JP5822892B2 - 出力電圧制御装置、出力電圧制御方法および電子機器 - Google Patents
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Description
図1は、実施の形態にかかる昇圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第1構成を示す説明図である。図1に示すように、昇圧DC−DCコンバータ100は、出力電圧Voutに応じてオン期間が変化する比較結果信号comp_outのオン期間の一部を、入力電圧Vinに応じて遷移タイミングが変化するタイミング制御信号tm_cntlでマスクすることによって、出力電圧Voutを制御する制御信号cntlのオン期間が比較結果信号comp_outのオン期間よりも短くなるようにしたものである。後述する降圧DC−DCコンバータにおいても同様である。
昇圧DC−DCコンバータ100は、第1差動アンプ1、コンパレータ等の比較部2、発振器3、第1信号生成部4、アンド回路等の第2信号生成部5、貫通防止回路6、例えばトランジスタで構成される第1スイッチ7および第2スイッチ8、抵抗分圧回路を構成する第1抵抗9および第2抵抗10、基準電圧源11、位相補償用の第1コンデンサ12、コイル13、並びに出力コンデンサ14を備えている。第1差動アンプ1、コンパレータ等の比較部2、発振器3、第1信号生成部4、アンド回路等の第2信号生成部5および貫通防止回路6は、例えば同一IC(Integrated Circuit)に集積されている。第1スイッチ7、第2スイッチ8、第1抵抗9、第2抵抗10、基準電圧源11および第1コンデンサ12は、このICに外付けされていてもよいし、ICに集積されていてもよい。コイル13および出力コンデンサ14は、例えばICに外付けされている。
図2は、第1信号生成部の構成を示す説明図である。図2に示すように、第1信号生成部4は、第2差動アンプ21、第1コンパレータ22、RSフリップフロップ回路23、第1電流源24、第2コンデンサ25、トランジスタ26、インバータ27、抵抗分圧回路を構成する第3抵抗28および第4抵抗29、並びに抵抗分圧回路を構成する第5抵抗30および第6抵抗31を備えている。
図4は、第1信号生成部の動作タイミングを示す説明図である。図4に示すように、例えばクロック信号ckがローからハイに遷移すると、トランジスタ26がオン状態となり、第2コンデンサ25に蓄積されている電荷が放電されるので、前記電圧v2がゼロになる。また、RSフリップフロップ回路23がリセットされるので、RSフリップフロップ回路23の出力、すなわちタイミング制御信号tm_cntlは、ローとなる。クロック信号ckがハイからローに遷移すると、トランジスタ26がオフ状態となり、第2コンデンサ25に電荷が蓄積されるので、前記電圧v2が上昇する。従って、電圧v2の信号は、例えば三角波の第2周期信号であり、クロック信号ckおよび第1周期信号ctと同じ周期Tを有する。
図5は、昇圧DC−DCコンバータの動作タイミングを示す説明図である。図5に示すように、第1周期信号ctは、例えばクロック信号ckに同期して増減を繰り返す三角波の信号である。差分出力信号def_outは、出力電圧Voutに応じて変化する。比較結果信号comp_outは、本来、第1周期信号ctの電圧が差分出力信号def_outの電圧よりも高いときにはローとなり、ctの電圧がdef_outの電圧以下になるとハイになる。しかし、実際には、比較部2のコンパレータ等の応答時間だけ遅れるので、第1周期信号ctの電圧が下降して差分出力信号def_outの電圧に達するタイミング(第1タイミング)から遅延時間tdlyだけ遅れて、比較結果信号comp_outのハイとローが切り替わる。遅延時間tdlyは、比較部2のコンパレータ等の応答速度に依存する。
図6は、実施の形態にかかる昇圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第2構成を示す説明図である。第2構成例の昇圧DC−DCコンバータ110では、図6に示すように、第1信号生成部4は、前記第1周期信号ctおよび入力電圧Vinに基づいてタイミング制御信号tm_cntlを生成する。第2構成例のその他の構成および動作は、昇圧DC−DCコンバータの第1構成例と同様である。
(降圧DC−DCコンバータの第1構成例)
図10は、実施の形態にかかる降圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第1構成を示す説明図である。図10に示すように、降圧DC−DCコンバータ200では、貫通防止回路6は、例えば、第1スイッチ7を制御する第1スイッチ信号として、制御信号cntlと同じ極性の信号を出力し、第2スイッチ8を制御する第2スイッチ信号として、制御信号cntlと逆の極性の信号を出力する。第1スイッチ7は、DC−DCコンバータの入力端子16に接続されている。第2スイッチ8は、第1スイッチ7に直列に接続されている。コイル13は、第1スイッチ7と第2スイッチ8の接続ノードと、DC−DCコンバータの出力端子15との間に接続されている。その他の構成は、昇圧DC−DCコンバータの第1構成例と同様である。また、第1信号生成部4の構成および動作については、昇圧DC−DCコンバータの第1構成例において図2〜図4を参照しながら説明したとおりである。
図11は、実施の形態にかかる降圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第2構成を示す説明図である。第2構成例の降圧DC−DCコンバータ210では、図11に示すように、第1信号生成部4は、前記第1周期信号ctおよび入力電圧Vinに基づいてタイミング制御信号tm_cntlを生成する。その他の構成は、降圧DC−DCコンバータの第1構成例と同様である。第1信号生成部4の構成および動作については、昇圧DC−DCコンバータの第2構成例において、図7〜図9を参照しながら説明したとおりである。
(昇降圧DC−DCコンバータの第1構成例)
図12は、実施の形態にかかる昇降圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第1構成を示す説明図である。図12に示すように、昇降圧DC−DCコンバータ300は、比較結果信号comp_outのオン期間の一部をタイミング制御信号tm_cntlでマスクすることによって、入力端子16から接地へコイル電流が流れる第1ステートの期間および接地から出力端子15へコイル電流が流れる第2ステートの期間が短くなるようにしたものである。昇降圧DC−DCコンバータ300は、第1スイッチ(SW1)7および第2スイッチ(SW2)8に加えて、第3スイッチ(SW3)17および第4スイッチ(SW4)18を備えている。第1スイッチ7および第2スイッチ8は、上述した降圧DC−DCコンバータの例(図10参照)と同様に接続されている。第4スイッチ18は、DC−DCコンバータの出力端子15に接続されている。第3スイッチ17は、第4スイッチ18に直列に接続されている。コイル13は、第1スイッチ7と第2スイッチ8の接続ノードと、第3スイッチ17と第4スイッチ18の接続ノードとの間に接続されている。
図16は、第1信号生成部の構成を示す説明図である。図16に示すように、第1信号生成部4は、上述した昇圧DC−DCコンバータの第1信号生成部4の構成(図2参照)に、遅延回路35、アンド回路36、バッファ37およびインバータ38を追加した構成となっている。遅延回路35は、第7抵抗39および第3コンデンサ40からなるRC回路、第3コンデンサ40の充放電を制御するトランジスタ41、並びにインバータ42を備えている。RSフリップフロップ回路23の出力端子には、前記バッファ33の他に、バッファ37およびインバータ38が接続されている。
図18は、第1信号生成部の動作タイミングを示す説明図である。図18に示すように、RSフリップフロップ回路23の出力信号v3は、第1コンパレータ22の非反転入力端子への入力電圧v2が前記差分信号v1の電圧よりも低いときにはローとなり、v2がv1の電圧に達するとハイになる。図16に示す構成では入力電圧Vinおよび出力電圧Voutに応じて、また、図17に示す構成では入力電圧Vinに応じてv1の電圧が変化するので、タイミング制御信号tm_cntlがローからハイに遷移する前記タイミングtdも変化することになる。
図19は、第2信号生成部の構成を示す説明図である。図19に示すように、第2信号生成部19は、前記比較結果信号comp_out、前記タイミング制御信号tm_cntlおよび前記クロック信号ckに基づいて前記第1ステート信号st1、前記第2ステート信号st2および前記第3ステート信号st3を生成する論理回路である。アンド回路55は、比較結果信号comp_outとタイミング制御信号tm_cntlのアンド論理を出力する。RSフリップフロップ回路57は、アンド回路55の出力信号によってセットされる。RSフリップフロップ回路57は、インバータ56によってクロック信号ckを反転した信号によってリセットされる。インバータ51は、比較結果信号comp_outを反転する。インバータ52は、インバータ51の出力信号を反転する。アンド回路53は、インバータ52の出力信号と、RSフリップフロップ回路57のデータ端子Qの出力信号のアンド論理を第1ステート信号st1として出力する。
図20は、第2信号生成部の動作タイミングを示す説明図である。図20に示すように、第1ステート信号st1は、タイミング制御信号tm_cntlがローからハイに遷移する第1タイミングから、比較結果信号comp_outがハイからローに遷移する第4タイミングまでの期間で、ハイとなる。第2ステート信号st2は、その第4タイミングから、タイミング制御信号tm_cntlがハイからローに遷移する第2タイミングまでの期間で、ハイとなる。第3ステート信号st3は、比較結果信号comp_outがローからハイに遷移する第3タイミングから第4タイミングまでの期間、および第2タイミングから第3タイミングまでの期間で、ハイとなる。なお、図20に示すタイミングの例では、第2タイミングと第3タイミングが一致しているが、必ずしもそうなるというわけではない。
図21は、昇降圧DC−DCコンバータの降圧モードでの動作タイミングを示す説明図である。図21に示すように、降圧モードでは、タイミング制御信号tm_cntlがローからハイに遷移する前に、比較結果信号comp_outがハイからローに遷移するので、第1ステート信号st1がローのままである。従って、第1ステートがなく、第2ステートと第3ステートが交互に繰り返される。コイル電流Ilxは、第3ステートの期間t3で増加し、第2ステートの期間t2で減少する。
図26、図27および図28は、それぞれ昇降圧DC−DCコンバータの降圧モード、昇降圧モードおよび昇圧モードでの典型的な動作タイミングを示す説明図である。図26に示すように、比較結果信号comp_outがハイである期間をtpwmとする。降圧モードでは、tdがtpwmよりも長い(td>tpwm)。降圧モード時では、次の(4)式が成り立つ。第3ステートの期間t3は、1周期Tからtdとtwを引いた期間にtpwmを足した期間となる(t3=tpwm+(T−td−tw))。従って、(4)式は、次の(5)式に書き換えられる。
前記(15)式および前記(16)式より、タイミング制御信号tm_cntlのハイ期間twが昇降圧モードの動作領域を決めることがわかる。従って、twの最適化を図ることが重要である。昇降圧モードでは、第1〜第4の4つのスイッチを制御する必要があるため、降圧モードおよび昇圧モードよりも効率が劣る。それゆえ、できるだけ降圧モードと昇圧モードで動作させるのが望ましい。
図33は、実施の形態にかかる昇降圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第2構成を示す説明図である。第2構成例の昇降圧DC−DCコンバータ310では、図33に示すように、第1信号生成部4は、クロック信号ckおよび入力電圧Vinに基づいて、タイミング制御信号tm_cntlの代わりに、ブースト信号boostとバック信号buckを出力する。第2信号生成部19は、比較結果信号comp_out、ブースト信号boostおよびバック信号buckに基づいて第1ステート信号st1、第2ステート信号st2および第3ステート信号st3を生成する。その他の構成は、昇降圧DC−DCコンバータの第1構成例と同様である。
図44は、実施の形態にかかる昇降圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第3構成を示す説明図である。第3構成例の昇降圧DC−DCコンバータ320は、図44に示すように、コイル電流のピークを検出するCモード(電流モード)のDC−DCコンバータである。第1スイッチ7と入力端子16の間には、第1センス抵抗81が接続されている。第1センス抵抗81により、コイル13を流れる電流が電圧に変換される。第1センス抵抗81には、電流検出部82が接続されている。電流検出部82は、第1センス抵抗81からの入力電圧を電流Isenseに変換する。電流検出部82は、スイッチ84を介して補償回路83に接続されている。スイッチ84は、アンド回路86の出力信号により開閉制御される。アンド回路86は、比較部2から出力される比較結果信号comp_outとスイッチ制御回路20から出力される第1スイッチ信号のアンド論理を出力する。スイッチ84がオン状態のときに電流センスが実施される。
図48は、実施の形態にかかる降圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第3構成を示す説明図である。図48に示すように、第3構成例の降圧DC−DCコンバータ220では、コイル13と出力コンデンサ14との接続ノードと、出力端子15との間に、第2センス抵抗91が接続されている。第1信号生成部4は、第3差動アンプ92および第3コンパレータ93を備えている。第2センス抵抗91により、出力電流Ioが電圧に変換される。第3差動アンプ92の反転入力端子は、コイル13と出力コンデンサ14との接続ノードに接続されている。第3差動アンプ92の非反転入力端子は、出力端子15に接続されている。従って、第3差動アンプ92は、第2センス抵抗91の両端の電圧の差を差分信号v1として出力する。
図49は、軽負荷から重負荷に変わるときの第3構成例の降圧DC−DCコンバータの動作タイミングを示す説明図である。図49に示すように、出力端子15に接続された負荷(図48において、省略)が軽負荷から重負荷に変わると、出力電流Ioが大きくなる。このとき、入力端子16を介して入力電圧Vinの供給源から流れ込む電流が出力電流Ioの増大に追随できないと、出力電流Ioの増加分は、出力コンデンサ14に蓄積された電荷によってまかなわれる。そのため、出力電圧Voutが一時的に下がる。また、出力電流Ioが大きくなると、第2センス抵抗91での電圧降下が大きくなるので、第2センス抵抗91の両端の電圧差が大きくなる。従って、出力電流Ioの増大と同時に差分信号v1(図49に一点鎖線で示す)が小さくなる。
図52は、実施の形態にかかる昇圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第3構成を示す説明図である。図52に示すように、第3構成例の昇圧DC−DCコンバータ120では、第1スイッチ7と出力コンデンサ14との接続ノードと、出力端子15との間に、第2センス抵抗91が接続されている。第1信号生成部4は、第3差動アンプ92および第3コンパレータ93を備えている。第3差動アンプ92の反転入力端子は、第1スイッチ7と出力コンデンサ14との接続ノードに接続されている。第2センス抵抗91、第3差動アンプ92および第3コンパレータ93についての他の構成は、前記降圧DC−DCコンバータの第3構成例と同様である。また、その他の構成は、昇圧DC−DCコンバータの第2構成例と同様である。また、この第3構成例の動作例は、前記降圧DC−DCコンバータの第3構成例の動作例と同様である。
図53は、実施の形態にかかる昇降圧DC−DCコンバータを搭載する電子機器の第4構成を示す説明図である。図53に示すように、第4構成例の昇降圧DC−DCコンバータ330では、第4スイッチ18と出力コンデンサ14との接続ノードと、出力端子15との間に、第2センス抵抗91が接続されている。第2センス抵抗91の両端の電圧VaおよびVbは、第1信号生成部4に供給される。第2センス抵抗91は、例えば第1差動アンプ1、比較部2、発振器3、第1信号生成部4、第2信号生成部19およびスイッチ制御回路20とともに同一ICに集積されていてもよいし、このICに外付けされていてもよい。その他の構成は、昇降圧DC−DCコンバータの第2構成例と同様である。
図55は、入力電圧Vinと出力電圧Voutが同じである状態で軽負荷から重負荷に変わるときの第4構成例の昇降圧DC−DCコンバータの動作タイミングを示す説明図である。図55に示すように、出力端子15に接続された負荷(図53において、省略)が軽負荷から重負荷に変わると、出力電流Ioが大きくなる。それによって、第2センス抵抗91の両端の電圧差が大きくなり、第4差動アンプ96の出力電圧が小さくなる。電流I2が小さくなり、第9抵抗99を流れる合計の電流量が減るので、出力電流Ioの増大と同時に第1コンパレータ22の反転入力端子への入力電圧v1(図55に一点鎖線で示す)が下がる。従って、第1コンパレータ22において非反転入力端子への入力電圧v2が電圧v1よりも低い期間が短くなる。
4 第1信号生成部
5,19 第2信号生成部
13 コイル
15 出力端子
100,110,120,200,210,220,300,310,320,330 電子機器
Claims (9)
- 出力電圧および第1基準電圧の差分と所定の周期を有する第1周期信号とを比較した比較結果を出力する比較部と、
タイミング制御信号を出力する第1信号生成部と、
前記比較結果および前記タイミング制御信号に基づいて、前記出力電圧を制御する制御信号を生成する第2信号生成部と、
を有し、
前記タイミング制御信号は、
入力電圧が出力電圧よりも高いときには、前記比較結果がローの状態である第3の状態にある期間に、当該タイミング制御信号がローの状態である第1の状態から当該タイミング制御信号がハイの状態である第2の状態に遷移した後に前記第1の状態に遷移し、
前記入力電圧が前記出力電圧にほぼ等しいときには、前記比較結果がハイの状態である第4の状態にある期間に前記第1の状態から前記第2の状態に遷移し、前記比較結果が前記第4の状態から前記第3の状態に遷移した後に前記比較結果が前記第3の状態にある期間に前記第2の状態から前記第1の状態に遷移し、
前記入力電圧が前記出力電圧よりも低いときには、前記比較結果が前記第4の状態にある期間に、前記第1の状態から前記第2の状態に遷移した後に前記第2の状態から前記第1の状態に遷移する、
出力電圧制御装置。 - 前記第1信号生成部は、前記第1の状態と前記第2の状態との間で遷移するタイミングを、前記入力電圧と前記出力電圧または第2基準電圧とに応じて調整して第1比較信号を生成し、前記第1比較信号に対して時間差を有する第2比較信号を生成し、前記第1比較信号および前記第2比較信号に応じて、前記タイミング制御信号を生成することを特徴とする請求項1に記載の出力電圧制御装置。
- 前記制御信号は、第1ステートと第2ステートと第3ステートとをそれぞれ優先的かつ排他的に切り替える、第1ステート信号と第2ステート信号と第3ステート信号として生成されるものであって、
前記第1ステートは、前記タイミング制御信号が前記第1の状態から前記第2の状態に遷移する第1タイミングから前記比較結果が前記第4の状態から前記第3の状態に遷移する第4タイミングまでの期間であって、
前記第2ステートは、前記第4タイミングから前記タイミング制御信号が前記第2の状態から前記第1の状態に遷移する第2タイミングまでの期間であって、
前記第3ステートは、前記比較結果が前記第3の状態から前記第4の状態に遷移する第3タイミングから前記第4タイミングまでの期間および前記第2タイミングから前記第3タイミングまでの期間であることを特徴とする請求項1または2に記載の出力電圧制御装置。 - 比較結果を生成するために、出力電圧および第1基準電圧の差分と所定の周期を有する第1周期信号とを比較すること、
タイミング制御信号を生成すること、
前記比較結果および前記タイミング制御信号に応じて、前記出力電圧を制御する制御信号を生成することを含み、
前記タイミング制御信号は、
入力電圧が出力電圧よりも高いときには、前記比較結果がローの状態である第3の状態にある期間に、当該タイミング制御信号がローの状態である第1の状態から当該タイミング制御信号がハイの状態である第2の状態に遷移した後に前記第1の状態に遷移し、
前記入力電圧が前記出力電圧にほぼ等しいときには、前記比較結果がハイの状態である第4の状態にある期間に前記第1の状態から前記第2の状態に遷移し、前記比較結果が前記第4の状態から前記第3の状態に遷移した後に前記比較結果が前記第3の状態にある期間に前記第2の状態から前記第1の状態に遷移し、
前記入力電圧が前記出力電圧よりも低いときには、前記比較結果が前記第4の状態にある期間に、前記第1の状態から前記第2の状態に遷移した後に前記第2の状態から前記第1の状態に遷移する、
ことを特徴とする出力電圧制御方法。 - 前記出力電圧制御方法は、
前記第1の状態と前記第2の状態との間で遷移するタイミングを、前記入力電圧と前記出力電圧または第2基準電圧とに応じて調整して第1比較信号を生成すること、
前記第1比較信号に対して時間差を有する第2比較信号を生成すること、
前記第1比較信号および前記第2比較信号に応じて、前記タイミング制御信号を生成することをさらに含むこと特徴とする請求項4に記載の出力電圧制御方法。 - 前記制御信号は、第1ステートと第2ステートと第3ステートとをそれぞれ優先的かつ排他的に切り替える、第1ステート信号と第2ステート信号と第3ステート信号として生成されるものであって、
前記第1ステートは、前記タイミング制御信号が前記第1の状態から前記第2の状態に遷移する第1タイミングから前記比較結果が前記第4の状態から前記第3の状態に遷移する第4タイミングまでの期間であって、
前記第2ステートは、前記第4タイミングから前記タイミング制御信号が前記第2の状態から前記第1の状態に遷移する第2タイミングまでの期間であって、
前記第3ステートは、前記比較結果が前記第3の状態から前記第4の状態に遷移する第3タイミングから前記第4タイミングまでの期間および前記第2タイミングから前記第3タイミングまでの期間であることを特徴とする請求項4または5に記載の出力電圧制御方法。 - 出力電圧制御装置および前記出力電圧制御装置に電気的に接続するコイルを有し、
前記出力電圧制御装置は、
出力電圧および基準電圧の差分と所定の周期を有する第1周期信号との違いに基づいて比較結果を出力する比較部と、
タイミング制御信号を出力する第1信号生成部と、
前記比較結果および前記タイミング制御信号に基づいて、前記出力電圧を制御する制御信号を生成する第2信号生成部と、
を有し、
前記タイミング制御信号は、
入力電圧が出力電圧よりも高いときには、前記比較結果がローの状態である第3の状態にある期間に、当該タイミング制御信号がローの状態である第1の状態から当該タイミング制御信号がハイの状態である第2の状態に遷移した後に前記第1の状態に遷移し、
前記入力電圧が前記出力電圧にほぼ等しいときには、前記比較結果がハイの状態である第4の状態にある期間に前記第1の状態から前記第2の状態に遷移し、前記比較結果が前記第4の状態から前記第3の状態に遷移した後に前記比較結果が前記第3の状態にある期間に前記第2の状態から前記第1の状態に遷移し、
前記入力電圧が前記出力電圧よりも低いときには、前記比較結果が前記第4の状態にある期間に、前記第1の状態から前記第2の状態に遷移した後に前記第2の状態から前記第1の状態に遷移する、
ことを特徴とする電子機器。 - 前記第1信号生成部は、前記第1の状態と前記第2の状態との間で遷移するタイミングを、前記入力電圧と前記出力電圧または第2基準電圧とに応じて調整して第1比較信号を生成し、前記第1比較信号に対して時間差を有する第2比較信号を生成し、前記第1比較信号および前記第2比較信号に応じて、前記タイミング制御信号を生成することを特徴とする請求項7に記載の電子機器。
- 前記制御信号は、第1ステートと第2ステートと第3ステートとをそれぞれ優先的かつ排他的に切り替える、第1ステート信号と第2ステート信号と第3ステート信号として生成されるものであって、
前記第1ステートは、前記タイミング制御信号が前記第1の状態から前記第2の状態に遷移する第1タイミングから第4タイミングまでの期間であって、
前記第2ステートは、前記第4タイミングから前記タイミング制御信号が前記第2の状態から前記第1の状態に遷移する第2タイミングまでの期間であって、
前記第3ステートは、前記比較結果が前記第3の状態から前記第4の状態に遷移する第3タイミングから前記第4タイミングまでの期間および前記第2タイミングから前記第3タイミングまでの期間であることを特徴とする請求項7または8に記載の電子機器。
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JP2013221507A JP5822892B2 (ja) | 2008-09-30 | 2013-10-24 | 出力電圧制御装置、出力電圧制御方法および電子機器 |
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JP2008253179 | 2008-09-30 | ||
JP2008253179 | 2008-09-30 | ||
JP2013221507A JP5822892B2 (ja) | 2008-09-30 | 2013-10-24 | 出力電圧制御装置、出力電圧制御方法および電子機器 |
Related Parent Applications (1)
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