KR102515911B1 - 다중 출력 부스트 dc-dc 전력 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 2, 3 또는 그 초과의 별개의 DC 출력 전압들을 생성하는 다중 출력 부스트(boost) DC-DC 전력 컨버터, 및 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터를 이용하는 둘 모두 이용하는 다중-레벨 전력 인버터 및 교류 생성기에 관한 것이다.

Description

다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터{A MULTIPLE OUTPUT BOOST DC-DC POWER CONVERTER}
본 발명은 2, 3 또는 그 초과의 별개의 DC 출력 전압들을 생성하는 다중 출력 부스트(boost) DC-DC 전력 컨버터, 및 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터를 둘 모두가 이용하는 다중-레벨 전력 인버터 및 교류 생성기에 관한 것이다.
에너지 소스들, 이를테면 햇빛 및 바람으로부터 추출되는 에너지는 보통 거주지 또는 산업 현장에 사용하기에 적당하지 않은데, 그 이유는 대부분의 전기 장비는 비교적 안정된 전압 진폭, 예컨대 120 V 또는 230 V, 및 비교적 안정된 주파수, 예컨대 50 Hz 또는 60 Hz 둘 모두를 요구하기 때문이다. 그러나, 햇빛 또는 바람 에너지 소스들로부터 유도되는 전력은 평활화를 위한 캐패시티브 엘리먼트들, 및 통상적으로 배터리를 통한 직류 전류/전압(DC)으로부터 교류(ac) 전류/전압으로 변환시키기 위한 전력 인버터들을 사용하여 안정된 교류(AC)로 형상화될 수 있다. 다른 에너지 소스들, 이를테면 연료 전지들은 또한 AC 장비에 전력을 인가하기에 적당하게 되도록 하기 위하여 전력 인버터들을 요구한다. 다른 경우들, 이를테면 전기 모터들의 경우에서, 가변-주파수 전류가 바람직하다. 배터리-전력 인가된 오디오 증폭기들은 또한 DC로부터 가변-주파수 전류로의 변환을 요구한다.
2개의-레벨 및 3개의-레벨 인버터들은 대부분 보통 DC 소스로부터의 전류를 AC 전류로 변환하기 위하여 사용된다. 둘 모두의 타입들은, 각각 그 자신의 장점들 및 단점들의 세트를 지닌 다양한 토폴로지(topology)들에서 도입된다. 일부 상황들에서, 3개의-레벨 인버터가 유리할 것이다. 그러나, 이런 타입의 인버터들은 3개의 전압 레벨들을 요구하고, 이는 그 자체가 2개의-레벨 인버터들보다 더 복잡한 회로를 유도한다. 게다가, 3개의-레벨 인버터들은 본래, 2개의-레벨 인버터들이 요구하는 것보다 더 높은 최소 수의 회로 컴포넌트들을 요구한다.
전력/에너지 효율적 다수의 출력 DC-DC 전력 컨버터들은 일반적으로 동작 비용들을 감소시키고 탄소 발자국(carbon footprint)을 최소화하는데 바람직하고 그리고 예컨대 전력 인버터들 및 AC 전력 생성기들에 사용될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들은 종래 기술 다수의 출력 DC-DC 전력 컨버터들에 비교될 때 더 적은 컴포넌트 수로 고효율적 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터를 제공한다. 예컨대 다중-레벨 인버터에 본 DC-DC 전력 컨버터를 이용함으로써, 전체 전력 인버터 회로는 간소화될 수 있다.
본 발명의 제 1 양상은:
- 직렬로 연결되는 N개의 반도체 스위치들을 포함하는 제 1 레그(leg) ― N은 1보다 더 높은 정수이고, 제 1 레그의 제 1 단부는 DC 기준 전위에 연결되고, 제 1 레그의 제 2 단부는 부스트 노드(222)에 연결됨 ―,
- 직렬로 연결된 N개의 반도체 스위치들을 포함하는 제 2 레그 ― 제 2 레그의 제 1 단부는 부스트 노드(222)에 연결되고 그리고 제 2 레그의 제 2 단부는 DC-DC 전력 컨버터의 제 1 DC 출력 전압(Pvdd)을 공급하기 위한 제 1 출력 노드(224)에 연결됨 ―,
- 부스트 노드(222)에 연결되는 제 1 단부 및 DC 입력 전압 공급부(Vdd)에 연결가능한 제 2 단부를 가지는 인덕터(211),
- 제 1 레그의 제 1 중간 노드(221)에 연결되는 제 1 단부 및 제 2 레그의 제 2 중간 노드(223)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 1 캐패시터(212),
- 제 2 DC 출력 전압(1/2 Pvdd)을 제 2 출력 노드(225)를 통해 공급하기 위하여, 제 2 출력 노드(225)를 제 1 캐패시터의 제 1 단부에 선택적으로 커플링하거나 디커플링하기 위한 제 1 추가 반도체 스위치(205),
- 제 2 출력 노드(225) 또는 존재하는 경우 제 3 출력 노드(526)를 제 1 캐패시터(212)의 제 2 단부에 선택적으로 커플링하거나 디커플링하기 위한 제 2 추가 반도체 스위치(206),
- DC 기준 전위와 제 2 출력 노드(225) 간에 연결되는 제 2 캐패시터(213),
- DC 기준 전위와 제 1 출력 노드(224) 간에 연결되는 제 3 캐패시터(214)
를 포함하는 반도체 스위치 어레인지먼트(arrangement)(101); 및
- 반도체 스위치 어레인지먼트(101)의 반도체 스위치들의 개별 제어 단자들에 커플링되는 제어 회로(102)
를 포함하는 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100)에 관한 것이고, 상기 제어 회로(102)는:
- 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 부스트 노드(222)로부터 제 2 출력 노드(225) 및 DC 기준 전위 중 적어도 하나로 연장되는 제 1 전류 경로를 통해 인덕터(211)를 충전시키기 위한 제 1 충전 구성으로 위치시키고,
- 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 제 1 캐패시터(212)를 통해 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 2 전류 경로를 통해 인덕터(211)를 방전시키기 위한 제 1 방전 구성으로 위치시키고,
- 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 부스트 노드(222)로부터 제 2 레그를 통해 직접적으로 제 1 출력 노드(224)로 연장되는 제 3 전류 경로 또는 추가로 제 1 캐패시터(212) 및 제 1 레그의 적어도 하나의 반도체 스위치 및 제 2 레그의 하나의 반도체 스위치를 통해 인덕터(211)를 방전시키기 위한 제 2 방전 구성으로 위치시키도록 구성된다.
본 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 토폴로지는 충전 펌프들 및 스위칭가능 모드 부스트 DC-DC 전력 컨버터들의 특징들 및 동작 특성들을 혼합한 하이브리드 컨버터 토폴로지로서 보여질 수 있고, 이는 아래에서 추가로 상세히 설명되는 바와 같이 신규하고 효율적인 전력 컨버터 토폴로지를 유도한다.
일 실시예에 따라, 제어 회로(102)는:
- 제 1 및 제 2 방전 구성들 중 적어도 하나에서 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를 통해 제 1 캐패시터(212) 및 제 2 캐패시터(213)를 직렬로 위치시키고; 그리고
- 적어도 제 1 충전 구성에서 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를 통해 제 1 캐패시터(212) 및 제 2 캐패시터(213)를 병렬로 위치시키도록 구성된다.
반도체 스위치 어레인지먼트의 반도체 스위치들 각각은 예컨대 하나 또는 그 초과의 FET(field effect transistor)들, BJT(bipolar junction transistor)들, IGBT(insulated gate bipolar transistor)들 등, 또는 이들의 조합을 포함할 수 있다. FET들은 증가(enhancement)-모드 타입 또는 공핍(depletion)-모드 타입 중 어느 하나일 수 있다. FET들 중 하나 또는 그 초과는 예컨대 MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)들을 포함할 수 있다. 또한, 반도체 스위치들 중 적어도 하나가 다이오드인 회로를 구성하는 것은 가능하다. 다른 관련된 컴포넌트 타입들은 또한 다중-레벨 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 일부 실시예들에서 반도체 스위치 어레인지먼트의 반도체 스위치들로서 적절할 수 있다.
다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 실시예에서, 반도체 스위치 어레인지먼트의 반도체 스위치들 중 하나 또는 그 초과는 MOSFET을 포함한다. 그 경우에, 해당 MOSFET의 소스는 그 특정 반도체 스위치의 제 1 단부로서 동작할 수 있고, 그리고 MOSFET의 드레인은 그 특정 반도체 스위치의 제 2 단부로서 동작할 수 있다. 제어 회로는 MOSFET의 전도 상태/온-상태와 MOSFET의 비-전도 상태/오프-상태 간에서 MOSFET을 스위칭하기 위하여 MOSFET의 게이트에 연결되고 그리고 MOSFET의 게이트 전압 또는 전위를 제어할 것이다.
유사하게, 반도체 스위치 어레인지먼트의 특정 반도체 스위치는 바람직하게 병렬 다이오드를 가지는 IGBT일 수 있다. 그 경우에, 그 IGBT의 에미터는 그 특정 반도체 스위치의 제 1 단부로서 동작할 수 있고, 그리고 그 IGBT의 컬렉터는 그 특정 반도체 스위치의 제 2 단부로서 동작할 수 있다. 제어 회로는 IGBT의 전도 상태와 IGBT의 비-전도 상태 간에서 그 IGBT를 스위칭하기 위하여 그 IGBT의 게이트 전위를 제어할 것이다.
일부 실시예들에서, 제 1, 제 2, 및 제 5 반도체 스위치들은 n-채널 FET들을 포함하고 그리고 제 3, 제 4 및 제 6 반도체 스위치들은 p-채널 FET들을 포함한다. 일부 실시예들에서, 제 1, 제 2, 제 3, 제 4, 제 5 및 제 6 반도체 스위치들 각각은 n-채널 MOSFET 또는 IGBT를 포함한다.
본 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 특정 실시예들은 DC 입력 전압 공급부와 제 1 DC 출력 전압의 상이한 상대적 DC 전압 레벨들에서 활용되는 제 1 레짐(regime) 동작 및 제 2 레짐 동작을 포함한다. 제 1 및 제 2 레짐 동작들 각각은 반도체 스위치 어레인지먼트의 미리 결정된 상태들 세트를 포함한다. 이 실시예에 따라, 제어 회로는, 제 1 출력 전압(Pvdd)이 DC 입력 전압 공급부(Vdd)의 2배보다 더 작은 제 1 레짐 동작에서:
- 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 부스트 노드(222)로부터 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 1 전류 경로를 통하여 및 부스트 노드(222)로부터 제 1 캐패시터(212)를 통하여 제 1 출력 노드(224)로 연장되는 제 2 전류 경로를 통하여 인덕터(211)를 충전시키기 위한 제 1 컨버터 상태로 위치시키고; 그리고
- 반도체 스위치 어레인지먼트를, 부스트 노드(222)로부터 제 1 출력 노드(224)로 연장되는 제 3 전류 경로를 통하여 및 부스트 노드(222)로부터 제 1 캐패시터(212)를 통하여 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 4 전류 경로를 통하여 인덕터(211)를 방전시키기 위한 제 2 컨버터 상태로 위치시키고;
- 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 부스트 노드(222)로부터 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 5 전류 경로를 통하여 및 부스트 노드(222)로부터 제 1 캐패시터(212)를 통하여 DC 기준 전위로 연장되는 제 6 전류 경로를 통하여 인덕터(211)를 충전시키기 위한 제 3 컨버터 상태로 위치시키거나;
또는, 제 1 출력 전압(Pvdd)이 DC 입력 전압 공급부(Vdd)의 2배보다 더 큰 제 2 레짐 동작에서:
- 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 부스트 노드(222)로부터 DC 기준 전위로 연장되는 제 7 전류 경로를 통하여 및 부스트 노드(222)로부터 제 1 캐패시터(212)를 통하여 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 8 전류 경로를 통하여 인덕터(211)를 충전시키기 위한 제 4 컨버터 상태로 위치시키고; 그리고
- 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 인덕터(211)를 제 5 및 제 6 전류 경로들을 통하여 방전시키기 위한 제 3 컨버터 상태로 위치시키고, 그리고
반도체 스위치 어레인지먼트를, 인덕터(211)를 제 1 및 제 2 전류 경로들을 통하여 방전시키기 위한 제 1 컨버터 상태로 위치시키도록 구성된다.
제 1 및 제 2 레짐 동작들에서 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 동작은 첨부된 도면들을 참조하여 아래에서 추가로 상세히 논의된다.
다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 특정 실시예들은 첨부된 도면들을 참조하여 아래에서 추가로 상세히 논의되는 바와 같이 제 1 및 제 2 레짐 동작들 각각 동안 3개의 별개의 컨버터 상태들을 통한 미리 정의된 순환적인 전이로 동작될 수 있다. 제어 회로는, DC-DC 전력 컨버터로 하여금 제 1 컨버터 상태, 제 2 컨버터 상태, 제 3 컨버터 상태, 제 2 컨버터 상태, 제 1 컨버터 상태의 미리 정의된 순차적인 방식에 따라 제 1, 제 2 및 제 3 컨버터 상태들 간에서 스위칭하게 하도록 구성되거나, 동작가능하다. 그런 실시예에서, 제어 회로는 DC-DC 컨버터로 하여금 제 1 컨버터 상태로, 그 다음 제 2 컨버터 상태로 스위칭하고, 그 다음 제 3 컨버터 상태로 스위칭하고, 그 다음 제 2 컨버터 상태로 스위칭하고 그리고 그 후 제 1 컨버터 상태로 다시 스위칭하는 그 순서로 순차적으로 동작하게 하도록 동작가능하다.
제 1 DC 출력 전압의 전압 레벨은 첨부된 도면들을 참조하여 아래에서 추가로 상세히 논의되는 바와 같이 본 전력 컨버터의 충전 펌프 활동으로 인한 본 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 동작에 의해 제 2 DC 출력 전압의 전압 레벨의 2배인 경향이 있다. DC-DC 전력 컨버터는 제 1 DC 출력 전압의 전압 레벨의 실질적으로 절반과 동일한 DC 전압 레벨을 가지는 제 2 DC 출력 전압을 제공하도록 적응될 수 있다. 이 조건을 떠나서 동작하는 것은 가능하지만, 일반적으로 감소된 변환 효율 및 아마도 부가적인 컨버터 상태들을 수반하는 종종 복잡한 상태 스위칭/전이 방식들의 댓가를 치를 것이다.
일부 실시예들에서, 제 1, 제 2 및 제 3 캐패시터들의 개별 캐패시턴스들은 1 nF-10 μF 인터벌로 있다. 일부 실시예들에서, 제 2 캐패시터의 캐패시턴스 또는 제 3 캐패시터의 캐패시턴스는 제 1 캐패시터의 캐패시턴스와 50 % 미만, 또는 10 % 미만, 또는 5 % 미만, 또는 2 % 미만, 또는 1 % 미만만큼 상이하다. 일부 실시예들에서, 제 2 캐패시터의 캐패시턴스 및 제 3 캐패시터의 캐패시턴스는 제 1 캐패시터의 캐패시턴스와 50 % 미만, 또는 10 % 미만, 또는 5 % 미만, 또는 2 % 미만, 또는 1 % 미만만큼 상이하다.
일부 실시예들에서, 제 3 캐패시터의 캐패시턴스는 제 2 캐패시터의 캐패시턴스와 50 % 미만, 또는 10 % 미만, 또는 5 % 미만, 또는 2 % 미만, 또는 1 % 미만만큼 상이하다.
일부 실시예들에서, 부스트 인덕터의 인덕턴스는 10 nH 내지 10μH에 놓인다. 제 1 레그의 N개의 반도체 스위치들 각각, 제 2 레그의 N개의 반도체 스위치들 각각 및 제 1 및 제 2 추가 반도체 스위치들 각각의 스위칭 주파수는 동일할 수 있고 그리고 1 kHz-10 MHz 인터벌, 이를테면 10 kHz-10 MHz 인터벌, 이를테면 10 kHz-1 MHz 인터벌로 놓일 수 있다.
본 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터는 특정 실시예들에서 전압 조정 루프 없이 동작할 수 있다. 이것은, 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들 상의 개별 로드들이 알려지고 고정되고, DC 입력 전압 공급부의 전압이 알려지고 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들의 타겟 또는 원하는 DC 전압들이 알려진 애플리케이션들에서 특히 편리하다. 후자 타입의 애플리케이션들에서, 제어 회로는 고정된 펄스-폭 변조(PWM) 신호들을 제 1 레그의 N개의 반도체 스위치들, 제 2 레그의 N개의 반도체 스위치들 및 제 1 및 제 2 추가 반도체 스위치들 각각의 개별 제어 단자들에 인가함으로써 적당한 상태 스위칭 사이클을 제공하도록 구성될 수 있다.
대안적으로, 본 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 다른 실시예들은 로드 변동들 및 DC 입력 전압 공급부 전압의 변동들에도 불구하고 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들의 개별 DC 전압 레벨들을 더 정확하게 제어하기 위하여 전압 조정 루프를 포함할 수 있다. 전압 조정 루프는 피드백 루프 또는 피드포워드(feedforward) 루프 또는 이들의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 전압 조정 루프는 타겟 DC 전압과, 제 1 DC 출력 전압, 제 2 DC 출력 전압 또는, 존재한다면 제 3 DC 출력 전압 중 하나를 표현하는 신호 간의 차이를 최소화하도록 구성될 수 있다.
따라서, 본 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 일부 실시예들은:
- 제 1, 제 2 또는 제 3 출력 노드에 커플링되는 제 1 입력 및 DC 타겟 전압을 수신하도록 커플링된 제 2 입력을 가지는 전압 제어기 ― 전압 제어기는 상기 차이를 표현하는 변조 신호를 제공함 ―,
- 전압 제어기로부터의 변조 신호에 기반하고 램프(ramp) 신호에 기반하는 2 또는 그 초과의 펄스-폭 변조(PWM) 신호들을 생성하기 위한 펄스-폭 변조기 ― 펄스-폭 변조 신호의 듀티 사이클(duty cycle)은 변조 신호에 대한 응답으로 상기 차이를 최소화하도록 동작하는 방향으로 변화함 ―, 및
- 펄스-폭 변조 신호들을 수신하고 그리고 상기 펄스-폭 변조 신호들에 기반하여 게이트 제어 신호들을 생성하도록 적응된 게이트 구동기를 포함할 수 있고, 게이트 제어 신호들은 DC-DC 전력 컨버터가 반도체 스위치 어레인지먼트를 제 1 구성, 제 2 구성, 제 3 구성, 제 4 구성 중 적어도 2개의 구성에 위치시키게 동작가능하게 하도록 적응된다.
제어 회로의 게이트 구동기는 펄스-폭 변조 신호를 수신하고 그리고 상기 펄스-폭 변조 신호에 기반하여 게이트 제어 신호들을 생성하도록 적응될 수 있고, 게이트 제어 신호들은 DC-DC 전력 컨버터가 반도체 스위치 어레인지먼트를 위에서 설명된 구성들 중 적어도 2개의 구성에 위치시키게 동작가능하게 하도록 적응된다.
일 실시예에서, 제어 회로는 각각 180도 및 120도만큼 서로에 관하여 위상 시프트된 2개, 각각 3개의 PWM 신호들을 제공한다. 게이트 구동기는 2개, 각각 3개의 PWM 신호들에 기반하여 반도체 스위치 어레인지먼트의 반도체 스위치들에 대한 게이트 제어 신호들을 제공한다.
제어 회로는 또한 게이트 제어 신호들을 생성할 때 게이트 구동기에 의해 사용하기 위한 추가 펄스-변조 신호를 생성할 수 있다.
본 발명의 제 2 양상은 다중-레벨 전력 인버터를 제공하고, 상기 다중-레벨 전력 인버터는:
- 본 발명의 제 1 양상에 따른 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 위의 실시예들 중 임의의 실시예에 따른 다수의 출력 DC-DC 전력 컨버터, 및
- DC 기준 전위 및 다수의 출력 DC-DC 전력 컨버터의 적어도 제 1 및 제 2 DC 출력 전압에 연결되고, 그리고 이에 기반하여 교류(AC) 출력을 제공하도록 적응된 인버터 회로를 포함한다.
전력 인버터는 예컨대 전기 모터 또는 오디오 증폭기를 구동하기 위해 사용될 수 있다. 오디오 증폭기들은 또한 본 발명에 의해 제공되는 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 일부 실시예들의 다중-레벨(이를테면 3개의-레벨) 출력으로부터 이익을 얻을 수 있다. 전력 인버터는 예컨대 3개의 출력 레벨들을 제공하는 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 실시예를 사용할 수 있다. 대안적으로, 전력 인버터는 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 실시예로부터 4 또는 그 초과의 레벨들로 동작하도록 구성될 수 있다.
본 발명의 제 3 양상은 AC 전력 생성기를 제공하고, 상기 AC 전력 생성기는:
- 본 발명의 제 2 양상의 다중-레벨 전력 인버터의 실시예에 따른 다중-레벨 전력 인버터, 및
- 다중-레벨 전력 인버터에 대한 입력 전압 공급부로서 연결된 전력 원(1601)을 포함한다.
다중-레벨 전력 인버터는 예컨대 3 또는 4개의 출력 레벨들, 또는 이를 초과하는 레벨들에 기반할 수 있다.
전력 생성기는 예컨대 풍력 발전용 터빈, 태양 패널 등일 수 있거나, 다른 재생 가능하거나 재생 가능하지 않은 에너지 소스로부터 에너지를 유도할 수 있다. 전력 생성기는, 차량의 운동 에너지가 예컨대 차량의 브레이킹(braking) 동안 감소될 때, 배터리가 충전되는 예컨대, 차량의 배터리일 수 있다.
본 발명의 제 4 양상은 클래스 D 오디오 전력 증폭기를 제공한다. 클래스 D 오디오 전력 증폭기는 본 발명의 제 1 양상에 따른 다수의 출력 DC-DC 전력 컨버터를 포함하고, 그리고 추가로 각각 DC 기준 전위, 제 1 DC 출력 전압 및 제 2 DC 출력 전압에 커플링되는 적어도 제 1(GND), 제 2(PVdd) 및 제 3(1/2Pvdd) 전압 공급 레일을 가지는 오디오 회로를 포함한다. 오디오 회로는 추가로 스피커 로드에 연결가능한 출력을 가진다.
비록 본 발명이 DC 입력 전압에 대해 설명되었지만, 본 발명에 따른 DC-DC 전력 컨버터는 입력 전압의 변동 정도를 고려하도록 동작될 수 있다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 듀얼(dual)-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터를 예시한다.
도 2는 도 1에 묘사된 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 회로의 트랜지스터 레벨 블록 다이어그램을 예시한다.
도 3은 도 1에 묘사된 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 제어 회로를 개략적으로 예시한다.
도 4는 도 3의 제어 회로에 의해 제공된 게이트 제어 신호들을 예시한다.
도 5-7은 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 동작 동안 도 1 상에 묘사된 상기 컨버터의 제 1, 제 2 및 제 3 컨버터 상태들의 개별 전류 또는 전도 경로들을 예시한다.
도 8은 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 4의 부스트 팩터(factor)를 달성하기 위한 예시적인 게이트 제어 신호들을 예시한다.
도 9는 더 높은 부스트 레벨들에서 발생하는 대안적인 제 2 컨버터 상태의 전류 또는 전도 경로를 예시한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 트리(tri)-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터를 예시한다.
도 11은 도 10에 묘사된 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터에 사용하기 위한 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 회로의 트랜지스터 레벨 블록 다이어그램을 예시한다.
도 12a는 도 11의 DC-DC 전력 컨버터 회로를 동작시키기 위한 도 10의 제어 회로에 의해 제공된 게이트 제어 신호들을 예시한다.
도 12b는 도 12a의 게이트 제어 신호들을 생성하기 위한 제어 회로를 개략적으로 예시한다.
도 13은 도 10에 묘사된 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터에 사용하기 위한 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 회로의 다른 트랜지스터 레벨 블록 다이어그램을 예시한다.
도 14a는 도 13의 DC-DC 전력 컨버터 회로를 동작시키기 위한 도 10의 제어 회로에 의해 제공된 게이트 제어 신호들을 예시한다.
도 14b는 도 14a의 게이트 제어 신호들을 생성하기 위한 제어 회로를 개략적으로 예시한다.
도 15는 도 1에 도시된 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터를 이용하는 3개의-레벨 인버터를 예시한다.
도 16은 도 15에 도시된 3개의-레벨 인버터 및 전력 원을 이용하는 교류(AC) 생성기를 예시한다.
도 17은 다수의 출력 DC-DC 전력 컨버터를 포함하는 클래스 D 오디오 전력 증폭기를 예시한다.
다음에서, 본 발명의 실시예들은 첨부 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 설명 및 도면들은 예시 목적들을 위한 것이고, 그리고 아래에서 논의되는 특정 실시예들은 특허 청구항들의 범위를 제한하는 것으로서 고려되지 않을 것이다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100)의 실시예를 예시한다. 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100)는 전력 컨버터 회로(101) 및 DC-DC 전력 컨버터 회로(101)의 동작을 제어하기 위한 제어 회로(102)를 포함한다. 전력 컨버터 회로(101)는 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100)에 에너지를 공급하는 입력 전력 공급부 또는 입력 전압 공급부(Vdd)에 연결된다. DC-DC 전력 컨버터(100)는 개별적으로 상이한 DC 레벨들(Pvdd 및 ½ Pvdd)의 별개의 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들을 생성하도록 구성된다. 제 2 DC 출력 전압의 전압 레벨은 팩터(1/2)에 의해 표시된 바와 같이 제 1 DC 출력 전압의 거의 절반이다. 이런 특징은 충전 펌프들의 동작 특성들 및 스위칭가능 모드 부스트 DC-DC 전력 컨버터들의 동작 특성들을 혼합하는 하이브리드 컨버터 토폴로지에 의해 인에이블되는 전력 컨버터 회로(100)의 주목할 만한 특성이고, 이는 아래에서 추가로 상세히 설명되는 바와 같이 신규하고 효율적인 전력 컨버터 토폴로지를 유도한다. DC-DC 전력 컨버터(100)의 본 실시예들은 시간에 따른 DC 입력 전압, 로드, 온도 및 회로 컴포넌트 변동들에도 불구하고 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들(Pvdd 및 ½ Pvdd)의 개별 DC 출력 전압 레벨들의 정확한 세팅 및 연속적인 추적을 허용하는 제어 회로(102)를 포함하는 선택적인 피드백 전압 조정 루프를 포함한다.
도 2는 도 1에서 간략화된 개략 형태로 묘사된 전력 컨버터 회로(101)의 예시적인 트랜지스터 레벨 개략도를 예시한다. 예시적인 전력 컨버터 회로(101)는 6개의 제어가능한 반도체 스위치들(201-206)을 포함하는 반도체 스위치 어레인지먼트를 포함한다. 제어가능한 반도체 스위치들(201-206) 각각은 예컨대 도면에 표시된 바와 같이 NMOS FET 및/또는 PMOS FET 트랜지스터를 포함할 수 있다. 스위치들(201, 202 및 205)은 바람직하게 n-타입 스위치들이고, 그리고 스위치들(203, 204 및 206)은 바람직하게 p-타입 스위치들, 예컨대 pMOSFET들이다. 스위치들의 선택은 디자인 문제이고 그리고 예컨대 DC 전압 레벨들 및 전압 극성들의 측면에서 자신의 의도된 애플리케이션을 위한 회로를 최적화하도록 유리하게 선택될 것이다.
반도체 스위치 어레인지먼트는 DC 기준 전위, 즉 본 실시예에서 접지/GND(그러나 다른 실시예들에서 네거티브 DC 공급 레일일 수 있음)와, 부스트 노드(222) 간에 직렬 또는 케스케이드로 연결되는 제 1 및 제 2 반도체 스위치들(201, 202)을 포함하는 제 1 레그를 포함한다. 반도체 스위치 어레인지먼트는 부스트 노드(222)와 제 1 DC 출력 전압(Pvdd) 간에 직렬 또는 캐스케이드로 연결되는 제 3 및 제 4 반도체 스위치들(203, 204)을 포함하는 제 2 레그를 더 포함한다. 제 1 레그는 제 1 및 제 2 반도체 스위치들(201, 202)의 접합 노드에 위치되는 제 1 중간 노드(221)를 포함하고 그리고 제 2 레그는 마찬가지로 제 3 및 제 4 반도체 스위치들(203, 204)의 접합 노드 또는 커플링 노드에 위치되는 제 2 중간 노드(223)를 포함한다. 부스트 인덕터(L1)는 DC 입력 전압 공급부(Vdd)에 커플링되는 제 1 단부 및 부스트 노드(222)에 커플링되는 제 2 단부를 가진다. 플라잉(flying) 또는 펌프 캐패시터(C2)는, C2의 제 1 단부가 제 1 중간 노드(221)에 커플링되고 제 2 단부가 제 2 중간 노드(223)에 커플링되도록, 제 1 중간 노드(221)와 제 2 중간 노드(223) 간에 커플링된다. 아래에서 추가로 상세히 논의되는 바와 같이, 반도체 스위치 어레인지먼트는 제 1 추가 반도체 스위치(205), 즉 본 실시예의 제 5 스위치를 포함하고, 상기 제 1 추가 반도체 스위치(205)는 제 2 DC 출력 전압(½ Pvdd)을 공급하는 제 2 출력 노드(225)를 제 1 캐패시터의 제 1 단부 및 따라서 제 1 중간 노드(221)에 선택적으로 연결 및 연결해제하도록 구성된다. 제 2 추가 반도체 스위치(206), 즉 본 실시예의 제 6 스위치는 제 2 출력 노드(225) 또는 존재하는 경우 제 3 출력 노드(526)를 제 1 캐패시터(212)의 제 2 단부 및 따라서 제 2 중간 노드(223)에 선택적으로 연결 및 연결해제하도록 구성된다.
도 3은 제 1, 제 2 및 제 3 컨버터 상태들 간에서 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100)를 스위칭하도록 구성된 제어 회로(102)를 예시한다. 제어 회로(102)는 펄스-폭 변조기(301) 및 엘리먼트(320)로서 개략적으로 도시되는 게이트 구동기를 포함한다. 제어 회로(102)에 관한 더 많은 세부사항들은 명세서에서 이후에 논의된다. 제어 회로(102)는 제어가능한 반도체 스위치들(201-206)에 대한 개별 게이트 제어 신호들(Q0-Q5)을 생성하고 따라서 컨버터 상태들 간의 스위칭을 제어하도록 구성된다.
3개의-레벨 출력 부스트 DC-DC 컨버터 동작:
다음 섹션에서, 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100)의 본 실시예의 전압 변환 동작은 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 컨버터 상태들 및 이들 컨버터 상태들 간의 스위칭이 어떻게 수행될 수 있는지의 측면에서 설명된다. 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100)는 다음 섹션에서 별도로 설명되는 바와 같이 2개의 별도의 레짐 동작들을 포함한다. 그러나, 2개의 레짐 동작들은 동일한 컨버터 회로(101)를 활용한다. 2개의 상이한 레짐들의 공통 특징은, (도 2를 참조하여) 특히 특정 바람직한 실시예들에서, 전력 컨버터 동작 동안, 각각 제 1 및 제 2 출력 노드들(224, 225)에 연결되는 평활화 캐패시터들(C4 및 C3)이 각각 실질적으로 Pvdd 및 ½ Pvdd인 DC 전압 레벨들을 제공하는 것이다.
게다가, 펌프 또는 플로팅 캐패시터(C2)의 스위칭 방식은 제 1 DC 출력 전압과 제 2 DC 출력 전압 간의 위에서-언급되는 바람직한 DC 전압 레벨 관계를 가능하게 하는데, 그 이유는 제어 회로(102)가 부스트 인덕터(L1)의 방전 상태들 중 적어도 하나에서 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를 통하여 펌프 또는 플로팅 캐패시터(C2) 및 평활화 캐패시터(C3)를 직렬로 위치하는 것 및 부스트 인덕터(L1)의 충전 상태들 중 적어도 하나에서 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를 통하여 C2 및 C3를 병렬로 위치하는 것을 교번적으로 위치하도록 구성될 수 있기 때문이다. 제 1 DC 출력 전압(Pvdd)은 제 1 출력 노드(224)에서 이용가능한 반면 제 2 DC 출력 전압은 제 2 출력 노드(225)에서 ½ Pvdd로서 이용가능하다. 컨버터 상태 스위칭은, 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들의 원하는 또는 타겟 전압 레벨들이 전력 컨버터의 동작 동안 도달되고 유지되도록, 적응된다. 이들 DC 전압 레벨들은 원하는 출력 전압들에 따라, 2개의 방식들 중 적어도 하나의 방식으로 획득될 수 있다.
부스트 DC-DC 듀얼-출력 컨버터의 많은 실시예들은, 반도체 스위치 어레인지먼트(101)의 반도체 스위치들 각각이 풀(full) DC 공급 전압(Pvdd) 대신 ½ Pvdd의 최대 전압 차에 영향을 받고, 따라서 개별 반도체 스위치들의 전압 스트레스가 상당히 감소된다는 주목할 만한 장점을 가진다.
레짐 1: Pvdd < 2* Vdd
다음에서, DC-DC 전력 변환의 동작은, 제 1 DC 출력 전압(Pvdd)의 DC 전압 레벨이 입력 전압 공급부의 DC 전압 레벨(Vdd)의 2배보다 더 작은 경우에 대해 컨버터 상태들의 바람직한 세트들 및 이들 컨버터 상태들 간의 바람직한 스위칭의 측면에서 설명된다. 레짐 1에서의 동작은, 특히 듀얼-출력 DC-DC 전력 컨버터(100)가 정상적으로 동작할 때, 즉 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들의 전압 레벨들이 타겟 DC 출력 전압들 부근에 있는 경우에 적용된다. 사전-충전 또는 시작 단계 동안, 경계 조건들은 DC-DC 전압 컨버터의 정상 동작에 비교하여 다르다. 그러나, 동일한 근본적인 스위칭 패턴이 시작시 사용될 수 있다.
동작은 아래에서 그리고 제 1 컨버터 상태로 배열된 DC-DC 전력 컨버터(100)에 의한 임의적 시작에서 설명된다. 당업자는, 로드가 제 1 및/또는 제 2 DC 출력 전압들에 인가될 때, 컨버터 에너지 저장소들, 이를테면 본 경우에 평활화 캐패시터들(C3 및 C4)(및 추가로 아래에서 또한 C5)이 부분적으로 방전되는 것을 이해할 것이다. 이것은 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들 각각의 대응하는 하락 또는 감소를 유도한다. 제어 회로에 의해 제어되는 컨버터 상태들 간의 피드백 및 스위칭은 평활화 캐패시터들 및 다른 에너지 저장소들로의 에너지 또는 전력의 보충을 보장한다. 따라서, 아래에서 논의되는 제 1, 제 2 및 제 3 DC 출력 전압들은 공칭 타겟 전압들이다. 실제로, 이들 DC 전압들은 원하는 요건들에 따라 제어될 수 있는 정도까지 약간 가변한다. 그럼에도 불구하고, 제 1, 제 2 및 제 3 DC 출력 전압들은 바람직하게 설명된 스위칭 동작들을 통하여 개별 타겟 DC 전압들 가까이에 유지된다. 이것은 당업자에게 잘 알려졌고, 그러므로 용어 "실질적으로"는 원하는 공칭 값들 가까이에 DC 출력 전압들을 유지하는 것을 지칭한다. DC 전압 출력들 중 주어진 하나에 대한 공칭 타겟 전압으로부터 1%의 편차는 몇몇 경우들에서 수용가능할 수 있다. 몇몇 경우들에서, 심지어 편차를 더 낮게 유지하는 것은 바람직할 수 있지만, 다른 경우들에서 2% 내 또는 5% 내 또는 10% 내의 편차가 수용가능할 수 있다.
당업자는 또한, 개별 DC 전압들의 유지가, DC-DC 전력 컨버터가 안정된 DC 출력 전압들을 전달하기 위하여 요구되는 특정 기간들 동안만 요구될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 전력 컨버터의 전력-인가 또는 전력-인가 정지 단계에서, DC 출력 전압들은 예컨대 타겟 출력 전압들로부터 현저하게 벗어날 수 있다. 타겟 DC 출력 전압들은 예컨대 이전에 논의된 전압 조정 루프에 의해 유지될 수 있다. 전압 조정 루프는 예컨대, DC 타겟 전압과, 제 1 DC 출력 전압, 제 2 DC 출력 전압 또는, 존재한다면 제 3 DC 출력 전압 중 하나 간의 차이를 최소화하도록 구성될 수 있다. 예컨대, DC 타겟 전압은 제 1 DC 출력 전압에 비교될 수 있고, 그리고 컨버터 상태들 간의 스위칭은, DC 타겟 전압과 제 1 DC 출력 전압 간의 차이가 임계치에 도달하거나 초과될 때, 개시된다. 비교는 대안적으로, 제 2 DC 출력 전압 또는 제 3 DC 출력 전압에 기반될 수 있다.
도 4는 레짐 1(Pvdd < 2*Vdd인 경우) 하에서의 동작 동안 제 1 내지 제 6 제어가능한 반도체 스위치들(201-206)의 개별 예시적인 게이트 제어 신호들(Q0-Q5)을 예시한다. 묘사된 게이트 제어 신호들(Q0-Q5)의 생성은 전력 컨버터의 본 실시예의 제 1, 제 2 및 제 3 컨버터 상태들을 유도한다. 제 1 컨버터 상태(401)에서, 제 2, 제 4 및 제 5 스위치들(202, 204 및 205)은 제어 회로(102)에 의해 전도 상태들에 위치되는 반면, 제 1, 제 3 및 제 6 스위치들(201, 203 및 206)은 비-전도 상태들에 위치된다. 이런 제 1 컨버터 상태의 결과적인 전류 또는 전도 경로들은 도 5에서 두꺼운 검정색 라인들(511, 512)로 예시된다. 제 1 컨버터 상태에서, 제 2 DC 출력 전압의 전압 레벨 또는 전위는 부스트 인덕터(L1)(211)와의 단락에 의해 ½ Pvdd로 유지된다. 부스트 인덕터(L1)는 노드(225)에서의 제 2 DC 출력 전압이 Vdd의 DC 전압보다 더 낮은 것을 의미하는 조건/레짐 Pvdd < 2*Vdd로 인해 이런 제 1 컨버터 상태에서 충전된다. 제 2 평활화 캐패시터(C3)는 또한 이 상태에서 거의 최대 ½ Pvdd까지 충전된다. 아래에서 상세히 서술되는 바와 같이, 펌프 캐패시터(C2) 양단 전압은 또한 ½ Pvdd이고, 따라서 제 1 출력 노드(224)에서 제 1 DC 출력 전압의 전압 레벨은 Pvdd이다. 후자의 특징은, 위에서 설명된 바와 같이 C2가 ½ Pvdd의 전압 레벨 전위에 있는 C3와 직렬로 연결되는 것을 주목함으로써 이해될 수 있다. 제 1 출력 노드(224)의 전위 또는 전압은 평활화 캐패시터(C4)의 전하에 의해 유지된다. 평활화 캐패시터(C4)의 충전은 아래에서 추가로 상세히 설명된다. 당업자는, 펌프 캐패시터(C2)의 동작이, 제 1 DC 출력 전압의 전압 레벨이 자동으로 제 2 DC 출력 전압의 실질적으로 2배이도록 조정되는(다시, 로드 하에서 회로 엘리먼트들의 충전 및 방전으로 인한 마진(margin) 내에서) 제 1 DC 출력 전압과 제 2 DC 출력 전압 간의 위에서-언급된 전압 관계를 지원한다는 것을 인식할 것이다.
특정 시간 인터벌 이후, 제어 회로에 의해 결정되는 바와 같이, 컨버터 회로는 인스턴트(402a)에서 도 4의 게이트 제어 신호들의 개별 로직 레벨들에 의해 예시되는 제 2 컨버터 상태로 스위칭된다. 제 2 컨버터 상태에서 스위치 어레인지먼트를 통한 대응하는 전류 경로들(611, 612)은 도 6 상에서 예시된다. 제 2 컨버터 상태에서, 제 1 출력 노드(224) 및 이 노드(224)에 커플링되는 캐패시터(C4)의 제 1 DC 출력 전압은 부스트 인덕터(L1)로부터 전류 경로(611)를 통하여 저장된 전류/에너지의 방전에 의해 충전된다. 게다가, 제 2 출력 노드(225)(제 2 DC 출력 전압(½ Pvdd)에 있음)에 있는 제 2 캐패시터(C3)(213)는 또한 부스트 인덕터(L1)로부터 다른 전류 경로(612)를 통한 전류의 방전에 의해 충전된다. 후자의 전류 경로(612)는 전도 상태들을 통해 또는 제 3 및 제 5 반도체 스위치들(203, 205)의 상태들 상에서 및 펌프 캐패시터(C2)를 통해 연장된다. 제 3 및 제 5 스위치들(203, 205)의 전도 상태들은 펌프 캐패시터(C2) 및 평활화 캐패시터(C3)를 접지에 대해 직렬로 위치시킨다. 게다가, 제 4 스위치(204)의 전도 상태로 인해, 펌프 캐패시터(C2)와 평활화 캐패시터(C3)의 직렬 연결은 제 1 DC 출력 전압(Pvdd)에 있는 평활화 캐패시터(C4)에 병렬로 커플링된다. 당업자는, 직렬 연결된 펌프 캐패시터(C2) 및 평활화 캐패시터(C3) 양단 전압이 종래의 전하 펌프 전력 컨버터의 전하 전달 상태와 유사한 제 1 DC 출력 전압(Pvdd)의 DC 전압 레벨로 강제되는 것을 인식할 것이다. 따라서, 제 2 컨버터 상태에서 반도체 스위치 어레인지먼트의 구성 또는 세팅은 부스트 인덕터(L1)로부터의 방전 전류가 동시에 제 1 DC 출력 전압(Pvdd) 및 제 2 DC 출력 전압(½ Pvdd) 둘 모두를 충전하게 하고 그리고 동시에 직렬 연결된 펌프 캐패시터(C2) 및 평활화 캐패시터(C3)를 제 1 DC 출력 전압(Pvdd)으로 충전하게 한다.
특정 제 2 시간 인터벌 이후, 제어 회로에 의해 결정되는 바와 같이, 컨버터 회로는 인스턴트(403)에서 도 4의 게이트 제어 신호들의 개별 로직 레벨들에 의해 예시되는 제 3 컨버터 상태로 스위칭된다. 제 3 컨버터 상태에서 스위치 어레인지먼트를 통한 대응하는 전류 경로들(711, 712)은 도 7 상에서 두꺼운 라인들에 의해 예시된다. 제 3 컨버터 상태에서, 펌프 캐패시터(C2) 및 평활화 캐패시터(C3)는 제 5 스위치(205)가 오프 또는 비-전도되는 동안, 제 1 스위치(201) 및 제 6 스위치(206)의 전도 상태들로 인해 병렬로 위치된다. 따라서, 펌프 캐패시터(C2) 및 평활화 캐패시터(C3)는 제 3 상태에서 전하 재분배에 영향을 받는다. 부스트 인덕터(L1)는 또한 제 1 컨버터 상태의 경우(도 5 참조)(그러나 전류 경로들은 상이함)인 이런 제 3 컨버터 상태에서 충전된다. 제 1 DC 출력 전압은 평활화 캐패시터(C4) 상에 유지된 전하에 의해 전력을 인가받는다. 제 2 DC 출력 전압(½ Pvdd)은 캐패시터들(C2 및 C3)뿐 아니라, 부스트 인덕터(L1)에 의해 전력을 인가받는다. 펌프 캐패시터(C2)가 C3와 병렬로 배열되기 때문에, 펌프 캐패시터(C2)는 제 1 컨버터 상태의 개시내용과 관련되어 위에서 언급된 바와 같이 ½ Pvdd로 충전된다.
전력 컨버터(100)의 본 실시예에서, 제어 회로(102)는 바람직하게 제 3 컨버터 상태를 빠져나갈 때 제 2 컨버터 상태(402a)로 다시 스위칭하고 그리고 추후 도 4 상에 예시된 바와 같이 레짐 1에 따른 스위칭 사이클을 완료하기 위하여 제 1 컨버터 상태(401)로 되돌아가도록 구성된다. 결과적으로, 도 4는 레짐 1에 따른 몇몇 완전한 스위칭 사이클들을 예시한다.
도 1에 의해 개략적으로 예시된 바와 같이, 제 1 DC 출력 전압(Pvdd)은 전압 조정 루프에 대한 피드백 전압 또는 감지 전압으로서 사용될 수 있다. 스위칭 사이클은 부분적으로 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들 상의 개별 로드들에 의해 결정된다. 예컨대 제 1 DC 출력 전압 상의 로드가 증가하면, 평활화 캐패시터(C4)는 전압 레벨(Pvdd인 경우)을 특정 타겟 범위 또는 경계 내에 유지하도록 더 빈번하게 재충전되어야 한다. 유사하게, 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들의 개별 로드들이 증가하면, 캐패시터(C3)는 마찬가지로 더 빈번하게 재충전될 필요가 있다.
그러나, 제 1 DC 출력 전압이 주로 언로딩되는 경우라도, 제 1 DC 출력 전압은 여전히 피드백 전압으로서 성공적으로 사용될 수 있고 재충전에 대한 필요를 측정할 수 있다. 그 이유는, 제 3 컨버터 상태(도 7에 의해 예시됨)의 동작이 캐패시터들(C2 및 C3) 간의 전하 재분배를 보장하기 때문이다. C3에 의해 유지되는 제 2 DC 출력 전압 상의 높은 로드는 C2 양단의 전압 감소를 유발할 것이다. 전력 컨버터 회로가 제 1 컨버터 상태(도 5에 의해 예시됨)로 다시 전이할 때, 전하는 캐패시터들(C2 및 C4) 간에 재분배되고, 그러므로 제 1 DC 출력 전압의 전압 레벨은, 실질적으로 제 1 DC 출력 전압에 로드가 없더라도, 감소될 것이다. 따라서, 컨버터 상태의 스위치는, 제어 회로가 제 1 DC 출력 전압의 전압 레벨 감소를 검출하기 때문에, 제어 회로에 의해 수행될 것이다.
캐패시터들(C2, C3 및 C4)의 캐패시턴스 값들, 부스트 인덕터 값 및 요구된 스위칭 사이클 패턴 간에 관계가 존재한다. 캐패시터들(C2, C3 및 C4)이 너무 작은 캐패시턴스들을 가지면, 전력 컨버터의 성능은, 회로 임피던스들이 증가하기 때문에 악영향을 받을 수 있다. 캐패시터 캐패시턴스들을 감소시키는 것은 또한 타겟 또는 원하는 DC 출력 전압들이 미리 결정된 제한들에 의해 유지되게 하기 위하여 더 빠른 스위칭 사이클들을 요구한다. 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들의 전압 리플(ripple)은 또한 출력 전압 노드들(225, 224)에서 이용가능한 비교적 작은 전하로 인해 증가한다. 다른 한편, 캐패시터들(C2, C3 및 C4)의 캐패시턴스들이 증가되면, 충전 시간들은 또한 증가하고, 이는 차례로 DC-DC 전압 컨버터의 동작 동안 필요한 충전 시간들뿐 아니라 전력 컨버터의 시작 충전 시간을 증가시킨다. 본 발명이 관련되는 한, 이들 특성들 간의 적당한 밸런스는 디자인 문제이고 최적 캐패시턴스들은 특정 사용 용도 및 성능 제한들에 직면될 때 당업자에 의한 적당한 실험 및/또는 시뮬레이션에 의해 쉽게 결정된다.
제어 회로:
도 4 및 8은 위에서 설명된 컨버터 상태들 및 상태 스위칭을 획득하기 위하여 제어 회로에 의해 생성되는 반도체 스위치들(201-206)의 로직 게이트 제어 신호들을 개략적으로 도시한다. 게이트 제어 신호들은 "온" 및 "오프"로서 도시되고, 이는, 연관된 스위치들이 각각 전도 상태 또는 비-전도 상태에 있는 것을 의미한다. 상이한 스위치 타입들은 "온" 또는 "오프"이도록 하기 위하여 게이트 제어 신호들의 상이한 극성들 및 레벨들을 요구하고, 따라서 실제 게이트 전압들은 상이한 스위치 타입들에 대해 상이하다. 제어 회로의 실제 구현에서, 예시된 로지컬 게이트 제어 신호들은 이에 따라서 원하는 온 및 오프 상태들을 실현하는 게이트 제어 전압들 또는 전위들로 변환되어야 한다.
도 3 상에 묘사된 제어 회로(301)의 예시적인 실시예는 타겟 DC 전압(Vref)과 제 1 DC 출력 전압의 순시 전압 레벨, 공칭적으로 Pvdd 간의 비교를 개략적으로 예시한다. 제 1 DC 출력 전압의 전압 레벨 또는 전위가 도 3에서 Vref에 의해 표현된 특정 DC 타겟 전압 아래로 떨어질 때, 변조 신호(Vmod)는 캐패시터들(C2, C3 및 C4) 및 부스트 인덕터(L1)의 충전을 보장하도록 조정된다. 예시적인 실시예에서, 제어 회로는 전압 제어기(302)를 통하여, 전력 컨버터 회로의 제 1 DC 출력 전압(Pvdd)과 DC 타겟 전압(Vref) 간의 차이를 표현하는 신호를 제공한다.
전압 제어기는 한 쌍의 비교기들(311 및 312)에 인가되는 변조 신호를 생성한다. 이들 비교기들(311 및 312)은 변조 신호(Vmod)를 개별 상보 램프(ramp) 신호들(304a 및 304b)와 비교하여 2개의 펄스-폭 변조 신호들을 게이트 구동기(320)에 제공하도록 구성된다. 차례로 게이트 구동기(320)는 반도체 스위치들(201-206)을 통하여 제 1, 제 2 및 제 3 컨버터 상태들 간에서 컨버터 회로를 스위칭하기 위하여 사용되는 이전에 논의된 게이트 제어 신호들(Q0-Q5)을 생성한다. 따라서 본 실시예는 요구된 게이트 제어 신호들을 제공하기 위하여 2개의 PWM 위상들을 사용한다. 2개의 비교기들의 출력들은 도 4 및 8에서 각각 게이트 제어 신호들 또는 전압들(Q3 및 Q2)에 의해 표현된다. 나머지 게이트 제어 신호들(Q0, Q1, Q4, 및 Q5)은 게이트 제어 신호들(Q2 및 Q3)에 기반되어 로직 회로 섹션에서 유도된다.
도 3에 묘사된 예는 전압 모드 제어기 및 2개의 램프 신호들(304a, 304b)을 사용한다. 제어 회로의 램프 신호들(304a, 304b)은 실질적으로 삼각 파형들로서 도시되지만, 다른 파형 타입들, 예컨대 톱니 반송파들 또는 인버팅된 톱니 반송파들은 또한 다수의 애플리케이션들에서 사용될 수 있다. 청구항의 범위는 도 3에 도시된 개략적인 구현으로 제한되지 않는다. 다양한 컨버터 상태들의 제공 성질은 단순히 디자인 문제이고, 이에 의해 당업자는 익히 안다.
제어 회로는 또한 하나 또는 둘 모두의 출력들에서 리플 전류들 같은 성능 메트릭들의 원하는 특성들/허용오차 요건들에 따라 필요한 대로 스위칭 주파수들을 핸들링한다.
레짐 2: Pvdd > 2* Vdd
레짐 2 동작하에서, 전력 컨버터 회로는 이전에 설명된, 즉 레짐 1에 의해, 즉 부스트 노드(222)와 제 2 DC 출력 전압 간의 충전 전류의 흐름에 의해 부스트 인덕터(L1)를 충전할 수 없다. 대신, 부스트 노드(222)는 바람직하게 제 1 및 제 2 스위치들(201, 202)을 전도시키는 것을 통해, ½ Pvdd보다 오히려 DC 기준 전위, 예컨대 GND에 연결된다. 스위치 어레인지먼트의 이런 상태는 레짐 1 동작에 대해 설명된 제 2 컨버터 상태에 비교될 때, 대안적인 제 2 컨버터 상태, 또는 제 4 컨버터 상태를 표현한다. 도 8은 레짐 2(Pvdd > 2*Vdd인 경우)에 따른 동작 동안 제 1 내지 제 6 제어가능한 반도체 스위치들(201-206)의 개별 예시적인 게이트 제어 신호들(Q0-Q5)을 예시한다. 위에서 논의된 대안적인 제 2 컨버터 상태와 제 2/제 4 컨버터 상태 간의 전류 경로들 측면에서의 차이들은 제 2 컨버터 상태에서 발견된다. 시간 인스턴트들(401 및 403)에서 제 1 및 제 3 컨버터 상태들은 레짐 1 및 레짐 2 동작과 동일하고, 이는 도 4와 도 8을 비교함으로써 명백하다. 그러나, 제 1 및 제 2 스위치들(201, 202)은 대안적인 제 2 컨버터 상태에서 턴 온되거나 전도되고, 제 3, 제 4, 제 5 및 제 6 스위치들(203, 204, 205 및 206)은 스위치 오프되거나 비-전도된다. 시간 인스턴트(402b)에서 이런 대안적인 제 2 컨버터 상태는 도 8에 예시된다. 레짐 1 동작하에서, 도 4의 게이트 제어 신호들의 측면에서 도시되어, 제 1 및 제 2 스위치들은 도 4의 시간 인스턴트(402a)의 상태에 대응하는 오프/비-전도이다. 레짐 2의 대안적인 제 2 컨버터 상태의 전류 경로들(911, 912)은 도 9에 의해 예시된다. 부스트 인덕터(L1)는 전류 경로(911)의 전도되는 제 1 및 제 2 스위치들(201, 202)을 통해 DC 기준 전위에 연결되고 그리고 펌프 캐패시터(C2)는 전류 경로(912)를 통해 평활화 캐패시터(C3)와 직렬로 연결된다.
위에서 설명된 바와 같이, 제 1 및 제 3 컨버터 상태들은 동일한 전류 경로들을 활용한다. 레짐 1(도 4)과 레짐 2(도 8) 간의 게이트 제어 신호들의 비교는 특히, 전류 경로의 변화가 게이트 제어 신호들의 듀티 사이클의 변화의 결과인 것을 도시한다. 예컨대 제 1 및 제 2 스위치들(201, 202)에 대한 온-시간은 제 1 및 제 2 출력 전압들에 따라 증가한다. 레짐 1 동작에 관련된 도 4에서, 제 1 및 제 2 스위치들의 게이트 제어 신호들 각각의 듀티 사이클은 대략 20%이다. 레짐 2 동작에 관련된 도 8에서, 제 1 및 제 2 스위치들 각각의 듀티 사이클은 대략 80%이다. 게이트 제어 신호들이 매우 동일한 회로 토폴로지에 의해 제공되고; 단지 동작 조건들만이 상이한 것을 주목하라. 따라서, 반도체 스위치 어레인지먼트(101)의 회로 토폴로지의 변화는 레짐 2 동작으로 전이하도록 요구받지 않는다. 제어 회로는 듀티 사이클을 자동으로 증가시킬 것이고 그리고 궁극적으로 제 2 컨버터 상태로부터, DC 기준 전위를 통해 부스트 인덕터(L1)의 충전을 수반하는 도 9 상에 묘사된 대안적인 제 2 컨버터 상태로 전이시킬 것이다.
레짐 2 동작의 제 1 컨버터 상태에서, 펌프 캐패시터(C2)는 제 1 출력을 충전시키거나 단지 C4인 평활화 캐패시터(C4)는 레짐 2에서 충전될 수 있다. 레짐 1에서, 그에 반해서, C4는 시간 인스턴트들(401 및 402a)에서 제 1 및 제 2 컨버터 상태들 동안 부스트 인덕터(L1)에 의해 충전된다. 제 3 컨버터 상태에서, 캐패시터들(C2 및 C3)은 병렬로 커플링되고 둘 모두는 부스트 인덕터(L1)에 의해 공급되는 전류에 의해 재충전된다. 이런 상황의 결과는, 부스트 인덕터(L1)가 충전되는 동안 레짐 2에서 요구되는 충전 시간이 결정될 수 없다는 것이다. 전력 컨버터가 시간 인스턴트(402b)에서의 제 2 컨버터 상태로부터 인스턴트(401)에서의 제 1 컨버터 상태, 또는 인스턴트(403)에서의 제 3 컨버터 상태로 스위칭될 때, 캐패시터들은 부스트 인덕터(L1)에 의해 재충전되고 그리고 제어 회로는 요구된 대로 듀티 사이클을 조정할 수 있다.
도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(1000)의 개략적인 블록 다이어그램을 도시한다. 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(1000)는 DC-DC 전력 컨버터 회로(1001) 및 DC-DC 전력 컨버터 회로(1001)에 커플링되고 상기 DC-DC 전력 컨버터 회로(1001)의 동작을 제어하는 제어 회로(1002)를 포함한다.
도 11은 도 10의 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(1000)의 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 회로(1001)의 예시적인 실시예를 예시한다. 트리-레벨 출력 DC-DC 전력 컨버터 회로는 위에서 설명된 듀얼-출력 DC-DC 전력 컨버터 회로와 특정 특징들을 공유한다. 트리-레벨 출력 DC-DC 전력 컨버터 회로들은 또한 부스트 노드(222)에 접합된 제 1 하위 레그 및 제 2 상위 레그를 포함한다. 도 2의 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 회로가 단일 부스트 또는 플로팅 캐패시터(C2)를 포함하는 경우, 도 11의 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 회로(1001)는 제 1 및 제 2 레그들의 중간 노드들의 별개의 쌍들에 연결되는 2개의 별개의 부스트/플라잉 캐패시터들(C1 및 C2)을 포함한다. 반도체 스위치 어레인지먼트의 제 1 레그는 본 실시예에서 DC 기준 전위, 즉 접지/GDN와, 부스트 노드(222) 간에 직렬로 또는 캐스케이드로 연결되는 제 1, 제 2 및 제 3 반도체 스위치들(501, 502, 503)을 포함한다. 반도체 스위치 어레인지먼트는 부스트 노드(222)와 제 1 출력 노드(525)에 있는 제 1 DC 출력 전압(Pvdd) 간에 직렬로 또는 캐스케이드로 연결되는 제 3, 제 4 및 제 5 반도체 스위치들(504, 505, 506)을 포함하는 제 2 레그를 더 포함한다. 제 1 레그는 제 1 및 제 2 반도체 스위치들의 접합 노드에 위치된 제 1 중간 노드(521) 및 제 2 및 제 3 반도체 스위치들의 접합 노드에 위치된 제 2 중간 노드(522)를 포함한다. 제 2 레그는 마찬가지로 제 4 및 제 5 반도체 스위치들의 접합 노드에 위치된 제 3 중간 노드(523) 및 제 5 및 제 6 반도체 스위치들의 접합 노드에 위치된 제 4 중간 노드(524)를 포함한다. 부스트 인덕터(L1)는 DC 입력 전압 공급부(Vdd)에 커플링되는 제 1 단부 및 부스트 노드(222)에 커플링되는 제 2 단부를 가진다. 제 1 펌프 캐패시터(C1)는 제 2 중간 노드(522)와 제 3 중간 노드(523) 간에 커플링되고 그리고 제 2 펌프 캐패시터(C2)는 제 1 중간 노드(521)와 제 4 중간 노드(524) 간에 커플링된다. 아래에서 추가로 상세히 논의되는 바와 같이, 반도체 스위치 어레인지먼트는 다수의 추가 반도체 스위치들(607, 608, 609, 610)을 포함한다.
하나 또는 그 초과의 부스트 캐패시터들(212, 531, 532)은 충전되고 및/또는 그들의 개별 출력 노드들에 전하를 제공하도록 선택적으로 스위칭된다. 도 2의 듀얼-출력 실시예에 비교될 때, 도 11의 트리-레벨 실시예는 추가 DC 출력 전압을 제공하기 위하여 추가 에너지를 저장하기 위한 추가 캐패시터를 포함한다. 3개의-레벨 전력 컨버터에서, 캐패시터(212)는 노드들(224 및 225)을 통하여 듀얼-출력을 제공한다. 도 11의 트리-레벨 전력 컨버터 회로에서, 2개의 캐패시터들, 즉 캐패시터(531) 및 캐패시터(532)는, 제어 회로가 원하는 4개의 출력 레벨들(DC 기준 전압을 포함함)을 획득하기 위하여 스위치들을 사이클링(cycle)하는 개별 충전 및 방전 상태들에서 선택적으로 충전되거나 방전된다.
도 13은 도 10의 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(1000)의 DC-DC 전력 컨버터 회로(1001)로서 사용하기 위한 다른 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 회로(1301)를 예시한다.
본 개시내용, 특히 도 2, 11 및 13의 듀얼-레벨 및 트리-레벨 출력 DC-DC 전력 컨버터들의 개시내용에 기반하여, 이 명세서에서 제시되는 일반적인 발명의 개념은 4-레벨, 5-레벨(등) 부스트 DC-DC 전력 컨버터들을 제공하도록 확장될 수 있다.
도 12a는 트리-레벨 출력을 획득하기 위하여 도 11의 DC-DC 전력 컨버터 회로(1001)의 반도체 스위치들을 제어하기 위한 제어 신호들의 예들을 도시한다. D는 도 11의 제 1 반도체 스위치(501)의 듀티 사이클이다. 도 10의 제어 회로는 각각 스위치들(501-506, 607-610)(도 11 참조)을 통해 일련의 컨버터 상태들 간에서 컨버터 회로(1001)를 스위칭하기 위하여 사용되는 게이트 제어 신호들(Q0-Q9)을 생성하도록 구성된다. 이들 게이트 제어 신호들은 예컨대 도 12b의 제어 회로 같은 제어 회로(1202)에 의해 제공될 수 있다. 제어 회로(1202)는 3개의 비교기들(1212)의 사용을 제외하고 위의 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터에 관련하여 설명된 제어 회로와 유사하다. 3개의 비교기들(1212)은 변조 신호(Vmod)를, 120도 만큼 상대적으로 위상 시프트된 개별 램프 신호들(1205a, 1205b 및 1205c)과 비교한다. 게이트 구동기(1220)는 요구된 게이트 신호들(Q0-Q9)을 제공한다.
유사하게, 도 14a는 도 13의 컨버터 회로(1301)로부터 트리-레벨 출력을 획득하기 위하여 상기 컨버터 회로(1301)의 반도체 스위치들을 제어하기 위한 제어 신호들을 도시한다. D는 도 13의 제 1 반도체 스위치(501)의 듀티 사이클이다. 도 10의 제어 회로는 스위치들(501-510)(도 13 참조)을 통하여 일련의 컨버터 상태들 간에서 컨버터 회로(1301)의 반도체 스위치 어레인지먼트(501, 502, 503, 504, 505, 506, 507, 506, 509, 510, 511, 512)를 스위칭하기 위하여 사용되는 게이트 제어 신호들(Q0-Q11)을 제공한다. 이들 게이트 제어 신호들은 예컨대 도 14b 상에 묘사된 예시적인 제어 회로(1302)에 의해 제공될 수 있다. 제어 회로(1302)는 위의 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터에 관련하여 설명된 제어 회로와 유사하다. 제어 회로(1302)는 변조 신호(Vmod)를, 120도 만큼 상대적으로 위상 시프트된 개별 램프 신호들(1305a, 1305b 및 1305c)과 비교하는 3개의 비교기들(1212)을 사용한다. 게이트 구동기(1320)는 요구된 게이트 신호들(Q0-Q11)을 제공한다. 도 12b의 게이트 구동기(1220) 및 도 14b의 게이트 구동기(1320)에 의해 활용되는 로직 회로는 다소 상이하고, 이는 도 11 및 13의 2개의 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 회로들(1101 및 1301) 간의 아키텍처의 차이들을 반영한다. 듀얼-레벨 부스트 DC-DC 전력 컨버터와 유사하게, 상태들 간의 스위칭은 유리하게 DC 타겟 전압과 DC 출력 전압, 이를테면 제 1 DC 출력 전압의 비교에 기반하여 개시될 수 있다.
전력 인버터들:
도 15는 위에서 설명된 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100)의 이전에 논의된 실시예를 이용하는 듀얼-레벨 전력 인버터(1500)를 예시한다. 인버터 회로(1501)는 DC 기준 전위, 예컨대 표시된 접지, 및 제 1 및 제 2 DC 출력 노드들(224 및 225)(도 1 및 2 참조)에 연결된다. 인버터 회로는 AC 출력을 생성하기 위하여 듀얼-출력 부스트 DC-DC 컨버터에 의해 제공되는 노드들(224 및 225)에서의 제 1 및 제 2 DC 출력 전압들 및 DC 기준 전위를 사용한다. 전력 인버터의 다른 실시예는 차례로 위에서 설명된 바와 같은 적합한 트리-레벨 DC-DC 전력 컨버터 회로들을 이용하는 도 10의 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 같은 트리-레벨 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터를 이용한다. 더 일반적으로, 인버터는 본 발명의 제 1 양상에 따른, N개의 반도체 스위치들을 포함하는 제 1 및 제 2 레그들을 가지는 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터의 실시예에 기반한다.
AC 생성기들:
도 16은 도 15 상에 도시된 듀얼-레벨 인버터(1500), 및 적절한 전력 생성기(1601)를 이용하는 AC 생성기(1600)를 예시한다. 전력 생성기(1601)는 풍력 발전용 터빈 또는 태양 패널 또는 파도-기반 에너지 수확 장치를 포함할 수 있다. 전력 생성기(1601)로부터의 전력은 듀얼-레벨 인버터(1500)의 듀얼-출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터 회로 부분(101)에 대한 입력 전압 공급부로서 사용된다. 출력은 교류(AC)이다.
오디오 증폭기들
도 17은 다수의 출력 DC-DC 전력 컨버터(100, 1000) 및 각각 DC 기준 전위, 제 1 DC 출력 전압 및 제 2 DC 출력 전압에 커플링되는 제 1(GND), 제 2(PVdd) 및 제 3(1/2Pvdd) 전압 공급 레일을 가지는 오디오 회로(1701)를 포함하는 클래스 D 오디오 전력 증폭기(1700)를 예시한다. 오디오 회로는 스피커 로드(1710)에 연결가능한 출력을 포함한다.

Claims (14)

  1. 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100)로서,
    - 직렬로 연결되는 N개의 반도체 스위치들을 포함하는 제 1 레그(leg) ― N은 1보다 더 높은 정수이고, 상기 제 1 레그의 제 1 단부는 DC 기준 전위에 연결되고, 상기 제 1 레그의 제 2 단부는 부스트 노드(222)에 연결됨 ―,
    - 직렬로 연결되는 N개의 반도체 스위치들을 포함하는 제 2 레그 ― 상기 제 2 레그의 제 1 단부는 상기 부스트 노드(222)에 연결되고 그리고 상기 제 2 레그의 제 2 단부는 상기 DC-DC 전력 컨버터의 제 1 DC 출력 전압(Pvdd)을 공급하기 위한 제 1 출력 노드(224)에 연결됨 ―,
    - 상기 부스트 노드(222)에 연결되는 제 1 단부 및 DC 입력 전압 공급부(Vdd)에 연결가능한 제 2 단부를 가지는 인덕터(211),
    - 상기 제 1 레그의 제 1 중간 노드(221)에 연결되는 제 1 단부 및 상기 제 2 레그의 제 2 중간 노드(223)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 1 캐패시터(212),
    - 제 2 DC 출력 전압(1/2 Pvdd)을 제 2 출력 노드(225)를 통해 공급하기 위하여, 제 2 출력 노드(225)를 상기 제 1 캐패시터의 제 1 단부에 선택적으로 커플링하거나 디커플링하기 위한 제 1 추가 반도체 스위치(205),
    - 상기 제 2 출력 노드(225) 또는 존재하는 경우 제 3 출력 노드(526)를 상기 제 1 캐패시터(212)의 제 2 단부에 선택적으로 커플링하거나 디커플링하기 위한 제 2 추가 반도체 스위치(206),
    - 상기 DC 기준 전위와 상기 제 2 출력 노드(225) 간에 연결되는 제 2 캐패시터(213),
    - 상기 DC 기준 전위와 상기 제 1 출력 노드(224) 간에 연결되는 제 3 캐패시터(214)
    를 포함하는 반도체 스위치 어레인지먼트(arrangement)(101); 및
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트(101)의 상기 반도체 스위치들의 개별 제어 단자들에 커플링되는 제어 회로(102)
    를 포함하고, 상기 제어 회로(102)는:
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 상기 부스트 노드(222)로부터 상기 제 2 출력 노드(225) 및 상기 DC 기준 전위 중 적어도 하나로 연장되는 제 1 전류 경로를 통해 상기 인덕터(211)를 충전시키기 위한 제 1 충전 구성으로 위치시키고,
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 상기 제 1 캐패시터(212)를 통해 상기 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 2 전류 경로를 통해 상기 인덕터(211)를 방전시키기 위한 제 1 방전 구성으로 위치시키고,
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 상기 부스트 노드(222)로부터 직접 상기 제 2 레그를 통해 상기 제 1 출력 노드(224)로 연장되는 제 3 전류 경로를 통하여 또는 상기 제 1 캐패시터(212) 및 상기 제 1 레그의 적어도 하나의 반도체 스위치 및 상기 제 2 레그의 하나의 반도체 스위치를 통해 상기 인덕터(211)를 방전시키기 위한 제 2 방전 구성으로 위치시키도록 구성되는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 회로(102)는:
    - 상기 제 1 방전 구성 및 상기 제 2 방전 구성 중 적어도 하나에서 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를 통해 제 1 캐패시터(212) 및 제 2 캐패시터(213)를 직렬로 위치시키고; 그리고
    - 적어도 제 1 충전 구성에서 상기 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를 통해 상기 제 1 캐패시터(212) 및 상기 제 2 캐패시터(213)를 병렬로 위치시키도록 구성되는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제어 회로(102)는, 상기 제 1 출력 전압(Pvdd)이 상기 DC 입력 전압 공급부(Vdd)의 2배보다 더 작은 제 1 레짐 동작에서:
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 상기 부스트 노드(222)로부터 상기 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 1 전류 경로를 통하여 및 상기 부스트 노드(222)로부터 상기 제 1 캐패시터(212)를 통하여 상기 제 1 출력 노드(224)로 연장되는 제 2 전류 경로를 통하여 상기 인덕터(211)를 충전시키기 위한 제 1 컨버터 상태로 위치시키고; 그리고
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트를, 상기 부스트 노드(222)로부터 상기 제 1 출력 노드(224)로 연장되는 제 3 전류 경로를 통하여 및 상기 부스트 노드(222)로부터 상기 제 1 캐패시터(212)를 통하여 상기 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 4 전류 경로를 통하여 상기 인덕터(211)를 방전시키기 위한 제 2 컨버터 상태로 위치시키고;
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 상기 부스트 노드(222)로부터 상기 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 5 전류 경로를 통하여 및 상기 부스트 노드(222)로부터 상기 제 1 캐패시터(212)를 통하여 DC 기준 전위로 연장되는 제 6 전류 경로를 통하여 상기 인덕터(211)를 충전시키기 위한 제 3 컨버터 상태로 위치시키거나;
    또는, 상기 제 1 출력 전압(Pvdd)이 상기 DC 입력 전압 공급부(Vdd)의 2배보다 더 큰 제 2 레짐 동작에서:
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 상기 부스트 노드(222)로부터 상기 DC 기준 전위로 연장되는 제 7 전류 경로를 통하여 및 상기 부스트 노드(222)로부터 상기 제 1 캐패시터(212)를 통하여 상기 제 2 출력 노드(225)로 연장되는 제 8 전류 경로를 통하여 상기 인덕터(211)를 충전시키기 위한 제 4 컨버터 상태로 위치시키고; 그리고
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트를, 상기 인덕터(211)를 상기 제 5 전류 경로 및 상기 제 6 전류 경로를 통하여 방전시키기 위한 상기 제 3 컨버터 상태로 위치시키고, 그리고
    - 상기 반도체 스위치 어레인지먼트(101)를, 상기 인덕터(211)를 상기 제 1 전류 경로 및 상기 제 2 전류 경로를 통하여 방전시키기 위한 상기 제 1 컨버터 상태로 위치시키도록 구성되는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    - 상기 제 1 레그는 상기 DC 기준 전위에 연결되는 제 1 단부 및 상기 제 1 중간 노드(221)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 1 반도체 스위치(201)를 포함하고,
    - 상기 제 1 레그는 추가로 상기 제 1 중간 노드에 연결되는 제 1 단부 및 상기 부스트 노드(222)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 2 반도체 스위치(202)를 포함하고,
    - 상기 제 2 레그는 상기 부스트 노드(222)에 연결되는 제 1 단부 및 제 2 중간 노드(223)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 3 반도체 스위치(203)를 포함하고,
    - 상기 제 2 레그는 추가로 상기 제 2 중간 노드(223)에 연결되는 제 1 단부 및 상기 제 1 출력 노드(224)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 4 반도체 스위치(204)를 포함하고,
    - 상기 제 1 캐패시터(212)의 상기 제 1 단부는 상기 제 1 중간 노드(221)에 연결되고, 그리고 상기 제 1 캐패시터의 상기 제 2 단부는 상기 제 2 중간 노드(223)에 연결되고,
    - 상기 제 1 추가 반도체 스위치는 상기 제 1 캐패시터의 상기 제 1 단부에 연결되는 제 1 단부 및 상기 제 2 출력 노드(225)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 5 반도체 스위치(205)이고,
    - 상기 제 2 추가 반도체 스위치는 상기 제 2 출력 노드(225)에 연결되는 제 1 단부, 및 상기 제 1 캐패시터(212)의 상기 제 2 단부에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 6 반도체 스위치(206)인,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    - 상기 제 1 레그는 상기 DC 기준 전위에 있는 제 1 단부 및 제 1 중간 노드(521)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 1 반도체 스위치(501)를 포함하고,
    - 상기 제 1 레그는 상기 제 1 중간 노드(521)에 연결되는 제 1 단부 및 제 2 중간 노드(522)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 2 반도체 스위치(502)를 포함하고,
    - 상기 제 1 레그는 상기 제 2 중간 노드(522)에 연결되는 제 1 단부 및 상기 부스트 노드(222)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 3 반도체 스위치(503)를 포함하고,
    - 상기 제 2 레그는 상기 부스트 노드(222)에 연결되는 제 1 단부 및 제 3 중간 노드(523)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 4 반도체 스위치(504)를 포함하고,
    - 상기 제 2 레그는 상기 제 3 중간 노드(523)에 연결되는 제 1 단부 및 제 4 중간 노드(524)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 5 반도체 스위치(505)를 포함하고,
    - 상기 제 2 레그는 상기 제 4 중간 노드(524)에 연결되는 제 1 단부 및 제 1 출력 노드(525)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 6 반도체 스위치(506)를 포함하고,
    - 제 1 캐패시터(531)의 제 1 단부는 상기 제 1 중간 노드(521)에 연결되고, 그리고 상기 제 1 캐패시터(531)의 제 2 단부는 상기 제 4 중간 노드(524)에 연결되고,
    - 제 4 캐패시터(532)의 제 1 단부는 상기 제 2 중간 노드(522)에 연결되고, 그리고 상기 제 4 캐패시터의 제 2 단부는 상기 제 3 중간 노드(523)에 연결되고,
    - 제 1 추가 반도체 스위치는 상기 제 1 캐패시터(531)의 상기 제 1 단부에 연결되는 제 1 단부 및 제 2 출력 노드(527)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 7 반도체 스위치(607)이고,
    - 제 2 추가 반도체 스위치는 제 3 출력 노드(526)에 연결되는 제 1 단부 및 상기 제 1 캐패시터(531)의 상기 제 2 단부에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 8 반도체 스위치(610)이고, 상기 제 3 출력 노드는 제 3 DC 출력 전압을 제공하고, 그리고
    - 상기 제어 회로는, 상기 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터로 하여금 상기 제 1, 제 2 및 제 3 DC 출력 전압들을 제공하기 위한 복수의 컨버터 상태들에서 동작하게 하도록 동작하고, 상기 제 3 DC 출력 전압은 실질적으로 상기 제 2 DC 출력 전압의 2배이고, 그리고 상기 제 2 DC 출력 전압은 실질적으로 상기 제 1 DC 출력 전압의 1/3이고,
    상기 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터는 추가로:
    - 상기 제 2 중간 노드(522)에 연결되는 제 1 단부 및 상기 제 3 출력 노드(526)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 9 반도체 스위치(609), 및
    - 상기 제 2 출력 노드(527)에 연결되는 제 1 단부 및 상기 제 3 중간 노드(523)에 연결되는 제 2 단부를 가지는 제 10 반도체 스위치(608)를 포함하는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 제어 회로(102)는, 상기 DC-DC 전력 컨버터로 하여금 제 1 컨버터 상태, 제 2 컨버터 상태, 제 3 컨버터 상태, 제 2 컨버터 상태, 제 1 컨버터 상태의 미리 정의된 순차적인 방식에 따라 상기 제 1 컨버터 상태, 제 2 컨버터 상태 및 제 3 컨버터 상태 간에서 스위칭하게 하도록 동작가능한,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 DC 출력 전압의 레벨의 실질적으로 절반인 상기 제 2 DC 출력 전압의 레벨을 제공하도록 구성되는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 반도체 스위치 어레인지먼트의 상기 반도체 스위치들 각각은 n-채널 MOSFET, p-채널 MOSFET, IGBT 및 BJT(bipolar junction transistor) 중 적어도 하나를 포함하는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  9. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 반도체 스위치 어레인지먼트의 상기 반도체 스위치들 각각의 스위칭 주파수는 1 kHz-10 MHz 인터벌, 이를테면 10 kHz 내지 10 MHz 인터벌, 이를테면 10 kHz 내지 1 MHz 인터벌로 놓이는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  10. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 DC 출력 전압, 상기 제 2 DC 출력 전압 또는 존재하면 상기 제 3 DC 출력 전압 또는 상기 제 1 DC 출력 전압 및 상기 제 2 DC 출력 전압 및 상기 제 3 DC 출력 전압의 임의의 조합 중 하나를 표현하는 신호와 DC 타겟 전압 간의 차이를 최소화하도록 구성되는 전압 조정 루프를 더 포함하는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  11. 제 10 항에 있어서,
    - 상기 제 1 출력 노드, 상기 제 2 출력 노드 또는 제 3 출력 노드에 커플링된 제 1 입력 및 상기 DC 타겟 전압을 수신하도록 커플링된 제 2 입력을 가지는 전압 제어기 ― 상기 전압 제어기는 상기 차이를 표현하는 변조 신호를 제공함 ―,
    - 상기 전압 제어기로부터의 변조 신호에 기반하고 램프(ramp) 신호에 기반하는 2 이상의 펄스-폭 변조(PWM) 신호들을 생성하기 위한 펄스-폭 변조기 ― 상기 펄스-폭 변조 신호들의 듀티 사이클(duty cycle)은 상기 변조 신호에 대한 응답으로 상기 차이를 최소화하도록 동작하는 방향으로 변화함 ―, 및
    - 상기 펄스-폭 변조 신호들을 수신하고 그리고 상기 펄스-폭 변조 신호들에 기반하여 게이트 제어 신호들을 생성하도록 구성된 게이트 구동기
    를 더 포함하고,
    상기 게이트 제어 신호들은 상기 DC-DC 전력 컨버터가 상기 반도체 스위치 어레인지먼트를 제 1 구성, 제 2 구성, 제 3 구성, 제 4 구성 중 적어도 2개로 위치시키게 동작가능하게 하도록 구성되는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 각각 180도 및 120도 만큼 서로에 대해 위상 시프트된 2개, 각각 3개의 PWM 신호들을 제공하고, 그리고 상기 게이트 구동기는 상기 2개, 각각 3개의 PWM 신호들에 기반하여 상기 반도체 스위치 어레인지먼트의 상기 반도체 스위치들에 대한 게이트 제어 신호들을 제공하는,
    다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100).
  13. 다중-레벨 전력 인버터(1500)로서,
    - 제 1 항 또는 제 2 항에 따른 다중 출력 DC-DC 전력 컨버터(100, 1000), 및
    - 상기 DC 기준 전위 및 상기 다중 출력 DC-DC 전력 컨버터의 적어도 제 1 및 제 2 DC 출력 전압에 연결되고, 그리고 이에 기반하여 교류(AC) 출력을 제공하도록 구성되는 인버터 회로(1501)
    를 포함하는,
    다중-레벨 전력 인버터(1500).
  14. 제 1 항 또는 제 2 항에 따른 다중 출력 부스트 DC-DC 전력 컨버터(100, 1000)를 포함하는 클래스(class) D 오디오 전력 증폭기(1700)로서,
    상기 클래스 D 오디오 전력 증폭기는 DC 기준 전위, 제 1 DC 출력 전압 및 제 2 DC 출력 전압에 각각 커플링되는 적어도 제 1(GND), 제 2(Pvdd) 및 제 3(1/2Pvdd) 전압 공급 레일을 가지는 오디오 회로(1701)를 포함하고, 상기 오디오 회로는 추가로 스피커 로드에 연결가능한 출력을 포함하는,
    클래스 D 오디오 전력 증폭기(1700).
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