WO2012014912A1

WO2012014912A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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Publication number: WO2012014912A1
Application number: PCT/JP2011/067033
Authority: WO
Inventors: 奥田　達也; 浦壁　隆浩; 小林　勝; 又彦池田; 博敏前川
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2010-07-30
Filing date: 2011-07-27
Publication date: 2012-02-02
Also published as: US9007042B2; JP5457559B2; CN103053104A; DE112011102550T5; CN103053104B; JPWO2012014912A1; US20130119961A1

Abstract

４つのスイッチング素子（Ｓ１）～（Ｓ４）が順に第１～第３の接続部を介して直列に接続された直列回路と並列に高圧側平滑コンデンサが接続され、第１及び第３の接続部間に充放電コンデンサが接続され、リアクトルを介して第２の接続部に印加される低圧側電圧が、（Ｓ１）～（Ｓ４）の開閉により昇圧され上記直列回路から出力されるが、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔとの差に基づき第１制御器（２５）にて第１の演算値を演算し、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差に基づき第２制御器（２６）にて第２の演算値を演算し、制御ブロック（２７），（２８）にて第１及び第２の演算値を加減算し、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２にて（Ｓ１）～（Ｓ４）の導通率を制御して出力電圧と充放電コンデンサ電圧を制御し、（Ｓ１）～（Ｓ４）の過電圧破壊を防止する。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータ

　この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

　従来のＤＣ／ＤＣコンバータとして、半導体スイッチのオン・オフ動作を利用して、リアクトルへのエネルギー蓄積と放出の量をコントロールして直流電源よりも高い電圧に変換を行っているものがある。また、このリアクトルは大形で重いという課題があることから、コンデンサの充放電を利用してリアクトルに印加される電圧を低減し、そのリアクトルに必要なインダクタンス値を低減することによりリアクトルを小形、軽量化する技術がある。このようなものとして、直流電源に接続されるリアクトルＬと、出力電圧の平滑用コンデンサＣ０との間に直流電圧変換部を設け、直流電圧変換部は、第１、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が直列に接続されたスイッチング素子直列回路と、ダイオードＤ１，Ｄ２が直列に接続されたダイオード直列回路とが、ダイオードＤ１の陽極側が第２スイッチング素子Ｓ２側になるようにしてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、ダイオードＤ１，Ｄ２の順に直列に接続された直列回路及び充放電コンデンサＣ１とを有し、充放電コンデンサＣ１がダイオードＤ２とダイオードＤ１との接続部と、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ１との接続部との間に接続され、スイッチング素子Ｓ２とダイオードＤ１との接続部がリアクトルＬを介して直流電源に接続され、直列回路と平滑用コンデンサＣ０とが並列に接続され、第１スイッチング素子Ｓ１のオンにより充放電コンデンサＣ１がダイオードＤ１を介して充電され、第２スイッチング素子Ｓ２のオンにより充放電コンデンサＣ１がダイオードＤ２を介して放電され、この放電電流が平滑用コンデンサＣ０に与えられ、両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を交互にオン状態として直流電源の２倍の電圧を得るものがある（例えば、特許文献１参照）。

特開昭６１－０９２１６２号公報

　従来のＤＣ／ＤＣコンバータは以上のように構成され、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子やダイオード、リアクトルなどの回路損失成分や、スイッチング素子のＯＮ時間のばらつき等の誤差要因がある場合、充放電コンデンサＣ１の端子間電圧は上記誤差要因によって零ボルトから出力電圧Ｖｏまで変動するため、リアクトルのリプル電流が増加し、損失が増加するという問題点があった。さらに、充放電コンデンサＣ１の端子間電圧が変動すると、スイッチング素子などの半導体素子に印加される電圧に不平衡が発生するため、半導体素子が過電圧破壊するおそれがあった。例えば、充放電コンデンサＣ１の端子間電圧が低下した場合はスイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ２に印加される電圧が増加し、逆に、充放電コンデンサＣ１の端子間電圧が増加した場合はスイッチング素子Ｓ２とダイオードＤ１に印加される電圧が増加する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータの高圧側端子から回生電力が流入し、回生電力によって出力電圧Ｖｏが上昇した場合、出力電圧Ｖｏの上昇した電圧は全てスイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ２に印加されるため、開閉機能を有する半導体回路としてのスイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ２が過電圧破壊するおそれがあった。

　このような不具合発生を防止するためには、スイッチング素子とダイオードの素子耐圧を出力電圧最大値よりも大きくする必要があり、このため、余分なコスト増加や効率低下を招く要因となっていた。

　この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータの開閉機能を有する半導体回路の過電圧破壊を防止できるＤＣ／ＤＣコンバータを得ることを目的とする。

　この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
　低圧側電圧を保持する低圧側平滑コンデンサ、負極側端子が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側平滑コンデンサ、一端が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続された第１の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第２の半導体回路、一端が前記第２の半導体回路の他端に接続された第３の半導体回路、一端が前記第３の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第４の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路と前記第２の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第３の半導体回路と前記第４の半導体回路との中間接続点に接続された中間コンデンサ、および前記各半導体回路を制御する制御装置を備え、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能をを持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側平滑コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側平滑コンデンサに出力する昇圧動作、および／または、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側平滑コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側平滑コンデンサに出力する降圧動作が可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
　前記制御装置は、第１の演算部と第２の演算部と開閉制御部とを有し、
　前記第１の演算部は前記高圧側電圧の指令値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧、または、前記低圧側電圧の指令値と前記低圧側電圧の検出値との差電圧に基づいて第１の演算値を算出し、
　前記第２の演算部は前記中間コンデンサの電圧指令値と前記中間コンデンサの電圧検出値との差電圧に基づいて第２の演算値を演算し、
　前記開閉制御部は前記第１の演算値と前記第２の演算値とに基づいて通電率を求め、この通電率に基づき前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第１および第２の半導体回路または前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第３および第４の半導体回路の開閉動作を制御することによって前記高圧側電圧または前記低圧側電圧及び前記充放電コンデンサの電圧を制御するものである。

　この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
　低圧側電圧を保持する低圧側平滑コンデンサ、負極側端子が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側平滑コンデンサ、一端が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続された第１の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第２の半導体回路、一端が前記第２の半導体回路の他端に接続された第３の半導体回路、一端が前記第３の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第４の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路と前記第２の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第３の半導体回路と前記第４の半導体回路との中間接続点に接続された中間コンデンサ、および前記各半導体回路を制御する制御装置を備え、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能をを持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側平滑コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側平滑コンデンサに出力する昇圧動作、および／または、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側平滑コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側平滑コンデンサに出力する降圧動作が可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
　前記制御装置は、第１の演算部と第２の演算部と開閉制御部とを有し、
　前記第１の演算部は前記高圧側電圧の指令値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧、または、前記低圧側電圧の指令値と前記低圧側電圧の検出値との差電圧に基づいて第１の演算値を算出し、
　前記第２の演算部は前記中間コンデンサの電圧指令値と前記中間コンデンサの電圧検出値との差電圧に基づいて第２の演算値を演算し、
　前記開閉制御部は前記第１の演算値と前記第２の演算値とに基づいて通電率を求め、この通電率に基づき前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第１および第２の半導体回路または前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第３および第４の半導体回路の開閉動作を制御することによって前記高圧側電圧または前記低圧側電圧及び前記充放電コンデンサの電圧を制御するものであるので、開閉機能を有する半導体回路の過電圧破壊を防止できる。

この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。図１の制御装置の構成を示す回路図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードを示す説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。この発明の実施の形態１による別の制御装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態１によるさらに別の制御装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態１によるさらに別の制御装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態１による別のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。この発明の実施の形態２による制御装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態２による別の制御装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。図１４の制御装置の構成を示す回路図である。図１４の制御装置の動作説明図である。図１４の制御装置の動作説明図である。この発明の実施の形態３による別の制御装置の構成を示す回路図である。図１８の制御装置の動作説明図である。この発明の実施の形態３による別の制御装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態３による別の制御装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。図２２の制御装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。図２４の制御装置の構成を示す回路図である。降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。

実施の形態１．
　図１～図１１は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１はＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図、図２は図１の制御装置の構成を示す回路図、図３は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードを示す説明図である。図４～図７は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図８はこの発明の実施の形態１による別の制御装置の構成を示す回路図、図９はこの発明の実施の形態１によるさらに別の制御装置の構成を示す回路図、図１０はこの発明の実施の形態１によるさらに別の制御装置の構成を示す回路図、図１１はこの発明の実施の形態１によるさらに別のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。

　図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、低圧側と高圧側との間で双方向の電力変換が可能な双方向型のものであり、端子群及びそれぞれ第１、第２、第３、第４の端子としての第１端子１００ａ、第２端子１００ｂ、第３端子１００ｃ、第４端子１００ｄを有し、低圧側の端子である第１端子１００ａ（Ｖｃｏｍ）－第２端子１００ｂ（ＶＬ）間に入力された直流の入力電圧Ｖｉｎを、入力電圧Ｖｉｎ以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧Ｖｏｕｔを高圧側の端子である第３端子１００ｃ（Ｖｃｏｍ）－第４端子１００ｄ（ＶＨ）間に出力するものである。図１では、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間にはバッテリ２を、第３端子１００ｃ－第４端子１００ｄ間には電動機３を接続している。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、コンデンサ装置としての低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）と、リアクトル１２（Ｌ）と、直流電圧変換部１０１と、電圧センサ１０３と、電圧センサ１０４と、電流センサ１０５と、制御装置１０９とを有している。

　低圧側平滑コンデンサ１１は、その一方の端子が第１端子１００ａに、他方の端子が第２端子１００ｂに接続され、入力電圧Ｖｉｎを平滑化する。第１端子１００ａと第３端子１００ｃとは共通に接続されている。なお、第１端子１００ａと第３端子１００ｃとを兼用してもよい。リアクトル１２（Ｌ）はエネルギー蓄積用であり、第２端子１００ｂと、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３との接続部である第２接続部１０１ｃ（後述）とに接続されている。直流電圧変換部１０１は、半導体回路直列回路としてのスイッチング素子直列回路１０１ａ及び充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）を有し、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔまで昇圧する。スイッチング素子直列回路１０１ａは、第１～第４の半導体回路としての４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が第１接続部、第２接続部、第３接続部１０１ｂ，１０１ｃ，１０１ｄをそれぞれ介してこの順に直列に接続されて構成されている。各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられ、この実施の形態においてはゲート信号がハイ（Ｈｉｇｈ）の時にオンする。第１接続部１０１ｂと第３接続部１０１ｄとに、充放電コンデンサ１０１ｆが接続されている。

　スイッチング素子Ｓ１の第１接続部１０１ｂと反対側が第１端子１００ａに接続され、第２接続部１０１ｃがリアクトル１２を介して第２端子１００ｂに接続されている。スイッチング素子直列回路１０１ａの両端が第３端子１００ｃ、第４端子１００ｄに接続され、かつ第１端子１００ａと第３端子１００ｃとが共通に接続され、第１端子１００ａ、第２端子１００ｂが低圧側とされ、第３端子１００ｃ、第４端子１００ｄが高圧側とされている。より詳細には、スイッチング素子Ｓ１のエミッタ端子は第１端子１００ａに、スイッチング素子Ｓ４のコレクタ端子は第４端子１００ｄに接続されている。スイッチング素子Ｓ２のコレクタ端子とスイッチング素子Ｓ３のエミッタ端子との接続部である第２接続部１０１ｃはリアクトル１２を介して第２端子１００ｂに接続されている。また、充放電コンデンサ１０１ｆは、その一方の端子がスイッチング素子Ｓ１のコレクタ端子とスイッチング素子Ｓ２のエミッタ端子との接続部である第１接続部１０１ｂに、他方の端子がスイッチング素子Ｓ３のコレクタ端子とスイッチング素子Ｓ４のエミッタ端子との接続部である第３接続部１０１ｄに接続されている。

　電圧センサ１０３は、コンデンサ装置及び高圧側コンデンサとしての出力側の高圧側平滑コンデンサ１０８の高圧側出力電圧としての端子間電圧を検出する。電圧センサ１０４は、直流電圧変換部１０１に含まれる充放電コンデンサ１０１ｆの電圧（以下、充放電コンデンサ電圧という）Ｖｃｆを検出する。電流センサ１０５は、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ＩＬを検出する。出力側の高圧側平滑コンデンサ１０８は、直流電圧変換部１０１で昇圧された後の出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する。制御装置１０９は電圧センサ１０３、１０４、電流センサ１０５の検出値に応じて、４つのスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のゲート信号を生成し、直流電圧変換部１０１の各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。

　図２は、制御装置１０９の詳細構成を示す回路図である。図２において、制御装置１０９は、減算器２１、乗算器２２、減算器２３、第１制御ブロック２４、第１制御器２５、第２制御器２６、第２制御ブロック２７、第３制御ブロック２８を有する。第１制御ブロック２４は、乗算器２４ａ、比較器２４ｂ、開閉接点２４ｃ、インバータ２４ｅ、開閉接点２４ｆを有する。第２制御ブロック２７は加算器２７ａと減算器２７ｂを有する。第３制御ブロック２８は、比較器２８ａ、比較器２８ｂ、インバータ２８ｃ、インバータ２８ｄを有する。なお、減算器２１、第１制御器２５がこの発明における第１の演算部であり、乗算器２２、減算器２３、第１制御ブロック２４、第２制御器２６がこの発明における第２の演算部であり、第２制御ブロック２７、第３制御ブロック２８がこの発明における開閉制御部である。また、比較器２４ｂがこの発明におけるリアクトル電流方向検出部である。

　高圧側電圧の指令値としての出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と電圧センサ１０３にて検出された高圧側電圧の検出値としての出力電圧Ｖｏｕｔとが減算器２１に入力され、その差である差電圧ΔＶｏｕｔが第１制御器２５に入力される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが乗算定数が０．５に設定された乗算器２２にて０．５倍されて充放電コンデンサの電圧指令値としての充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊として減算器２３へ出力される。電圧センサ１０４にて検出された充放電コンデンサの電圧検出値としての充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは減算器２３に入力され、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊との差電圧ΔＶｃｆが演算されて、第１制御ブロック２４に出力される。詳細は後述するが、第２制御器２６は充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの差電圧ΔＶｃｆを増幅するものである。なお、この実施の形態においてはリアクトルのリプル電流を最小化するため、上記のように充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊は出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１の値（０．５倍）としている。

　第１制御ブロック２４において、比較器２４ｂに電流センサ１０５にて検出されたリアクトル電流ＩＬが入力され、リアクトル電流ＩＬの極性に応じて開閉接点２４ｃ，２４ｆを開閉することにより、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差電圧ΔＶｃｆの極性を切替えており、リアクトル電流ＩＬが正の場合は差電圧ΔＶｃｆをそのまま出力し、リアクトル電流ＩＬが負の場合は乗算器２４ａにて－１を乗じて極性を反転させてからインバータ２４ｅを介して開閉接点２４ｆを閉成することにより第２制御器２６へ出力する。第２制御ブロック２７には、第１制御器２５の第１の演算値として出力及び第２制御器２６の第２の演算値として出力が入力され、加算器２７ａにて両者が加算されスイッチング素子Ｓ１の通電率としてのＯＮデューティＤ１として第３制御ブロック２８へ出力される。また、減算器２７ｂにて第１制御器２５の出力と第２制御器２６の出力との差が演算されてスイッチング素子Ｓ２の通電率としてのＯＮデューティＤ２として第３制御ブロック２８へ出力される。

　第３制御ブロック２８は、ＰＷＭ信号生成するためのブロックであり、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｇ１は、ＯＮデューティＤ１と第１の三角波ＳＷ１とを比較器２８ａに入力し、両者を比較することにより生成される。スイッチング素子Ｓ２のゲート信号Ｇ２は、ＯＮデューティＤ２と第２の三角波ＳＷ２とを比較器２８ｂを入力し、両者を比較することにより生成される。スイッチング素子Ｓ３のゲート信号Ｇ３として、インバータ２８ｄにて反転されたＧ２の反転信号を出力し、スイッチング素子Ｓ４のゲート信号Ｇ４としてインバータ２８ｃにて反転されたＧ１の反転信号を出力する。ここで、リアクトル１２のリプル電流を最小化するため、第１の三角波ＳＷ１と第２の三角波ＳＷ２との位相を１８０度反転した信号としている。

　次に、このＤＣ／ＤＣコンバータ１００の定常状態における動作について説明する。なお、定常状態とは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４がオン／オフ制御されて出力電圧が安定して得られている時の状態をいう。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作状態として、バッテリ２から電動機３に電力が供給されることにより電動機３を駆動する状態（力行動作）と、電動機３が発電状態で発電した電力がバッテリ２に供給される状態（回生動作）の２つの状態が存在する。

　図３に示すように、定常状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードとしては、モード１～モード４の４つがある。図３（ａ）に示すように、モード１は、Ｓ１とＳ３がオン、Ｓ２とＳ４がオフとなり、力行時は充放電コンデンサ１０１ｆにエネルギーを蓄積する状態、回生時は充放電コンデンサ１０１ｆのエネルギーを放出する状態となる。図３（ｂ）に示すように、モード２は、Ｓ１とＳ３がオフ、Ｓ２とＳ４がオンとなり、力行時は充放電コンデンサ１０１ｆのエネルギーを放出する状態、回生時は充放電コンデンサ１０１ｆにエネルギーを蓄積する状態となる。図３（ｃ）に示すように、モード３は、Ｓ１とＳ２がオフ、Ｓ３とＳ４がオンとなり、力行時はリアクトル１２のエネルギーを放出する状態、回生時はリアクトル１２のエネルギーを蓄積する状態となる。図３（ｄ）に示すように、モード４は、Ｓ１とＳ２がオン、Ｓ３とＳ４がオフとなり、力行時はリアクトル１２にエネルギーを蓄積する状態、回生時はリアクトル１２のエネルギーを放出する状態となる。これらの動作モードの時間比率を適宜調整することにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された低圧側電圧である入力電圧Ｖｉｎを任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第２端子１００ｂ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力することができる。

　ところで、このＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの昇圧比Ｎが２倍未満の場合と、２倍以上の場合とで定常状態における動作が異なる。

　まず、昇圧比Ｎが２倍未満で力行状態の時の動作について説明する。
　図４は、昇圧比Ｎが２倍未満の場合の、各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ＩＬの波形、充放電コンデンサ１０１ｆの電流Ｉｃｆの波形、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの波形を示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
　Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ＞Ｖｃｆ

　スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１（図３（ａ）））では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で低圧側平滑コンデンサ１１からリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ｆに、エネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ３→充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）→スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード３（図３（ｃ）））では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオフ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ１１及び高圧側平滑コンデンサ１０８に移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ３→スイッチング素子Ｓ４→高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２（図３（ｂ）））では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ｆに蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ１１及び高圧側平滑コンデンサ１０８に移行するとともに、リアクトル１２にエネルギーを蓄積する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ２→充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）→スイッチング素子Ｓ４→高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード３）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオフ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ１１及び高圧側平滑コンデンサ１０８に移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ３→スイッチング素子Ｓ４→高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　この一連の「モード１－モード３－モード２－モード３」の動作の繰り返しにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを１倍から２倍未満の任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第２端子１００ｂ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、バッテリ２のエネルギーを電動機３に供給する。

　次に、昇圧比Ｎが２倍以上で力行動作の時の動作について説明する。
　図５は、昇圧比Ｎが２倍以上の場合の、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ＩＬの波形と、充放電コンデンサ１０１ｆの電流（充放電コンデンサ電流）Ｉｃｆの波形と、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの波形を示している。定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
　Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ＞Ｖｉｎ

　スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４（図３（ｄ）））では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で低圧側平滑コンデンサ１１からリアクトル１２にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが、低圧側平滑コンデンサ１１及び充放電コンデンサ１０１ｆに移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ３→充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）→スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で低圧側平滑コンデンサ１１からリアクトル１２にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路でリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ｆに蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ１１及び高圧側平滑コンデンサ１０８に移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ２→充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）→スイッチング素子Ｓ４→高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　この一連の「モード４－モード１－モード４－モード２」の動作の繰り返しにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを２倍以上の任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第２端子１００ｂ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、バッテリ２のエネルギーを電動機３に供給する。

　次に、昇圧比Ｎが２倍未満で回生状態の時の動作について説明する。
　図６は、昇圧比Ｎが２倍未満の場合の、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ＩＬの波形、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆの波形、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの波形を示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
　Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ＞Ｖｃｆ

　スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ｆとリアクトル１２から低圧側平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ３←充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）←スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード３）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオフ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ１０８からリアクトル１２と低圧側平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ３←スイッチング素子Ｓ４←高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ１０８とリアクトル１２から充放電コンデンサ１０１ｆと低圧側平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ２←充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）←スイッチング素子Ｓ４←高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　この一連の「モード１－モード３－モード２－モード３」の動作の繰り返しにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを１倍から２倍未満の任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第２端子１００ｂ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、電動機３の発電エネルギーをバッテリ２に蓄積させる。

　次に、昇圧比Ｎが２倍以上で回生動作の時の動作について説明する。
　図７は、昇圧比Ｎが２倍以上で回生動作時の、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ＩＬの波形と、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆの波形と、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの波形を示している。定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
　Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ＞Ｖｉｎ

　スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路でリアクトル１２から低圧側平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ２←スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ｆからリアクトル１２と低圧側平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ３←充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）←スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路でリアクトル１２から低圧側平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ２←スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ１０８からリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ｆ、低圧側平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ２←充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）←スイッチング素子Ｓ４←高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　この一連の「モード４－モード１－モード４－モード２」の動作の繰り返しにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを２倍以上の任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第２端子１００ｂ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、電動機３の発電エネルギーをバッテリ２に蓄積させる。

　次に、本実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１００の制御装置の動作について説明する。スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティをＤ１、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティをＤ２とすると、スイッチング素子Ｓ３のＯＮデューティは（１－Ｄ２）、スイッチング素子Ｓ４のＯＮデューティは（１－Ｄ１）となる。低圧側平滑コンデンサ１１の静電容量をＣｆ、出力側の高圧側平滑コンデンサ１０８の静電容量をＣｏ、充放電コンデンサ１０１ｆの静電容量をＣｆ、エネルギー蓄積用のリアクトル１２のインダクタンス値をＬ、リアクトルを流れる電流をＩＬ、出力電流をＩｏとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の状態平均方程式は、式（１）で表すことができる。

　定常状態では、式（１）の左辺＝０とすることにより、式（２）～式（４）が得られ、定常状態ではＯＮデューティＤ１とＯＮデューティＤ２を等しくすることにより、理想的には、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとは一定値に収束することが分かる。
　　　Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝１／（１－Ｄ１）　　　　　　　　　　　（２）
　　　ＩＬ＝Ｉｃ／（１－Ｄ１）　　　　　　　　　　　　　　　　（３）
　　　Ｄ１＝Ｄ２　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（４）

　ところが、実際のＤＣ／ＤＣコンバータには、回路の抵抗成分による損失や、ゲート信号の信号遅延のばらつきによるＯＮデューティ誤差などの、理想状態からのずれが存在する。特に、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２の差に対する、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆへの影響は大きく、ＯＮデューティＤ１がＯＮデューティＤ２よりも大きい場合は式（１）より、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは徐々に増加し、最終的には出力電圧Ｖｏｕｔと同じ値となる。逆に、ＯＮデューティＤ１がＯＮデューティＤ２よりも小さい場合は式（１）より、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは徐々に低下し、最終的には零ボルトとなる。

　充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが低下し、零ボルトになると、スイッチング素子Ｓ１がＯＮ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＦＦ状態の時には、出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチング素子Ｓ４のみに印加され、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＮ状態の時には、出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチング素子Ｓ１のみに印加される。逆に、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが増加し、出力電圧Ｖｏｕｔになると、出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチング素子Ｓ２またはスイッチング素子Ｓ３のいずれかに印加される。スイッチング素子の過電圧破壊を防止するためには、スイッチング素子の素子耐圧を出力電圧Ｖｏｕｔ以上にする必要があるため、余分なコスト増加や効率低下の要因となっていた。

　本実施の形態では、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊にするためにフィードバック制御を行う第１制御器２５と、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを充放電コンデンサ１０１ｆの目標電圧（目標充放電コンデンサ電圧）Ｖｃｆ＊にするためにフィードバック制御を行う第２制御器２６を備え、第１及び第２制御器２５，２６の出力値を加算及び減算して加算値及び減算値を求め、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のＯＮデューティ指令としているため、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを所望の値に制御することが可能となる。

　以下、制御装置１０９の詳細動作について説明する。出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて大きい場合は、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるため、第１制御器２５によって、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に小さくするような第１の演算値を出力する。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合は、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるため、第１制御器２５によって、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に大きくするような第１の演算値を出力する。

　充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊になるように制御する場合、式（１）に示したように、力行動作（リアクトル電流ＩＬが正）の場合と回生動作（リアクトル電流ＩＬが負）の場合で収束条件が異なる。
　リアクトル電流ＩＬが正（力行動作）で、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを低下させるため、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を小さく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を大きくするような第２の演算値を出力する。リアクトル電流ＩＬが正（力行動作）で、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを上昇させるため、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくするような第２の演算値を出力する。

　リアクトル電流ＩＬが負（回生動作）で、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを低下させるため、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくするような第２の演算値を出力する。リアクトル電流ＩＬが負（回生動作）で、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを上昇させるため、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を小さく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を大きくするような第２の演算値を出力する。

　このように制御することにより、力行動作、回生動作にかかわらず、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に制御することが可能となる。また、電流センサ１０５は、リアクトル１２を流れる電流極性を判定する機能のみを備えればよいので、安価なものを使用することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を低コストで構成することが可能となる。

　図８は、制御装置の変形例である。図８において、制御装置１１９は、第４制御ブロック３４を有する。第４制御ブロック３４は、ゲインセレクタ３４ａと電流判定器３４ｂとを有する。なお、乗算器２２、減算器２３、第４制御ブロック３４、第２制御器２６がこの発明における第２の演算部である。また電流判定器３４ｂがこの発明におけるリアクトル電流判定部である。図２に示した制御装置１０９においては、第１制御ブロック２４によりリアクトル電流ＩＬの極性に応じて充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差電圧ΔＶｃｆの極性を切替えて第２制御器２６へ出力するようにしているが、図８においては、ゲインセレクタ３４ａに複数の制御ゲインを予め設定しておき、電流判定器３４ｂにてリアクトルのリアクトル電流ＩＬの大きさを判定し、リアクトルのリアクトル電流ＩＬの大きさに応じてゲインセレクタ３４ａにおいて制御ゲインを選択し、差電圧ΔＶｃｆに選択したゲインを乗じて第２制御器２６へ出力し、第２制御器２６はリアクトル電流ＩＬの大きさに応じて変化させた第２の演算値を出力する。その他の構成については、図３に示した制御装置１０９と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。このような構成にすることにより、リアクトル電流変化に伴う制御ゲイン変化量を低減することができるため、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御安定性を向上することが可能となる。

　図９は、制御装置の別の変形例である。図９において、制御装置１２９は、第２制御器２６と第１制御ブロック２４の順番を入れ替えたものである。減算器２３から充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差電圧ΔＶｃｆが第２制御器２６に入力され、増幅されてから、第１制御ブロック２４に入力される。第１制御ブロック２４においては、図２に示した第１制御ブロック２４と同様に、リアクトル電流ＩＬの極性に応じて第２制御器２６の出力の極性を切替え、第２の演算値として出力する。その他の構成については、図２に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。このような構成にすれば、第２制御器２６の応答遅れの影響をほぼ無視することができるため、力行動作と回生動作が頻繁に切り替わる場合においても、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを高速に制御することが可能となる。

　図１０は、制御装置のさらに別の変形例である。図１０において、制御装置１３９は、第５制御ブロック４４を有する。第５制御ブロック４４は、第２の演算値調整部としての除算器４４ａとリミッタ４４ｂとを有する。なお、乗算器２２、減算器２３、第５制御ブロック４４、第２制御器２６がこの発明における第２の演算部である。減算器２３から出力された充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差電圧ΔＶｃｆを、除算器４４ａにおいてリミッタ４４ｂを介して入力されたリアクトル電流ＩＬで除算し、当該除算値を第２制御器２６に入力する。この場合、除算器４４ａにおいて割り算の分母が零となるのを避けるため、リアクトル電流ＩＬはリミッタ４４ｂを介して除算器４４ａへ入力する。このように構成にすれば、除算器４４ａにて除算するので、リアクトル電流ＩＬの大きさに応じて第２制御器２６への入力を変化させることになり、第２制御器２６からの出力される第２の演算値もリアクトル電流ＩＬの大きさに応じて調整され、充放電コンデンサ１０１ｆの制御応答性がリアクトル電流ＩＬの大きさによらず一定となるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力電力が小さい場合でも充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを高速に制御することが可能となる。

　また、以上の制御装置１０９，１１９，１２９等において、第２制御ブロック２７は、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１は加算器２７ａによって第１制御器２５の出力と第２制御器２６の出力との加算値を用い、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２は減算器２７ｂによって第１制御器２５の出力から第２制御器２６の出力を減算した減算値を用いるものを示したが、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１は第１制御器２５の出力と第２制御器２６の出力との加算値とし、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２は第１制御器２５の出力値をそのまま用いることもできる。同様に、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１は第１制御器２５の出力値をそのまま用い、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２は第１制御器２５の出力から第２制御器２６の出力を減算した減算値を用いることもできる。

　また、第２制御ブロック２７において、ＯＮデューティＤ１，Ｄ２のいずれかが負の値となる場合は、ＯＮデューティＤ１からＯＮデューティＤ２を減算した値を一定に保ちつつ、負となる方のＯＮデューティを零に固定する構成としてもよい。例えば、第１制御器２５の出力値が０．１、第２制御器２６の出力値が０．２の場合、ＯＮデューティＤ１は加算値＝０．３と正の値となるが、ＯＮデューティＤ２は減算値＝－０．１と負の値となるため、ＯＮデューティＤ２を零とし、ＯＮデューティＤ１を０．４に補正し、ＯＮデューティの差（Ｄ１－Ｄ２）の値を一定に保つようにする。これにより、充放電コンデンサ１０１ｆの電圧の制御応答性を一定に保つことができるため、出力電力や昇圧比が小さい場合でも充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを高速に制御することが可能となる。

　また、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ＩＬを電流センサではなく、図１１のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧センサ１０６のように、スイッチング素子の開閉端子間電圧からリアクトル電流を推定する構成としてもよい。図１１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の制御装置２０９は、電圧センサ１０６によって、開閉端子間電圧としてのスイッチング素子Ｓ１のコレクタ－エミッタ間電圧Ｖｃｅ１を検出している。スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｇ１がＨｉｇｈの時、コレクタ－エミッタ間電圧Ｖｃｅ１が正であればリアクトル電流ＩＬは正、コレクタ－エミッタ間電圧Ｖｃｅ１が負であればリアクトル電流ＩＬは負となる。このような構成にすることにより、高価な電流センサを用いることなく、力行動作時と回生動作時の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを所望の値に制御することが可能となる。

　また、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ＩＬを推定する方法として、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの変化量より推定することも可能である。図４ないし図７に示されているように、モード１期間の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは、力行動作であれば電圧Ｖｃｆは上昇し、回生動作であれば電圧Ｖｃｆは低下する。同様に、モード２期間の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは、力行動作であれば電圧Ｖｃｆは低下し、回生動作であれば電圧Ｖｃｆは上昇する。このように、モード１期間の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが上昇する場合は力行動作でリアクトル電流ＩＬは正、逆にＶｃｆが低下する場合は回生動作でリアクトル電流ＩＬは負と推定することができる。このような構成にすることにより、高価な電流センサを用いることなく、力行動作時と回生動作時の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを所望の値に制御することが可能となる。

　また、以上の例えば制御装置１０９，１１９等において、減算器２１及び第１制御器２５には高圧側電圧の指令値としての出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と電圧センサ１０３にて検出された高圧側電圧の検出値としての出力電圧Ｖｏｕｔとが入力され、第１の演算値が演算されるものを示したが、低圧側電圧の指令値としての入力電圧目標値Ｖｉｎ＊と低圧側電圧の検出値としての低圧側平滑コンデンサ１１の入力電圧Ｖｉｎが入力され、第１の演算値が演算されるものであってもよい。なお、以上のようにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の開閉に合わせてスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を開閉制御することによりスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４にダイオード素子（一方向導通素子）の機能を持たせ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の開閉に合わせてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を開閉制御することによりスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にダイオード素子（一方向導通素子）の機能を持たせている。

　以上のように、この実施の形態によれば、各種誤差要因が発生した場合や、力行動作と回生動作とが切り替わる場合においても、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを常に所望の一定の値に保つことができるようにして、直流電圧変換部１０１のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４等に低耐圧のものを使用しても素子破壊の危険性を確実に回避することが可能であり、これによって低コストで高効率なＤＣ／ＤＣコンバータを得ることができる。

実施の形態２．
　図１２、図１３は、実施の形態２を示すものであり、図１２は制御装置の構成を示す回路図、図１３は別の制御装置の構成を示す回路図である。この実施の形態は、図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１００における制御装置１０９を次に説明する制御装置２０９に置き換えたものである。図１２において、制御装置２０９は、第３制御器５１、減算器５２、第４制御器５３を有する。第３制御器５１は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧ΔＶｏｕｔを増幅し、リアクトル１２の電流目標値ＩＬ＊を出力し、出力電圧のフィードバック制御を行う。減算器５２は、リアクトル１２の電流目標値ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬとの差電流ΔＩＬを出力する。第４制御器５３は、減算器５２から出力される差電流ΔＩＬを増幅し、電流のフィードバック制御を行う。その他の構成については、図２に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。なお、減算器２１、第３制御器５１、減算器５２、第４制御器５３がこの発明における第１の演算部である。

　次に、制御装置２０９の詳細動作について説明する。出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて大きい場合は、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるため、第３制御器５１は電流目標値ＩＬ＊を小さくする。第４制御器５３は電流目標値ＩＬ＊を小さくするため、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に小さくするような第１の演算値を出力する。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合は、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるため、第３制御器５１は電流目標値ＩＬ＊を大きくする。第４制御器５３は電流目標値ＩＬ＊を大きくするため、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に大きくするような第１の演算値を出力する。

　第２制御ブロック２７は、第４制御器５３の出力と第２制御器２６の出力に応じてスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のＯＮデューティを決定するものであり、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１として第４制御器５３の出力と第２制御器２６の出力との加算値を、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２として第４制御器５３の出力と第２制御器２６の出力との減算値を出力する。第２制御器２６、第１制御ブロック２４、第３制御ブロック２８等の動作は、図２の実施の形態１と同じ動作となるため、説明を省略する。

　このように制御することにより、力行動作、回生動作にかかわらず、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊になるように制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊になるように制御することが可能となる。また、第３制御器５１の内側に、第４制御器５３による電流マイナーループを設けることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御安定性と制御応答性を向上することが可能となる。また、第３制御器５１の出力であるリアクトルの電流目標値ＩＬ＊に上下限値を設定することにより、リアクトル電流ＩＬを制限することができるので、電動機の負荷急変時にＤＣ／ＤＣコンバータに過大な電流が流れるのを防止することができ、信頼性の高いＤＣ／ＤＣコンバータを構成することが可能となる。

　また、図１３に示すように、制御装置２１９において、第５制御ブロック４４を用いて、除算器４４ａによって充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差電圧ΔＶｃｆをリアクトル電流ＩＬで除算した値を求め、第２制御器２６に入力するようにし、リアクトル電流ＩＬの大きさに応じて第２の演算値の大きさを変化させて出力するようにしてもよい。なお、第５制御ブロック４４の代わりに、図２に示した第１制御ブロック２４を用いることもできる。なお、乗算器２２、減算器２３、第５制御ブロック４４、第２制御器２６がこの発明における第２の演算部である。

　以上のように、この実施の形態によれば、各種誤差要因が発生した場合や、力行動作と回生動作が切り替わる場合においても、出力電圧Ｖｏｕｔ（図１参照）と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ（図１参照）を常に所望の値に保つことができるようにして、直流電圧変換部１０１のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４（図１参照）やこれと逆並列に接続されたダイオードに低耐圧のものを使用しても素子破壊の危険性を確実に回避することが可能であり、これによって低コストで高効率なＤＣ／ＤＣコンバータを得ることができる。

実施の形態３．
　図１４～図２１は、この発明の実施の形態３を示すものであり、図１４はＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図、図１５は図１４の制御装置の構成を示す回路図、図１６及び図１７は図１４の制御装置の動作説明図である。図１８はこの発明の実施の形態３による別の制御装置の構成を示す回路図、図１９は図１８の制御装置の動作説明図、図２０は別の制御装置の構成を示す回路図、図２１はさらに別の制御装置の構成を示す回路図である。図１４において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００と図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１００との相違点は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００が低圧側の電圧である低圧側平滑コンデンサ１１の電圧すなわち入力電圧Ｖｉｎを検出するための電圧センサ１０７を備えていること、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００とバッテリ２の間に開閉器５が設けられていること、制御装置３０９が設けられていることである。

　また、制御装置３０９と図２の制御装置１０９との相違点は、図１５に示すように、第６制御ブロック５４が追加で設けられている点である。第６制御ブロック５４は、異常判定部５４ａと、設定器５４ｂと、ゲインセレクタ５４ｃとを有する。ゲインセレクタ５４ｃは、異常判定部５４ａによる判定結果が異常状態でない場合は第１制御器２５の演算値を選択して第１の演算値として出力し、異常判定部５４ａが異常状態と判定した場合は設定器５４ｂに設定された固定値（例えば０．５）を選択して第１の演算値として出力する。なお、減算器２１、第１制御器２５、第６制御ブロック５４がこの発明における第１の演算部である。また、ゲインセレクタ５４ｃがこの発明における電圧制御用演算値変更部である。

　まず、第６制御ブロック５４がない場合の動作について説明する。図１６は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が入力電圧Ｖｉｎと等しい状態（昇圧比が１倍）で、電動機３が発電機として動作してバッテリ２にエネルギーを伝達する回生動作の時に、開閉器５（図１４）が開放状態になった場合すなわちバッテリ２とＤＣ／ＤＣコンバータ３００との接続が遮断された場合の動作図である。このような状態は、例えば、バッテリ２が満充電状態や異常状態になった場合に、バッテリ２を保護する時に起こりうる。

　時間ｔ１０から時間ｔ１１の期間は、開閉器５が閉状態であり、電動機３が発電したエネルギーはバッテリ２に充電される。出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が入力電圧Ｖｉｎと等しい状態（昇圧比が１倍）では、上記式（２）、式（４）より、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティは共に零となるため、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔはバッテリ電圧Ｖ２とほぼ同じ値となる。時間ｔ１１で開閉器５が開放状態になると、電動機３が発電したエネルギーは低圧側平滑コンデンサ１１、高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）に蓄積されるため、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、時間ｔ１２において電動機３の最大発電電圧Ｖ３まで達する。この状態では、出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて大きくなるので、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるため、制御装置３０９は、第１制御器２５によってスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に小さくする方向に作用する。そのため、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティは共に零となる状態が継続されることになり、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは時間ｔ１２の時の値Ｖ１を維持する。

　その結果、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３に印加される電圧はＶ１、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４に印加される電圧はＶ３－Ｖ１となり、各スイッチング素子に印加される電圧が不均一となる。電動機３の最大発電電圧Ｖ３が大きい場合、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４に印加される電圧が増大し、過電圧破壊となるおそれがある。過電圧破壊を防止するためには、スイッチング素子の素子耐圧を電動機３の最大発電電圧Ｖ３よりも大きくする必要があり、このため、余分なコスト増加や効率低下の要因となる。

　次に、第６制御ブロック５４がある場合の動作について説明する。図１７は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が入力電圧Ｖｉｎと等しい状態（昇圧比が１倍）で、電動機３が発電してバッテリ２にエネルギーを伝達する回生動作している時に、開閉器５が開放状態になった場合の動作図である。

　時間ｔ２０から時間ｔ２１の期間は、開閉器５が閉状態であり、電動機３が発電したエネルギーはバッテリ２に充電される。この時、リアクトル１２には電動機３からバッテリ２の方向に電流が流れる。出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が入力電圧Ｖｉｎと等しい状態（昇圧比が１倍）では、式（２）、式（４）より、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティは共に零となるため、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔはバッテリ電圧Ｖ２とほぼ同じ値となる。時間ｔ２１で開閉器５が開放状態になると、電動機３が発電したエネルギーはバッテリ２へは流れず、低圧側平滑コンデンサ１１及び高圧側平滑コンデンサ１０８に蓄積されるため、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。時間ｔ２２において、入力電圧Ｖｉｎが予め決められた閾値電圧Ｖｏｖ以上になると、異常判定部５４ａが異常状態と判定し、ゲインセレクタ５４ｃは第１制御器２５の出力ではなく固定値０．５を選択し出力する。ゲインセレクタ５４ｃが固定値０．５を出力した場合、式（２）、式（４）より、入力電圧Ｖｉｎは定常的には出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１の電圧になるため、ＤＣ／ＤＣコンバータは入力電圧Ｖｉｎを低下させる方向に動作する。

　入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１に到達するまでの時間ｔ２２から時間ｔ２３の期間の途中においては、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ＩＬは負（電動機３から低圧側平滑コンデンサ１１への方向、回生動作）から正（力行動作）となりその後再び負となる。この時間ｔ２１から時間ｔ２３までの期間は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊（Ｖｃｆ＊＝出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１）以下のため、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを上昇させるために、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくする。入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１に到達するまでの時間ｔ２３から時間ｔ２４の期間は、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ＩＬは負（回生動作）となり、電動機３からバッテリ２の方向に電流が流れる。図１７のように、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊より低い場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを上昇させるために、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を小さく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を大きくする。これにより、時間ｔ２４以降の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを出力電圧Ｖｏｕｔの５０％の一定の値に制御することができる。

　このように動作させることにより、回生動作時に開閉器５が開放状態になった場合においても、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを所望の電圧（この実施の形態においては、出力電圧Ｖｏｕｔの５０％の一定の値）に制御することが可能となり、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４に印加される電圧を均等にすることができる。
　なお、図１５においては、設定器５４ｂに設定する設定値を０．５としたが、１．０以下の任意の固定値としてもよい。

　また、図１８に示すように、制御装置３１９において、第７制御ブロック６４を設けている。第７制御ブロック６４は、異常判定部５４ａ、可変設定器６４ｂ、ゲインセレクタ６４ｃを有する。可変設定器６４ｂに設定する設定値を固定値にしないで時間とともに変化する値とし、例えば図１９に示すように、時間ｔ２２から充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが所望の値Ｖｃｆ１に到達する時間ｔ２５までの間、入力電圧目標値Ｖｉｎ＊を変化させてもよい。このように動作させることにより、回生動作時に開閉器５が開放状態になった場合においても、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを所望の電圧に制御することが可能となるだけでなく、入力電圧Ｖｉｎも所望の電圧に安定動作させることが可能となる。なお、減算器２１、第１制御器２５、第７制御ブロック６４がこの発明における第１の演算部である。また、ゲインセレクタ６４ｃがこの発明における電圧制御用演算値変更部である。

　また、図２０に示すように、制御装置３２９において、第８制御ブロック７４を設けている。第８制御ブロック７４は、異常判定部５４ａ、減算器７４ａ、第５制御器７４ｂ、ゲインセレクタ７４ｃを有する。異常判定部５４ａが異常状態と判定した場合は、固定値ではなく、第５制御器７４ｂの演算値をゲインセレクタ７４ｃが選択して第１の演算値として出力する。第５制御器７４ｂは、入力電圧目標値Ｖｉｎ＊と入力電圧Ｖｉｎの差電圧ΔＶｉｎを増幅するフィードバック制御を行うためのものであり、ゲインセレクタ７４ｃ及び第２制御ブロック２７並びに第３制御ブロック２８を介して、入力電圧Ｖｉｎが入力電圧目標値Ｖｉｎ＊に比べて大きい場合は、入力電圧Ｖｉｎを低下させるため、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に大きくする。逆に、入力電圧Ｖｉｎが入力電圧目標値Ｖｉｎ＊に比べて小さい場合は、入力電圧Ｖｉｎを上昇させるため、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に小さくする。入力電圧目標値Ｖｉｎ＊は、異常状態判定後にステップ状に変化させてもよいし、ある時定数を持って変化させてもよい。なお、減算器２１、第１制御器２５、第８制御ブロック７４がこの発明における第１の演算部である。また、ゲインセレクタ７４ｃがこの発明における電圧制御用演算値変更部である。

　また、図２１に示すように、制御装置３３９において、第９制御ブロック８４を設けている。第９制御ブロック８４は、異常判定部５４ａ、減算器８４ａ、第６制御器８４ｂ、ゲインセレクタ８４ｃを有する。異常判定部５４ａが異常状態と判定した場合は、ゲインセレクタ８４ｃは第６制御器８４ｂの演算値を選択して第１の演算値として出力する。異常判定部５４ａによる判定結果が異常状態でない場合は、第１制御器２５の演算値を選択して第１の演算値として出力する。第６制御器８４ｂは、リアクトル１２の電流目標値ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬの差電流ΔＩＬを増幅しフィードバック制御を行うためのものであり、ゲインセレクタ８４ｃ及び第２制御ブロック２７並びに第３制御ブロック２８を介して、リアクトル電流ＩＬが目標リアクトル電流ＩＬ＊に比べて大きい場合は、リアクトル電流ＩＬを低下させるため、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に小さくするような出力を出力する。逆に、リアクトル電流ＩＬが目標リアクトル電流ＩＬ＊に比べて小さい場合は、リアクトル電流ＩＬを上昇させるため、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に大きくするような出力を出力する。これにより、リアクトル電流ＩＬがリアクトル１２の電流目標値ＩＬ＊になるように制御される。なお、減算器２１、第１制御器２５、第９制御ブロック８４がこの発明における第１の演算部である。また、ゲインセレクタ８４ｃがこの発明における電流制御用演算値変更部である。

　このように動作させることにより、回生動作時に開閉器５が開放状態になった場合においても、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを所望の電圧に制御することが可能となるだけでなく、入力電圧Ｖｉｎも所望の電圧に安定動作させることが可能となる。

　なお、上記各実施の形態では、スイッチング機能を有する第１及び第２の半導体回路としてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を用い、第３及び第４の半導体回路として同様にスイッチング機能を有するスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を用い、低圧側電圧を昇圧して出力する昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを示した。直流電圧を降圧する降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの場合は、スイッチング機能を有する第３及び第４の半導体回路としてスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を用い、第１及び第２の半導体回路として同様にスイッチング機能を有するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を用いる。この場合も、同様にスイッチン機能を有する半導体回路としてのスイッチング素子の絶縁破壊を防止することができる。

　以上のように、この実施の形態によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータとバッテリの間に設けられた開閉器が開放状態になった場合においても、充放電コンデンサの端子間電圧を常に所望の値に保つことができるようにして、スイッチング素子やダイオードに低耐圧のものを使用しても素子破壊の危険性を確実に回避することが可能であり、これによって低コストで高効率なＤＣ／ＤＣコンバータを得ることができる。

実施の形態４．
　図２２及び図２３は、実施の形態４を示すものであり、図２２はＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図、図２３は図２２の制御装置の構成を示す回路図である。図２２において、実施の形態１ないし実施の形態３との相違点は、ＤＣ／ＤＣコンバータが双方向ＤＣ／ＤＣコンバータではなく、片方向ＤＣ／ＤＣコンバータであることである。片方向ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、低電圧側から高電圧側へ電力伝送する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータと、高電圧側から低電圧側へ電力伝送する降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータがあるが、基本動作は同じであり、本実施の形態は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの例である。図２２において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４００は、端子群及びそれぞれ第１、第２、第３、第４の端子としての第１端子４００ａ、第２端子４００ｂ、第３端子４００ｃ、第４端子４００ｄを有し、低圧側の端子である第１端子４００ａ（Ｖｃｏｍ）－第２端子４００ｂ（ＶＬ）間に入力された直流の入力電圧Ｖｉｎを、入力電圧Ｖｉｎ以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧Ｖｏｕｔを高圧側の端子である第３端子４００ｃ（Ｖｃｏｍ）－第４端子４００ｄ（ＶＨ）間に出力するものである。図２２では、第１端子４００ａ－第２端子４００ｂ間には太陽電池６を、第３端子４００ｃ－第４端子４００ｄ間にはＤＣ／ＡＣ電力変換装置７を介して電力系統８が接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ４００は、低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）と、リアクトル１２（Ｌ）と、直流電圧変換部４０１と、電圧センサ１０３と、電圧センサ１０４と、出力側の高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）と、制御装置４０９とを有している。

　そして、低圧側の端子である第１端子４００ａ、第１端子４００ｂ間に接続された太陽電池６の電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータ４００によって昇圧し高圧側の端子である第３端子４００ｃ，４００ｄ間に出力している。ＤＣ／ＡＣ電力変換装置７は、第３端子４００ｃ、第４端子４００ｄ間の直流電圧を交流電圧に変換し、電力系統８に送出している。直流電圧変換部４０１は、半導体回路直列回路としてのスイッチング素子・ダイオード直列回路４０１ａと充放電コンデンサ１０１ｆとを有する。スイッチング素子・ダイオード直列回路４０１ａは、スイッチング機能を有する第１及び第２の半導体回路としてのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と第３及び第４の半導体回路並びに一方向導通素子としての２つのシリコンカーバイト製のダイオードＤ３、Ｄ４とが第１接続部４０１ｂ，第２接続部４０１ｃ，第３接続部４０１ｄをそれぞれ介してこの順に直列接続されて構成されている。このスイッチング素子・ダイオード直列回路４０１ａは、図１におけるスイッチング素子直列回路１０１ａのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４をダイオードＤ３、Ｄ４に置き換えたものである。

　スイッチング素子Ｓ１のエミッタ端子は第１端子４００ａに、ダイオードＤ４の陰極側は第４端子４００ｄに接続されている。スイッチング素子Ｓ２のコレクタ端子とダイオードＤ３の陽極側との接続部である第２接続部４０１ｃはリアクトル１２を介して第２端子４００ｂに接続されている。また、充放電コンデンサ１０１ｆは、その一方の端子がスイッチング素子Ｓ１のコレクタ端子とスイッチング素子Ｓ２のエミッタ端子との接続部である第１接続部４０１ｂに、他方の端子がダイオードＤ３の陰極側とダイオードＤ４の陽極側との接続部である第３接続部４０１ｄにそれぞれ接続されている。第１端子４００ａと第４端子４００ｄは、共通に接続されている。制御装置４０９は電圧センサ１０３、１０４の検出値に応じて、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号を生成し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を動作させる。

　図２３は、制御装置４０９の詳細を示す回路図であるが、図２３において第１制御器２５は出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧ΔＶｏｕｔを増幅し出力電圧のフィードバック制御を行う。第２制御器２６は充放電コンデンサ目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差電圧ΔＶｃｆを増幅し充放電コンデンサ１０１ｆの電圧のフィードバック制御を行う。リアクトル１２のリプル電流を最小化するため、充放電コンデンサ目標値Ｖｃｆ＊は実施の形態１と同様に出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１の値（０．５倍）としている。第２制御ブロック２７は、第１制御器２５の出力と第２制御器２６の出力とに応じてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のＯＮデューティＤ１，Ｄ２を決定するものであり、第１制御器２５の出力と第２制御器２６の出力とを加算器２７ａにて加算してスイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１として出力し、第１制御器２５の出力から第２制御器２６の出力を減算器２７ｂにて減算しスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２として出力する。

　制御ブロック４２８はＰＷＭ信号生成ブロックであり、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｇ１はスイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１と第１の三角波ＳＷ１とが比較器２８ａによって比較されて生成され、スイッチング素子Ｓ２のゲート信号Ｇ２はスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２と第２の三角波ＳＷ２とが比較器２８ｂによって比較されて生成される。ここで、リアクトル１２のリプル電流を最小化するため、第１の三角波ＳＷ１の位相に対し第２の三角波ＳＷ２の位相を１８０度反転した三角波信号としている。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付している。

　次に、制御装置４０９の詳細動作について説明する。出力電圧Ｖｏｕｔが目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に比べて大きい場合は、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるため、第１制御器２５の出力を減少させることによって、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ１，Ｄ２を共に小さくする。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合は、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるため、第１制御器２５の出力を増加させることによって、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に大きくする。

　充放電コンデンサ１０１ｆの充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを低下させるため、第２制御器２６の出力を減少させることによって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を小さく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を大きくする。充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを上昇させるため、第２制御器２６の出力を増加させることによって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくする。

　このように制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔを目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に制御することが可能となる。また、電力伝送方向が片方向のみのため、実施の形態１における電流センサ１０５（図１）と第１制御ブロック２４（図２）が不要となるため、ＤＣ／ＤＣコンバータのコストを低減できる。

実施の形態５．
　図２４～図２６は、実施の形態５を示すものであり、図２４はＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図、図２５は図２４の制御装置の構成を示す回路図、図２６は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。本実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ５００は、低圧側の端子である第１端子４００ａ（Ｖｃｏｍ）－第２端子４００ｂ（ＶＬ）間に接続された太陽電池６の電圧を昇圧し、高圧側の端子である第３端子４００ｃ（Ｖｃｏｍ）－第４端子４００ｄ（ＶＨ）間に出力する昇圧動作は実施の形態４と同様であるが、制御対象は高圧側の端子である第３端子４００ｃ－第４端子４００ｄ間電圧ではなく、低圧側の端子である第１端子４００ａ－第２端子４００ｂ間電圧としている。これは、太陽電池６が発電できる電力は太陽電池６の電圧（動作電圧）に大きく依存しているため、周知の太陽電池電圧を出力が最大となる入力電圧目標値Ｖｉｎ＊に制御することで、発電できる電力量を最大化するためである。

　図２４において、ＤＣ／ＤＣコンバータ５００は制御装置５０９を有する。制御装置５０９は、入力電圧（低圧側電圧）を入力電圧目標値Ｖｉｎ＊に制御するとともに、昇圧後の出力電圧（直流電圧）Ｖｏｕｔが所望の値になるように制御する。ＤＣ／ＡＣ電力変換装置７は、出力電圧Ｖｏｕｔとなる出力電流を算出しつつ、高圧側の端子である第３端子４００ｃ－第４端子４００ｄ間の出力電圧Ｖｏｕｔを交流電圧に変換し、電力系統８に電力を供給する。制御装置５０９は電圧センサ１０３、１０４の検出値に応じて、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号Ｇ１，Ｇ２を生成し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を動作させる。

　図２５は、制御装置５０９の詳細回路を示すものであるが、第１制御器２５は入力電圧目標値Ｖｉｎ＊と入力電圧Ｖｉｎとの差電圧ΔＶｉｎを増幅し入力電圧をフィードバック制御するものであり、第２制御器２６は充放電コンデンサ目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差電圧ΔＶｃｆを増幅し充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆをフィードバック制御するものである。リアクトル１２のリプル電流を最小化するため、充放電コンデンサ目標値Ｖｃｆ＊は出力電圧Ｖｏｕｔの２分の１の値（０．５倍）としている。その他の構成については、図２３に示した実施の形態４と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

　次に、制御装置５０９の詳細動作について説明する。入力電圧Ｖｉｎが入力電圧目標値Ｖｉｎ＊に比べて大きい場合は、入力電圧Ｖｉｎを低下させるため、第１制御器２５の出力を減少させることによって、スイッチング素子Ｓ１とＳ２のＯＮデューティを共に小さくする。逆に、入力電圧Ｖｉｎが入力電圧目標値Ｖｉｎ＊に比べて小さい場合は、入力電圧Ｖｉｎを上昇させるため、第１制御器２５の出力を増加させることによって、スイッチング素子Ｓ１とＳ２のＯＮデューティを共に大きくする。

　充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを低下させるため、第２制御器２６の出力を減少させることによって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を小さく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を大きくする。充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを上昇させるため、第２制御器２６の出力を増加させることによって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくする。

　このように制御することで、入力電圧Ｖｉｎを入力電圧目標値Ｖｉｎ＊に制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に制御することが可能となる。また、電力伝送方向が片方向のみのため、例えば実施の形態１における電流センサ１０５（図１）と第１制御ブロック２４（図２）が不要となるため、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を低コストで構成することが可能となる。なお、上記実施の形態４及び５において、ダイオードＤ３，Ｄ４の代わりに同期整流回路を用いることもできる。

　以上のように、上記図２２や図２４においては、ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング機能を有する第１及び第２の半導体回路としてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を用い、第３及び第４の半導体回路並びに一方向導通素子としてダイオードＤ３，Ｄ４を用い、低圧側電圧を昇圧して出力する昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを示した。しかし、図２６に示すように直流電圧を降圧する降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ６００であっても同様の効果を奏する。図２６において、ＤＣ／ＤＣコンバータ６００は、端子群及びそれぞれ第１、第２、第３、第４の端子としての第１端子６００ａ、第２端子６００ｂ、第３端子６００ｃ、第４端子６００ｄ、及び直流電圧変換部６０１並びに制御装置６０９を有する。また、第１端子６００ａ－第２端子６００ｂ間には図１に示すのと同様のバッテリ２が接続され、第３端子６００ｃ－第４端子６００ｄ間には、直流の発電機９が接続されている。高圧側の端子である第３端子６００ｃ（Ｖｃｏｍ）－第４端子６００ｄ（ＶＨ）間に入力される発電機９からの入力電圧Ｖｉｎを降圧し、低圧側の端子である第１端子６００ａ（Ｖｃｏｍ）－第２端子６００ｂ（ＶＬ）間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力し、バッテリ２を充電するものである。その他の構成については、図２２に示したものと同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。

　直流電圧変換部６０１は、半導体回路直列回路としてのスイッチング素子・ダイオード直列回路６０１ａと充放電コンデンサ１０１ｆとを有する。スイッチング素子・ダイオード直列回路６０１ａは、第１及び第２の半導体回路並びに一方向導通素子としての２つのシリコンカーバイト製のダイオードＤ１，Ｄ２とスイッチング機能を有する第３及び第４の半導体回路としてのスイッチイング素子Ｓ３，Ｓ４とが第１接続部６０１ｂ，第２接続部６０１ｃ，第３接続部６０１ｄをそれぞれ介してこの順に直列接続されて構成されている。このスイッチング素子・ダイオード直列回路６０１ａは、図１におけるスイッチング素子直列回路１０１ａのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をダイオードＤ１，Ｄ２に置き換えたものである。制御装置６０９は降圧動作をするようにスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を開閉制御する点が図２２の制御装置４０９と異なるが、同様にして出力電圧Ｖｏｕｔを目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に制御する。この場合も同様にスイッチング機能を有する半導体回路としてのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４や半導体回路としてのダイオードＤ１，Ｄ２の絶縁破壊を防止することができる。

　また、上記制御装置４０９，５０９において、図８に示した第４制御ブロック３４、図１０に示した第５制御ブロック４４、図１２に示した減算器５２、図１３に示した減算器５２と第５制御ブロック４４との組み合わせることができる。また、制御装置６０９において、図１５に示した第６制御ブロック５４、図１８に示した第７制御ブロック６４、図２０に示した第８制御ブロック７４、図２１に示した第９制御ブロック８４を取り入れてもよい。

　なお、上記各実施の形態では、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４をＩＧＢＴとし、ダイオードＤ３，Ｄ４をシリコンカーバイト製として説明したが、スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴ等としてもよい。また、スイッチング素子やダイオード素子は、シリコンに比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化シリコン（ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子（ダイオード）は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。更に電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。また、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよいが、何れか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよく、この実施の形態に記載したような効果を得ることができる。

Claims

　低圧側電圧を保持する低圧側平滑コンデンサ、負極側端子が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側平滑コンデンサ、一端が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続された第１の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第２の半導体回路、一端が前記第２の半導体回路の他端に接続された第３の半導体回路、一端が前記第３の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第４の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路と前記第２の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第３の半導体回路と前記第４の半導体回路との中間接続点に接続された中間コンデンサ、および前記各半導体回路を制御する制御装置を備え、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側平滑コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側平滑コンデンサに出力する昇圧動作、および／または、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側平滑コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側平滑コンデンサに出力する降圧動作が可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
　前記制御装置は、第１の演算部と第２の演算部と開閉制御部とを有し、
　前記第１の演算部は前記高圧側電圧の指令値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧、または、前記低圧側電圧の指令値と前記低圧側電圧の検出値との差電圧に基づいて第１の演算値を算出し、
　前記第２の演算部は前記中間コンデンサの電圧指令値と前記中間コンデンサの電圧検出値との差電圧に基づいて第２の演算値を演算し、
　前記開閉制御部は前記第１の演算値と前記第２の演算値とに基づいて通電率を求め、この通電率に基づき前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第１および第２の半導体回路または前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第３および第４の半導体回路の開閉動作を制御することによって前記高圧側電圧または前記低圧側電圧及び前記充放電コンデンサの電圧を制御するものであるＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記第１～第４の半導体回路は、全てスイッチング機能を有するものであり、
前記制御装置は、前記第１～第４の半導体回路を開閉制御するものである請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記第１及び第２の半導体回路がスイッチング機能を有するものであるとき前記第３及び第４の半導体回路は一方向導通素子または同期整流回路であり、前記第３及び第４の半導体回路がスイッチング機能を有するものであるとき前記第１及び第２の半導体回路は一方向導通素子または同期整流回路である請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記開閉制御部は、前記第１の演算値と前記第２の演算値との加算値及び前記第１の演算値と前記第２の演算値との減算値に基づいて前記通電率を求めるものである請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記リアクトルを流れる電流の大きさを判定するリアクトル電流判定部を有するものであって、
　前記第２の演算部は、前記リアクトル電流判定部の判定結果に応じて前記第２の演算値の大きさを変化させるものである請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記リアクトルを流れる電流の大きさを判定するリアクトル電流判定部を有するものであって、
　前記第２の演算部は、前記リアクトル電流判定部の判定結果によらず前記第２の演算値の大きさが一定値になるように調整する第２の演算値調整部を有するものである請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記リアクトルを流れる電流の大きさを判定するリアクトル電流判定部を有するものであって、
　前記第１の演算部は、前記高圧側電圧の指令値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧または前記低圧側電圧の指令値と前記低圧側電圧の検出値との差電圧と前記リアクトルを流れる電流の大きさの判定結果とに基づき前記リアクトルを流れる電流が所定値になるように前記第１の演算値を演算するものである請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記第２の演算手段は、前記リアクトルの電流の大きさに応じて前記第２の演算値の大きさを変化させるものであることを特徴とする請求項７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　降圧動作をするＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記第１の演算部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記低圧側電圧が所望の電圧となるように前記第１の演算値の代わりに別の演算値を前記第１の演算値として出力する電圧制御用演算値変更部を有するものである請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記電圧制御用演算値変更部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記低圧側電圧が所望の一定の電圧となるように前記第１の演算値の代わりに前記別の演算値を出力するものである請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記電圧制御用演算値変更部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記低圧側電圧が前記電気機器の接続が遮断される直前の前記低圧側電圧とは大きさの異なる他の電圧になるように前記別の演算値を出力するものである請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記低圧側電圧の指令値が指令されるものであって、
前記電圧制御用演算値変更部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記低圧側電圧が前記低圧側電圧の指令値と一致するように前記別の演算値を出力するものである請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記電気機器は、バッテリである請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　降圧動作をするＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記第１の演算部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記リアクトルから前記低圧側平滑コンデンサに所望の電流が流れるように前記第１の演算値の代わりに別の演算値を出力する電流制御用演算値変更部を有するものである請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記電流制御用演算値変更部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記リアクトルから前記低圧側平滑コンデンサに流れる電流が前記リアクトルを流れる電流を指令するリアクトル電流指令値と一致するように前記別の演算値を出力するものである請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記電気機器は、バッテリである請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記リアクトルを流れる電流の方向を検出するリアクトル電流方向検出部を有するものであって、
　前記第２の演算部は、前記リアクトル電流方向検出部の検出結果に応じて前記第２の演算値の極性を変化させるものである請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記リアクトル電流方向検出部は、電流が流れている前記第１～第４の半導体回路のうちのスイッチング機能を有するものの開閉端子間電圧によって前記リアクトルを流れる電流の方向を検出するものである請求項１７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記リアクトル電流方向検出部は、前記半導体回路の動作状態と前記充放電コンデンサの電圧変化とによって前記リアクトルを流れる電流の方向を検出するものである請求項１７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記半導体回路は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体素子を有するものである請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドである請求項２０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。