluralità di terminali di uscita 306, 308, 310 (opzionalmente il terminale 304) configurati per fornire una rispettiva tensione all’amplificatore audio 20, in cui un rispettivo condensatore C+, C1, C2 (e opzionalmente C-) è connesso a ciascun terminale di uscita;

- un singolo induttore L;

- uno o più switch elettronici Sh, Sl, Sbb per controllare la corrente che scorre attraverso l’induttore L;

- uno o più switch elettronici S+, S1, S2 (e opzionalmente S-) per inoltrare la corrente che scorre attraverso l’induttore L a un rispettivo terminale di uscita, caricando con ciò il condensatore associato al rispettivo terminale di uscita; e

- un circuito di controllo 32 configurato per pilotare gli switch elettronici al fine di regolare le tensioni ai terminali di uscita.

Nella forma di attuazione considerata, il circuito integrato IC comprende così gli switch elettronici del convertitore elettronico 30 e il circuito di controllo 32, mentre l’induttore L e i condensatori di uscita sono connessi esternamente al circuito integrato IC.

Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il circuito integrato IC comprende due pad/pin 400 e 402 per la connessione all’induttore L, e uno o più pad/pin 306, 308 e 310 (e opzionalmente 304) per la connessione ai condensatori. Specificamente, in varie forme di attuazione, il die del circuito integrato IC comprende:

- due pad di alimentazione 300 e 302 configurati per essere connessi a una tensione di alimentazione Vbat;

- due pad 400, 402 configurati per essere connessi a un induttore L esterno; e

- un insieme di pad 306, 308 e 310, in cui ciascuno di questi pad è configurato per fornire una rispettiva tensione regolata Vfloat, V1, V2, in cui ciascuno di questi pad è disposto per essere connesso a un rispettivo condensatore esterno C+/Cf, C1 e C2.

Inoltre, in varie forme di attuazione, il die comprende un circuito convertitore elettronico configurato per generare le tensioni regolate Vfloat, V1 e V2, che sono usate per alimentare (almeno) il circuito di pilotaggio di highside 2062, il circuito di pilotaggio di low-side 2064 e il circuito di controllo 2060 dello stadio amplificatore 206. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il circuito convertitore elettronico comprende un rispettivo terminale di uscita per ciascuna delle tensioni regolate Vfloat, V1 e V2, in cui ciascuno di questi terminali di uscita è connesso a un rispettivo pad 306, 308, 310. Il circuito convertitore elettronico comprende anche un primo insieme di switch elettronici Sh, Sl e Sbb configurati per accoppiare selettivamente i pad 400 e 402 (per l’induttore L esterno) ai pad di alimentazione 300 e 302 per controllare la corrente che scorre attraverso l’induttore L esterno. Inoltre, il circuito convertitore elettronico comprende un secondo insieme di switch elettronici S+, S1 e S2 configurati per accoppiare in sequenza i pad 400 e 402 ai terminali di uscita, caricando con ciò i condensatori esterni C+/Cf, C1 e C2 con la corrente che scorre attraverso l’induttore L esterno. Di conseguenza, il circuito di controllo 32 del circuito convertitore elettronico può pilotare gli switch elettronici Sh, Sl, Sbb, S+, S1 e S2 al fine di regolare ciascuna delle tensioni regolate Vfloat, V1 e V2 a un rispettivo valore richiesto.

In varie forme di attuazione, il circuito integrato IC comprende anche un blocco di controllo 40 comune. In generale, il blocco di controllo 40 può essere implementato con un qualsiasi circuito analogico/digitale misto o analogico. In varie forme di attuazione, il blocco di controllo 40 comune può essere alimentato tramite una delle tensioni generate dal convertitore elettronico 30, come la tensione flottante Vfloat o la tensione V1, o eventualmente una tensione regolata fornita esternamente.

Per esempio, in varie forme di attuazione, il blocco di controllo 40 è configurato per controllare e/o monitorare l’operazione del convertitore elettronico 30 (includendo il circuito di controllo 32) e dell’amplificatore audio 20.

Per esempio, in varie forme di attuazione, il circuito integrato IC comprende uno o più pad/pin 504 per scambiare dati di stato e/o di controllo. Specificamente, questi uno o più pad/pin 504 sono connessi al blocco di controllo 40 per trasmettere comandi di controllo al blocco di controllo 40 e/o per ricevere informazioni di stato dal blocco di controllo 40. Per esempio, l’uno o più pad/pin 504 possono essere connessi a un’interfaccia di comunicazione 42 del blocco di controllo 40, come un’interfaccia di comunicazione seriale, quale un’interfaccia di comunicazione UART (Universal Asynchronous Receiver-Transmitter), I<2>C (Inter Integrated Circuit) o SPI (Serial Peripheral Interface).

Per esempio, l’interfaccia 42 può essere usata per generare segnali di controllo CTR1 per impostare uno o più parametri del convertitore elettronico 30, come i valori di tensione di uscita, il numero di uscite attive, la frequenza di commutazione PWM, e/o segnali di controllo CTR2 per impostare uno o più parametri dell’amplificatore audio 20, come il guadagno dei vari canali. Similmente, l’interfaccia 42 può essere usata per fornire una o più informazioni di stato del convertitore elettronico 30, come possibili stati di errore (per es., originati da una connessione mancante scorretta dell’induttore L o dei condensatori di uscita; o un malfunzionamento di uno switch elettronico del convertitore), il valore della tensione di alimentazione Vbat e/o delle tensioni di uscita, e/o dell’amplificatore audio 20, come se è stato rilevato un cortocircuito o una condizione di carico aperto alle uscite 502.

Generalmente, il blocco di controllo 40 può scambiare le informazioni di stato e/o di controllo con il convertitore elettronico 30 e l’amplificatore audio 20 tramite una qualsiasi comunicazione adatta, comprendendo anche i sistemi di bus, come un bus condiviso. Tuttavia, in varie forme di attuazione, possono anche essere usati due sistemi di bus separati rispettivamente per la comunicazione con il convertitore elettronico 30 e l’amplificatore audio 20. Generalmente, anche il convertitore elettronico 30 può scambiare dati con l’amplificatore audio 20, come segnali che fanno riferimento alle temperature dei transistori di potenza SW1/SW2 dell’amplificatore, il livello di corrente di uscita e/o tensione di uscita, la tensione di alimentazione e così via.

Come rappresentato nella Figura 25, in varie forme di attuazione, il blocco di controllo 40 comune può comprendere un’interfaccia di comunicazione 44 per ricevere dati audio digitali, come un’interfaccia I<2>S (Integrated Interchip Sound), in cui l’interfaccia 44 è connessa a uno o più ulteriori pad/pin 506 del circuito integrato IC. In questo caso, il blocco di controllo 42 comune comprende un circuito di elaborazione (per es., incluso nell’interfaccia 44) per convertire i dati audio digitali in un segnale audio analogico AS o un segnale audio modulato a larghezza di impulsi DS. In questo caso, i pad/pin 500 possono così essere omessi. Tuttavia, i pad/pin 500 possono essere forniti anche in aggiunta ai pad/pin 506 e, per es., l’interfaccia di controllo 42 può essere usata per selezionare la sorgente per i dati audio (cioè i pad/pin 500 o i pad/pin 506) che deve essere usata dall’amplificatore audio 20.

In varie forme di attuazione, il blocco di controllo 40 comune può generare anche uno o più segnali di riferimento per il convertitore elettronico 30 e/o l’amplificatore audio 20, come il segnale REF per il circuito di controllo 32 rappresentato nella Figura 22.

Inoltre, come menzionato in precedenza, il convertitore elettronico 30, in particolare il circuito di controllo 32 può usare un segnale di clock per generare i vari segnali di pilotaggio per gli switch elettronici del convertitore elettronico 30 con un periodo di ciclo di commutazione costante.

Di conseguenza, come rappresentato nella Figura 26, in varie forme di attuazione il rispettivo oscillatore 328 rappresentato nella Figura 22 può fare parte di questo blocco di controllo 40 comune. Generalmente, invece di usare un oscillatore completo, come un oscillatore ad anello o un oscillatore al quarzo integrato, il circuito oscillatore 236 può anche comprendere un circuito da interfacciare tramite un pad/pin 508 con un oscillatore esterno, come un oscillatore al quarzo esterno, o direttamente con un segnale di clock esterno. Per esempio, quando riceve un segnale di clock esterno, per es. insieme a dati sonori digitali forniti all’interfaccia 506, il circuito oscillatore 326 può comprendere un anello ad aggancio di fase o PLL (Phase-Locked Loop), per es. al fine di generare i segnali di clock interni che hanno una frequenza che è un multiplo della frequenza del segnale di clock ricevuto esternamente.

Per esempio, il circuito oscillatore 328 può generare un primo segnale di clock CLK1, che è usato dal circuito di controllo 32 per generare i segnali di pilotaggio per gli switch elettronici. Similmente, lo stesso circuito oscillatore 328 può generare un secondo segnale di clock CLK2, che può essere usato dall’amplificatore audio, per es. dal generatore di forma d’onda triangolare 202.

Di conseguenza, la frequenza del segnale PWM DS (e così la frequenza di commutazione dei semi-ponti SW1/SW2 dei vari canali dell’amplificatore audio 20) può essere sincronizzata con l’attività di commutazione del convertitore elettronico 30. Generalmente, una tale sincronizzazione può essere ottenuta generando segnali di clock CLK1 e CLK2, in cui:

- la frequenza del segnale di clock CLK1 corrisponde alla frequenza del segnale di clock CLK2;

- la frequenza del segnale di clock CLK1 corrisponde a un multiplo della frequenza del segnale di clock CLK2; o - la frequenza del segnale di clock CLK2 corrisponde a un multiplo della frequenza del segnale di clock CLK1.

Così, in varie forme di attuazione, il circuito di controllo 32 del circuito convertitore elettronico pilota gli switch elettronici Sh, Sl, Sbb, S+, S1 e S2 in risposta al segnale di clock CLK1 e il segnale modulato (i segnali modulati) a larghezza di impulsi DS è generato (sono generati) in risposta al segnale di clock CLK2. Inoltre, in varie forme di attuazione, il die del circuito integrato IC comprende un blocco di controllo 40 che comprende un circuito oscillatore 328 configurato per generare i segnali di clock CLK1 e CLK2, per cui l’attività di commutazione degli switch elettronici Sh, Sl, Sbb, S+, S1 e S2 è sincronizzata con l’attività di commutazione di detti semi-ponti dello stadio amplificatore 206.

Per esempio, la Figura 27a rappresenta una forma di attuazione nella quale la frequenza del segnale di clock CLK1 è metà della frequenza dei segnali di clock CLK2. Inoltre, la Figura 27a rappresenta che ciascun canale dell’amplificatore audio 20 può operare con un rispettivo segnale di clock CLK2. Per esempio, nella Figura 27a sono rappresentati i due segnali di clock CLK21 e CLK22. Preferibilmente, questi segnali di clock CLK21 e CLK22 hanno la stessa frequenza.

Di conseguenza, la sincronizzazione permette di ridurre o perfino di evitare un effetto negativo dell’attività di commutazione del convertitore elettronico 30 sui segnali audio amplificati AAS. Specificamente, usando segnali di clock sincronizzati, la frequenza f1 del segnale di clock CLK1 e la frequenza f2 del segnale di clock CLK2 hanno di solito una differenza Δ, che è maggiore di 20 kHz, cioè:

|f1 - f2| ≥ 20 kHz.

Per contro, quando i segnali non sono sincronizzati, è probabile che il segnale audio amplificato AAS possa comprendere armoniche del segnale di clock CLK1, che possono influenzare negativamente il rapporto di segnale su rumore.

Inoltre, al fine di ridurre l’interferenza elettromagnetica (“ElectroMagnetic Interference”, EMI), in varie forme di attuazione, il circuito oscillatore 328 può anche essere configurato per generare segnali di clock, in cui le frequenze f1 e f2 non sono costanti, ma possono variare nel corso del tempo, mantenendo ancora sincronizzati nel contempo i segnali di clock.

Tuttavia, gli inventori hanno osservato che il pilotaggio rappresentato nella Figura 27a può ancora generare effetti indesiderati nel segnale audio amplificato AAS, in particolare per segnali audio con bassa ampiezza. Specificamente, la commutazione dei canali del convertitore elettronico 30 e/o dell’amplificatore audio 20 può causare una variazione della tensione di alimentazione del semiponte SW1/SW2 e/o di una o più delle tensioni fornite dal convertitore elettronico 30. Di conseguenza, generalmente, esiste un’influenza reciproca tra la commutazione del convertitore elettronico 30 e i vari canali dell’amplificatore audio 20. Tuttavia, sebbene i segnali di clock CLK1 e CLK2 commutino idealmente nello stesso istante, in effetti i vari canali e il convertitore elettronico commuteranno in istanti leggermente differenti a causa del jitter intrinseco dei segnali di clock, per cui i vari canali dell’amplificatore audio 20 possono commutare in effetti con livelli di tensione sostanzialmente differenti durante cicli di commutazione consecutivi.

Gli inventori hanno osservato che questa influenza reciproca può essere ridotta assicurando che, mentre i segnali di clock CLK1 e CLK2 sono sincronizzati, questi segnali di clock non commutino nello stesso istante. Di conseguenza, come rappresentato nella Figura 27b, in varie forme di attuazione, è introdotto uno sfasamento nei segnali di clock da parte del circuito oscillatore 328, in cui è usata preferibilmente una differenza di fase differente per ciascun segnale di clock.

Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, i componenti per implementare sia un convertitore SIMO 30 sia un amplificatore audio in classe D 20 sono implementati in un singolo circuito integrato IC. Specificamente, soltanto alcuni induttori e condensatori esterni devono essere connessi al circuito integrato IC e una singola tensione di alimentazione Vbat deve essere fornita ai pad/pin 300/302 del circuito integrato IC al fine di rendere operativo l’amplificatore audio 20. L’integrazione dei vari blocchi in un circuito integrato IC comune permette anche di adattare l’operazione del sistema in tempo reale a differenti condizioni operative, come a variazioni della tensione di alimentazione Vbus, della temperatura operativa del sistema, del carico connesso ai terminali di uscita 502, indipendentemente dal fatto che l’amplificatore audio sia usato in effetti per amplificare segnali audio o che sia spento, ecc.

La Figura 28 rappresenta una vista dettagliata nel caso in cui il circuito integrato IC comprenda anche un package. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, i pad 304, 306, 308 e 310 del die sono connessi a rispettivi pin 304’, 306’, 308’ e 310’ del package del circuito integrato tramite un rispettivo wire bonding. Per esempio, nella Figura 25 sono rappresentate, in aggiunta alle induttanze Lbond1 e Lbond2 associate al wiring dei pad 304 e 306, anche induttanze L1 e L2 per i pad 308 e 310. Per esempio, tipicamente, un tale wire bonding ha un’induttanza tra 1 nH e 10 nH (nanohenry), per es. tra 3 nH e 4 nH. Nel caso in cui il convertitore elettronico 30 usi alte frequenze di commutazione, possono anche essere generati impulsi ad alta tensione in queste induttanze parassite, che possono così influenzare le prestazioni del sistema.

In linea con la descrizione della Figura 23, questo problema può essere evitato, o almeno ridotto, interrompendo la connessione tra il convertitore elettronico 30 e l’amplificatore audio 20, e usando due wire bonding.

Per esempio, la Figura 29 rappresenta che almeno un terminale di uscita del convertitore elettronico 30, come il terminale per la tensione V1, non è connesso direttamente all’amplificatore audio 20 all’interno del die del circuito integrato IC. Specificamente, il terminale di uscita del convertitore elettronico 30 è connesso a un primo pad 308a del die. Per contro, il rispettivo ingresso dell’amplificatore audio 20 configurato per ricevere la tensione V1 è connesso a un secondo pad 308b del die, cioè la connessione del terminale di uscita del convertitore elettronico 30 al rispettivo terminale di ingresso dell’amplificatore audio 20 è interrotta all’interno del die del circuito integrato IC.

Nella forma di attuazione rappresentata nella Figura 29, i pad 308a e 308b sono quindi connessi tramite rispettivi bonding a un pin 308’ comune, cioè il rispettivo condensatore C1 deve essere connesso soltanto a un singolo pin 308’.

Per contro, nella forma di attuazione rappresentata nella Figura 30, i pad 308a e 308b sono connessi tramite rispettivi bonding a due pin 308’a e 308’b separati, cioè il rispettivo condensatore C1 deve essere connesso a entrambi i pin 308’a e 308’b, cortocircuitando con ciò esternamente i pin 308’a e 308’b. In varie forme di attuazione, uno o più pin dell’IC possono anche essere posti tra i pin 308’a e 308’b, riducendo ulteriormente con ciò l’induttanza mutua tra i bonding di questi pin. Generalmente, la connessione esterna tra i pin 308’a e 308’b può anche essere implementata con altri mezzi, come piste sulla scheda a circuito stampato.

Naturalmente, fermi restando i principi di fondo dell’invenzione, i dettagli di costruzione e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, rispetto a quanto è stato descritto e illustrato qui, puramente a titolo di esempio, senza uscire con ciò dall’ambito della presente invenzione, come definito dalle rivendicazioni che seguono.

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Circuito integrato (IC) per implementare un amplificatore audio, detto circuito integrato (IC) comprendendo un die, detto die comprendendo: - mezzi (10; 500; 202, 204; 44) configurati per generare almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi (DS) in risposta ad almeno un primo segnale di clock (CLK2); - un primo insieme di pad (502), in cui ciascun pad di detto primo insieme di pad (502) è configurato per fornire un rispettivo segnale modulato a larghezza di impulsi amplificato (ADS), in cui ciascun pad di detto primo insieme di pad (502) è configurato per essere connesso a un filtro (208) passa-basso o passa-banda esterno; - uno stadio amplificatore (206) configurato per ricevere in ingresso detto almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi (DS) e per fornire in uscita detti segnali modulati a larghezza di impulsi amplificati (ADS), in cui detto stadio amplificatore (206) comprende per ciascun pad di detto primo insieme di pad (502): - un semi-ponte che comprende uno switch high-side (SW1) e uno switch low-side (SW2), in cui il punto intermedio tra detto switch high-side (SW1) e detto switch low-side (SW2) è connesso al rispettivo pad di detto primo insieme di pad (502); - un circuito di pilotaggio di high-side (2062) per pilotare detto switch high-side (SW1) e un circuito di pilotaggio di low-side (2064) per pilotare detto switch low-side (SW2), e - un primo circuito di controllo (2060) configurato per generare i segnali di controllo per detto circuito di pilotaggio di high-side (2062) e detto circuito di pilotaggio di low-side (2064) in funzione di detto almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi (DS); - due pad di alimentazione (300, 302) configurati per essere connessi a una tensione di alimentazione (Vbat), detti pad di alimentazione (300, 302) comprendendo un pad positivo (300) e uno negativo (302); - due pad (400, 402) configurati per essere connessi a un induttore esterno (L); - un secondo insieme di pad (306, 308, 310; 306, 308a, 310), in cui ciascun pad di detto secondo insieme di pad (306, 308, 310; 306, 308a, 310) è configurato per fornire una rispettiva tensione regolata (Vfloat, V1, V2), in cui ciascun pad di detto secondo insieme di pad (306, 308, 310; 306, 308a, 310) è configurato per essere connesso a un rispettivo condensatore esterno (C+/Cf, C1, C2); - un circuito convertitore elettronico configurato per generare dette tensioni regolate (Vfloat, V1, V2) al fine di alimentare detto circuito di pilotaggio di high-side (2062), detto circuito di pilotaggio di low-side (2064) e detto circuito di controllo (2060) di detto stadio amplificatore (206), in cui detto circuito convertitore elettronico comprende: - un rispettivo terminale di uscita per ciascuna di dette tensioni regolate (Vfloat, V1, V2), in cui ciascuno di detti terminali di uscita di detto circuito convertitore elettronico è connesso a un rispettivo pad di detto secondo insieme di pad (306, 308, 310; 306, 308a, 310); - un primo insieme di switch elettronici (Sh, Sl, Sbb) configurati per accoppiare selettivamente detti due pad (400, 402) a detti due pad di alimentazione (300, 302) per controllare la corrente che scorre attraverso detto induttore esterno (L); - un secondo insieme di switch elettronici (S+, S1, S2) configurati per accoppiare in sequenza detti due pad (400, 402) a detti terminali di uscita, caricando con ciò detti condensatori esterni (C+/Cf, C1, C2) con la corrente che scorre attraverso detto induttore esterno (L); e - un secondo circuito di controllo (32) configurato per pilotare detto primo insieme di switch elettronici (Sh, Sl, Sbb) e detto secondo insieme di switch elettronici (S+, S1, S2) in risposta a un secondo segnale di clock (CLK1) al fine di regolare ciascuna di dette tensioni regolate (Vfloat, V1, V2) a un rispettivo valore richiesto; e - un blocco di controllo (40) che comprende un circuito oscillatore (328) configurato per generare detto almeno un primo segnale di clock (CLK2) e detto secondo segnale di clock (CLK1), per cui l’attività di commutazione di detto primo insieme di switch elettronici (Sh, Sl, Sbb) e di detto secondo insieme di switch elettronici (S+, S1, S2) è sincronizzata con l’attività di commutazione di detti semiponti di detto stadio amplificatore (206).
2. Circuito integrato (IC) secondo la Rivendicazione 1, in cui detto circuito oscillatore (328) è configurato per generare detto almeno un primo segnale di clock (CLK2) e detto secondo segnale di clock (CLK1) con una delle frequenze seguenti: - la frequenza di detto secondo segnale di clock (CLK1) corrisponde alla frequenza di detto almeno un primo segnale di clock (CLK2); - la frequenza di detto secondo segnale di clock (CLK1) corrisponde a un multiplo della frequenza di detto almeno un primo segnale di clock (CLK2); o - la frequenza di detto almeno un primo segnale di clock (CLK2) corrisponde a un multiplo della frequenza di detto secondo segnale di clock (CLK1).
3. Circuito integrato (IC) secondo la Rivendicazione 2, in cui detti mezzi (10; 500; 202, 204; 44) sono configurati per generare ciascuno di detto almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi (DS) in risposta a un rispettivo primo segnale di clock (CLK2), e in cui detto circuito oscillatore (328) è configurato per applicare una differenza di fase differente a ciascuno tra detto almeno un primo segnale di clock (CLK2) e detto secondo segnale di clock (CLK1).
4. Circuito integrato (IC) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto circuito oscillatore (328) comprende: - un oscillatore integrato, e/o - un PLL (Phase-Locked Loop).
5. Circuito integrato (IC) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detti mezzi (10; 500; 202, 204; 44) comprendono almeno uno tra: - per ciascuno di detto almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi (DS), un rispettivo terminale per ricevere un segnale audio analogico (AS), un generatore di forma d’onda triangolare (202) configurato per generare un segnale a forma d’onda triangolare (TS) in risposta a un rispettivo primo segnale di clock (CLK2), e un comparatore (204) configurato per generare il rispettivo segnale modulato a larghezza di impulsi (DS) confrontando detto segnale audio analogico (AS) con detto segnale a forma d’onda triangolare (TS); - un generatore di segnale (10) configurato per generare detto segnale audio analogico (AS) o direttamente detto almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi (DS); e - un pad (506) e un’interfaccia di comunicazione (44) configurata per ricevere dati audio digitali, e un circuito di elaborazione configurato per convertire detti dati audio digitali in detto segnale audio analogico (AS) o direttamente in detto almeno un segnale modulato a larghezza di impulsi (DS).
6. Circuito integrato (IC) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui: - una prima di dette tensioni regolate (V1, V2) è riferita a detto pad negativo (302) di detti due pad di alimentazione (300, 302), per cui il rispettivo pad di detto secondo insieme di pad (308, 310; 308a, 310) è configurato per essere connesso tramite il rispettivo condensatore esterno (C1, C2) a detto pad negativo (302) di detti due pad di alimentazione (300, 302); e - detto die di detto circuito integrato (IC) comprende un ulteriore pad (304), in cui detto circuito convertitore elettronico è configurato per generare un’ulteriore tensione (Vfloat-) in detto ulteriore pad (304), in cui una seconda di dette tensioni regolate (Vfloat) è riferita a detta ulteriore tensione (Vfloat-), per cui il rispettivo pad di detto secondo insieme di pad (306) è configurato per essere connesso tramite il rispettivo condensatore esterno (Cf) a detto ulteriore pad (304).
7. Circuito integrato (IC) secondo la Rivendicazione 6, in cui detta seconda di dette tensioni regolate (Vfloat) è usata per alimentare detto circuito di controllo (2060) di detto stadio amplificatore (206).
8. Circuito integrato (IC) secondo la Rivendicazione 6 o la Rivendicazione 7, in cui detto switch high-side (SW1) e detto switch low-side (SW2) di ciascun semi-ponte sono connessi tra detti due pad di alimentazione (300, 302), e in cui detto circuito convertitore elettronico è configurato in modo da regolare detta ulteriore tensione (Vfloat-) a un valore determinato in funzione del valore di detta tensione di alimentazione (Vbat) connessa a detti due pad di alimentazione (300, 302).
9. Circuito integrato (IC) secondo una qualsiasi delle Rivendicazioni da 6 a 8: in cui detti due pad (400, 402) configurati per essere connessi a un induttore esterno (L) comprendono un primo (400) e un secondo (402) pad, in cui detto primo insieme di switch elettronici (Sh, Sl, Sbb) comprende un primo switch elettronico (Sh) connesso tra detto pad positivo (300) e detto primo pad (400), e un secondo switch elettronico (Sbb) connesso tra detto secondo pad (402) e detto pad negativo (302), in cui detto secondo insieme di switch elettronici (S+, S1, S2) comprende un terzo switch elettronico (S+) connesso tra detto secondo pad (402) e il pad di detto secondo insieme di pad (306) associato a detta seconda di dette tensioni regolate (Vfloat), e un quarto switch elettronico (S-) connesso tra detto primo pad (400) e detto ulteriore pad (304), e in cui detto secondo circuito di controllo (32) è configurato per: - monitorare la tensione tra il pad di detto secondo insieme di pad (306) associato a detta seconda di dette tensioni regolate (Vfloat) e detto ulteriore pad (304), - durante una fase di carica (Tcharge), chiudere detto primo (Sh) e detto secondo (Sbb) switch elettronico, aumentando con ciò la corrente (IL) che scorre attraverso detto induttore (L); - durante una fase di scarica (T+/-), chiudere detto terzo (S+) e detto quarto (S-) switch elettronico, per cui la corrente (IL) che scorre attraverso detto induttore (L) carica il condensatore esterno (Cf) connesso tra il pad di detto secondo insieme di pad (306) associato a detta seconda di dette tensioni regolate (Vfloat) e detto ulteriore pad (304), aumentando con ciò la tensione tra il pad di detto secondo insieme di pad (306) associato a detta seconda di dette tensioni regolate (Vfloat) e detto ulteriore pad (304), e - regolare la durata di detta fase di carica (Tcharge) e/o di detta fase di scarica (T+/-), in modo tale che detta tensione tra il pad di detto secondo insieme di pad (306) associato a detta seconda di dette tensioni regolate (Vfloat) e detto ulteriore pad (304) corrisponda a un valore richiesto.
10. Circuito integrato (IC) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto die di detto circuito integrato (IC) comprende almeno un pad di comunicazione (504) e detto blocco di controllo (40) comprende un’interfaccia di comunicazione (42) connessa a detto almeno un pad di comunicazione (504) per: - ricevere comandi di controllo per controllare l’operazione di detto circuito convertitore elettronico e/o di detto stadio amplificatore (206); e/o - trasmettere informazioni concernenti lo stato di detto circuito convertitore elettronico e/o di detto stadio amplificatore (206).
11. Circuito integrato (IC) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto circuito integrato comprende un package che comprende una pluralità di pin (306’, 308’, 310’; 306’, 308’a, 310’), in cui ciascun pin di detta pluralità di pin (306’, 308’, 310’; 306’, 308’a, 310’) è connesso a un rispettivo pad di detto secondo insieme di pad (306, 308, 310; 306, 308a, 310), per cui ciascuno di detta pluralità di pin (306’, 308’, 310’; 306’, 308’a, 310’) è associato in modo univoco a una rispettiva tensione regolata (Vfloat, V1, V2), in cui detto stadio amplificatore (206) comprende, per ciascuna di dette tensioni regolate (Vfloat, V1, V2), un rispettivo terminale di ingresso, in cui almeno uno di detti terminali di ingresso non è connesso all’interno di detto die del circuito integrato (IC) al rispettivo terminale di uscita del circuito convertitore elettronico, ma il rispettivo terminale di ingresso di detto stadio amplificatore è connesso a un ulteriore pad (308b) di detto die, e: - detto ulteriore pad (308b) è connesso tramite un wire bonding al pin (308’) di detta pluralità di pin (306’, 308’, 310’; 306’, 308’a, 310’) che è associato alla rispettiva tensione regolata (Vfloat, V1, V2); o - detto ulteriore pad (308b) è connesso tramite un wire bonding a un ulteriore pin (308’b), detto ulteriore pin (308’b) essendo configurato per essere connesso esternamente al pin (308’a) di detta pluralità di pin (306’, 308’, 310’; 306’, 308’a, 310’) che è associato alla rispettiva tensione regolata (Vfloat, V1, V2).
12. Amplificatore audio comprendente: - un circuito integrato (IC) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti; - almeno un filtro (208) passa-basso o passa-banda connesso ad almeno uno di detti pad di detto primo insieme di pad (502) di detto circuito integrato (IC); - un induttore (L) connesso a detti due pad (400, 402) di detto circuito integrato (IC); e - una pluralità di condensatori (C+/Cf, C1, C2), in cui un rispettivo condensatore (C+/Cf, C1, C2) è connesso a ciascun pad di detto secondo insieme di pad (306, 308, 310; 306, 308a, 310) di detto circuito integrato (IC).