CN101860206B - 三电平降压型变换器 - Google Patents

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一种三电平降压型变换器，它包括有：输入电压源、分压电容电路、箝位电路、开关变换电路和输出滤波电路；其中，分压电容电路将输入电压源进行分压，使得每个电容承担的电压均为输入电压的一半，箝位电路由两个箝位二极管以及箝位电容共同组成，用以保证箝位电容两端的电压为输入电压的一半，开关变换电路以及输出滤波电路对输入电压进行变换以及滤波处理，以获得相对恒定的输出电压；采用本发明的三电平降压型变换器拓扑结构，可以方便的实现箝位电容的自动平衡，而不需要额外的控制电路，电路实现简单，系统可靠性增强。

Description

三电平降压型变换器
技术领域
本发明涉及一种直流-直流变换器，更具体的说涉及一种非隔离型三电平降压型变换器。
背景技术
由于便携式移动通信设备日益广泛应用，为了减小便携式电子产品体积、延长设备使用时间，如何实现高效率、高降压型的直流一直流变换器，已经成为电力电子技术领域的研究重点，也是通信电源和消费类电子中的竞争热点。
常规的非隔离型降压型变换器如图1所示。该变换器由一个功率开关管S1，一个同步整流管Q1，一个滤波电感L和一个输出电容Co组成。电路结构简单、控制方便。由于变换器的电压增益只由功率开关管的占空比决定，在高降压变换场合，比如12V输入、1V输出的消费类电子电源电压调整模块中，功率开关管的占空比非常小，导致功率器件的峰值电流很大，增加了功率器件的开关损耗。在动态调整过程中，变换器的占空比变换范围有限，限制了变换器的带宽，影响了变换器的动态特性。功率器件的电压应力等于输入电压，难以采用低压高性能的功率器件来降低电路的导通损耗。
为了在高降压变换场合拓展变换器的占空比，国内外学者做了大量的研究工作，并取得了一系列的研究成果。一种方案是利用耦合电感的变压器效应来实现电路的高降压变换，但是为了吸收耦合电感的漏感能量，需要增加额外的有源或无源箝位电路。另一种方案是采用内置变压器的方式来拓展电路的占空比，但是该方案需要增加额外的磁芯元件，增加了变换器体积。还有一种方案是采用两级方案，前级采用较低频率工作的常规降压型变换器或开关电容实现的分压电路，后级采用高频工作的常规降压型变换器，该方案的效率较高，但需要两级变换，控制电路相对复杂。为了把两级方案集成在一个变换器内，可以采用电容箝位的三电平降压型变换器，该变换器既拓展了变换器的电压增益，又降低了功率器件的电压应力。但是由于电路参数的差异性，包括功率开关器件的上升沿和下降沿的不同、以及驱动信号的延时等，造成两个开关管的占空比必然存在一定的差异。由于占空比的不一致性，在一个开关周期内，箝位电容的充电和放电电量不一样，导致箝位电容电压难以稳定在输入电压的一半。常规的电容箝位的三电平降压型变换器，通过采样箝位电容上的电压，并增加额外的控制电路才能保证箝位电容上的电压平衡，增加了控制复杂度。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术存在的不足，而提供一种利用箝位二极管和箝位电容组成的混合箝位电路实现箝位电容的自平衡功能的、新的非隔离型混合箝位三电平降压型变换器。
本发明的目的是通过如下技术方案来完成的，所述的三电平降压型变换器，它包括有：分压电容电路、箝位电路、开关变换电路以及输出滤波电路，其中：
分压电容电路，包括两个串联连接的相同规格的第一分压电容和第二分压电容，并且与输入电压源连接组成一回路，以分别在分压电容电路的高端点、低端点以及分压中点获得三个不同电位的电压信号；
开关变换电路，包括第一功率开关、第二功率开关、第一同步整流管、第二同步整流管，所述第一功率开关和第二功率开关、第一同步整流管、第二同步整流管依次串联连接，所述第一功率开关连接至输入电压源正端，所述第二同步整流管连接至输入电压源负端；第一功率开关和第二功率开关以相差180度的时序互补工作，并且工作占空比相同；
箝位电路，包括第一箝位二极管、第二箝位二极管和箝位电容，所述第一箝位二极管的阳极和第二箝位二极管的阴极串联连接，其连接中点连接至所述分压电容电路的分压中点，第一箝位二极管的阴极连接至所述第一功率开关和第二功率开关的连接中点，第二箝位二极管的阳极连接至所述第一同步整流管和第二同步整流管的连接中点，所述箝位电容两端分别连接至所述第一箝位二极管的阴极和所述第二箝位二极管的阳极；
输出滤波电路，其与所述开关变换电路连接，即与所述第二功率开关和所述第一同步整流管的连接中点相连接，以对开关变换电路的输出进行滤波处理，以获得基本恒定的输出电压信号。
本发明还包括有一电感，该电感连接在所述分压电容电路的分压中点和所述第一箝位二极管和第二箝位二极管的连接中点之间的连线上。
或本发明还包括有两个电感，其中一个电感连接在所述第一箝位二极管的阴极和所述箝位电容之间的连线上，另一个电感连接在所述第二箝位二极管的阳极和所述箝位电容之间的连线上。
或本发明还包括有两个电感，其中一个电感连接至所述第一分压电容和所述分压电容电路的分压中点的连线上，另一个电感连接至所述第二分压电容和所述分压电容电路的分压中点的连线上。
本发明所述的所有功率器件的电压应力只有输入电压的一半，因此可以采用低压功率器件来提高电路性能；并且三电平结构拓展了变换器电路的占空比，从而在高降压变换场合时降低了电流纹波，提高了电路动态响应。
附图说明
图1所示为常规的非隔离型降压型直流-直流变换器电路原理图；
图2所示为依据本发明第一实施例的三电平降压型直流-直流变换器电路原理图；
图3所示为图2所示的三电平降压型直流-直流变换器的静态工作波形；
图4A-图4B所示为图2所示的三电平降压型直流-直流变换器的两个开关模态的等效电路结构示意图；
图5A所示为依据本发明第二实施例的三电平降压型直流-直流变换器电路原理图；
图5B所示为依据本发明第三实施例的三电平降压型直流-直流变换器电路原理图；
图5C所示为依据本发明第四实施例的三电平降压型直流-直流变换器电路原理图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行了详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
图2所示为本发明第一实施例的一种三电平降压型直流-直流变换器的电路原理图，它主要包括以下电路结构部分：
由两个相同规格的第一分压电容C1和第二分压电容C2串联连接而形成的分压电容电路，其与输入电压源连接，从而在第一分压电容C1的A端、两个分压电容的连接中点B端以及第二分压电容C2的C端形成三个具有不同电位的电压。
由第一功率开关管S1和第二功率开关管S2，以及第一同步整流管S3和第二同步整流管S4组成的开关变换电路，其中第一功率开关管S1和第二功率开关管S2以及第一同步整流管S3和第二同步整流管S4依次串联连接，第一功率开关管S1连接至输入电压源的正端，第二同步整流管S4连接至输入电压源的负端，用以将输入电压源转换为一组矩形波电压信号，并在第二功率开关管S2和第一同步整流管S3的连接中点D处输出。
由第一箝位二极管DC1和第二箝位二极管DC2以及箝位电容CSS组成的箝位电路，其中第一箝位二极管DC1和第二箝位二极管DC2的连接中点E连接至第一分压电容C1和第二分压电容C2的连接中点A，第一箝位二极管DC1的阴极分别连接至箝位电容CSS的F端，以及第一功率开关管S1和第二功率开关管S2连接中点G点，第二箝位二极管DC2的阳极分别连接至箝位电容CSS的H端，以及第一同步整流管S3和第二同步整流管S4的连接中点I。
由输出电感L和输出电容CO组成的输出滤波电路，其通过第二功率开关管S2和第一同步整流管S3的连接中点D与所述开关变换电路连接，用以接收所述开关变换电路输出的矩形波电压信号，并将其转换为一基本恒定的电压信号，来给所连接的负载供电。
在工作过程中，控制第一功率开关管S1和第二功率开关管S2以相差180°的时序互补工作，并且其工作占空比相同，第一功率开关管S1和第二同步整流管S4的驱动信号互补，第二功率开关管S2和第一同步整流管S3的驱动信号互补。
上述实施例的工作波形图如图3所示，Vphase为第二功率开关管S2的源极与第一同步整流管S3的漏极相连的连接中点D处的电压；IL为流过滤波电感L的电流。
如图3所示，在一个工作周期内，图2所示的依据本发明的第一实施例的三电平降压型直流-直流变换器存在四个开关工作模态：
第一开关工作模态M1：时刻t0至时刻t1，第一功率开关管S1和第一同步整流管S3导通，输入电压对箝位电容CSS进行充电；
第二开关工作模态M2：时刻t1至时刻t2，第一同步整流管S3和第二同步整流管S4导通，电感L进行续流；
第三开关工作模态M3：时刻t2至时刻t3，第二功率开关管S2和第二同步整流管S4导通，箝位电容CSS放电，以通过电感L对负载进行供电；
第四开关工作模态M4：时刻t3至时刻t4，第一同步整流管S3和第二同步整流管S4再次同时导通，电感L进行续流。
第一开关工作模态M1：第二同步整流管S4关断与第一功率开关管S1开通的换流过程：
换流前，第一同步整流管S3和第二同步整流管S4处于导通状态，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2处于关断状态。第二同步整流管S4关断后，给出第一功率开关管S1的门极开通信号，电路进入第一功率开关管S1和第一同步整流管S3导通状态，箝位电容CSS串联在主功率回路上，输入电压对箝位电容CSS充电。
第二开关工作模态M2：第一功率开关管S1关断与第二同步整流管S4开通的换流过程：
换流前，第一功率开关管S1和第一同步整流管S3处于导通状态，第二功率开关管S2和第二同步整流管S4处于关断状态。控制电路控制第一功率开关管S1关断以及第二同步整流管S4开通。电路进入第一同步整流管S3和第二同步整流管S4的续流阶段。
第三开关工作模态M3：第一同步整流管S3关断与第二功率开关管S2开通的换流过程：
换流前，第一同步整流管S3和第二同步整流管S4处于导通状态，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2处于关断状态。控制电路控制第二功率开关管S2和第二同步整流管S4导通。电路进入第二功率开关管S2和第二同步整流管S4导通状态。箝位电容CSS放电，以通过滤波电感L对负载供电。
第四开关工作模态M4：第二功率开关管S2关断与第一同步整流管S3开通的换流过程：
换流前，第二功率开关管S2和第二同步整流管S4处于导通状态，第一功率开关管S1和第二同步整流管S4处于关断状态，控制电路控制第二功率开关管S2关断以及第一同步整流管S3导通，电路进入第一同步整流管S3和第二同步整流管S4续流阶段。
由于电路参数的差异性，包括功率开关器件的上升沿和下降沿的不同、驱动信号的延时等，会造成电路实际占空比的不一致。由于占空比的不一致性，在一个开关周期内，箝位电容CSS的充、放电电量不一样，导致箝位电容CSS上的电压难以稳定在输入电压的1/2。
为了解决该问题，常规的电容箝位的三电平降压型变换器，通常采用增加额外的控制电路，来采样箝位电容上的电压并对其进行控制补偿从而以保证箝位电容CSS上的电压平衡，可见，采用这种实现方案增加了控制复杂度。而利用本发明第一实施例的三电平降压型变换器，可以实现箝位电容CSS的自动平衡，而不需要额外的控制电路。
下面以第一功率开关管S1占空比小于第二功率开关管S2的占空比为例来分析该实施例中箝位电容CSS的自动平衡原理。
由于电路中电路参数的差异性，使得第一功率开关管S1占空比小于第二功率开关管S2的占空比时，此时箝位电容CSS的充电能量小于放电能量，箝位电容CSS上的电压有小于输入电压一半的趋势。在整个电路工作过程中，第一分压电容C1和第二分压电容C2各承当一半的输入电压。如图4A所示，当电路处于第一功率开关管S1导通和第一同步整流管S3导通状态时，第二箝位二极管DC2导通，第一分压电容C1和箝位电容CSS并联，从而使得箝位电容CSS两端的电压与第一分压电容C1两端的电压相等，即均为一半的输入电压。如图4B所示，当电路处于第二功率开关管S2和第二同步整流管S4导通状态时，第一箝位二极管DC1导通，第二分压电容C2和箝位电容CSS并联，从而使得箝位电容CSS两端的电压和第二分压电容C2两端的电压相等，即均为一半的输入电压。
同理，当第一功率开关管S1的占空比大于第二功率开关管S2的占空比时，此时箝位电容CSS的充电能量大于放电能量，箝位电容CSS上的电压有大于输入电压一半的趋势。在整个电路工作过程中，第一分压电容C1和第二分压电容C2各自承担一半的输入电压，当电路处于第一功率开关管S1导通和第一同步整流管S3导通状态时，第二箝位二极管Dc2导通，第一分压电容C1和箝位电容CSS并联，从而使得箝位电容CSS两端的电压与第一分压电容C1两端的电压相等，即均为一半的输入电压。当电路处于第二功率开关管S2和第二同步整流管S4导通状态时，第一箝位二极管DC1导通，第二分压电容C2和箝位电容CSS并联，从而使得箝位电容CSS两端的电压和第二分压电容C2两端的电压相等，即均为一半的输入电压。通过如此箝位电容CSS与不同的分压电容(C1和C2)之间的并联切换，将箝位电容CSS的电压维持在输入电压的一半，实现了箝位电容电压的自动平衡，并且不需要额外的电压平衡控制电路，电路结构实现简单，也提高了系统可靠性。
图5A所示为本发明第二实施例的三电平降压型变换器电路原理图，其在图2所示的三电平降压型变换器拓扑结构的基础上，在第一分压电容和第二分压电容的连接中点以及第一箝位二极管和第二箝位二极管的连接中点之间增加一电感量很小的电感LS，来限制箝位二极管的脉冲电流，以提高系统的可靠性。
图5B所示为本发明第三实施例的三电平降压型变换器电路原理图，其在图2所示的三电平降压型变换器拓扑结构的基础上，分别在第一箝位二极管和箝位电容的连线上，以及第二箝位二极管和箝位电容的连线上增加一电感量很小的电感LS1和LS2，来限制箝位二极管的脉冲电流，以提高系统的可靠性。
图5C所示为本发明第四实施例的三电平降压型变换器电路原理图，其在图2所示的三电平降压型变换器拓扑结构的基础上，分别在第一分压电容和两个分压电容的连接中点之间的连线上以及第二分压电容和两个分压电容的连接中点之间的连线上增加一个电感量很小的电感LS1和LS2，来限制箝位二极管的脉冲电流，以提高系统的可靠性。
其中，图5A、图5B、图5C中所增加的电感的电感量优选为约为10nH左右。在不同的实施例中，可以根据所示变换器的电流水平来具体确定需要的电感的电感量。
以上特定实施例通过图示和文字描述对本发明的三电平降压型直流-直流变换器进行了详细描述。这些实施例并不是完全详尽的，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据上述教导，可以做很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了最好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能最好地利用这个发明。修改的实施例同样也适用于预期的特定应用。本发明的范围为权利要求书全部范围以及其等效物。

Claims (4)

1.一种三电平降压型变换器，其特征在于它包括有：输入电压源、分压电容电路、箝位电路、开关变换电路以及输出滤波电路，其中，
分压电容电路，包括两个串联连接的相同规格的第一分压电容和第二分压电容，并且与输入电压源连接组成一回路，以分别在分压电容电路的高端点、低端点以及分压中点获得三个不同电位的电压信号；
开关变换电路，包括第一功率开关、第二功率开关、第一同步整流管和第二同步整流管，其中，所述第一功率开关、第二功率开关、第一同步整流管和第二同步整流管依次串联连接，所述第一功率开关连接至输入电压源正端，所述第二同步整流管连接至输入电压源负端；所述第一功率开关和所述第二功率开关以相差180度的时序互补工作，并且工作占空比相同；
箝位电路，包括第一箝位二极管、第二箝位二极管和箝位电容，所述第一箝位二极管的阳极和第二箝位二极管的阴极串联连接，其连接中点连接至所述分压电容电路的分压中点，第一箝位二极管的阴极连接至第一功率开关和第二功率开关的连接中点，第二箝位二极管的阳极连接至第一同步整流管和第二同步整流管的连接中点，所述箝位电容两端分别连接至第一箝位二极管的阴极和第二箝位二极管的阳极；
输出滤波电路，其与所述开关变换电路连接，即与所述第二功率开关和所述第一同步整流管的连接中点连接，以对开关变换电路的输出进行滤波处理，以获得基本恒定的输出电压信号。
2.根据权利要求1所述的三电平降压型变换器，其特征在于它还包括有一个电感，该电感连接在所述分压电容电路的分压中点和所述第一箝位二极管和第二箝位二极管的连接中点之间的连线上。
3.根据权利要求1所述的三电平降压型变换器，其特征在于它还包括有两个电感，其中一个电感连接在所述第一箝位二极管的阴极和所述箝位电容之间的连线上，另一个电感连接在所述第二箝位二极管的阳极和所述箝位电容之间的连线上。
4.根据权利要求1所述的三电平降压型变换器，其特征在于它还包括有两个电感，其中一个电感连接至所述第一分压电容和所述分压电容电路的分压中点之间的连线上，另一个电感连接至所述第二分压电容和分压中点之间的连线上。
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