WO2016111156A1

WO2016111156A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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Publication number: WO2016111156A1
Application number: PCT/JP2015/085676
Authority: WO
Inventors: 麻衣植中; 祐太小松; 又彦池田
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2015-01-08
Filing date: 2015-12-21
Publication date: 2016-07-14
Also published as: JP6190979B2; US10003264B2; CN107112897A; DE112015005915T5; US20170310219A1; CN107112897B; JPWO2016111156A1

Abstract

ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、４つのスイッチング素子（Ｓ１）～（Ｓ４）が順に第１～第３の接続部を介して直列に接続された直列回路と並列に高圧側平滑コンデンサが接続され、第１及び第３の接続部間に充放電コンデンサが接続され、リアクトルを介して第２の接続部に印加される低圧側電圧が、（Ｓ１）～（Ｓ４）の開閉により昇圧され上記直列回路から出力されるが、充放電コンデンサの電圧の検出値に基づき算出される第１の算出値と出力電圧Ｖｏｕｔとの差に基づき第１制御器（２５）にて第１の演算値を演算し、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差に基づき第２制御器（２６）にて第２の演算値を演算し、制御ブロック（２７），（２８）にて第１及び第２の演算値を加減算し、（Ｓ１）～（Ｓ４）の導通率を制御して出力電圧と充放電コンデンサ電圧を制御し、（Ｓ１）～（Ｓ４）に過電圧が印加されるのを防止する。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータ

　この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

　特許文献１に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータは、４つのスイッチング素子（Ｓ１）～（Ｓ４）が順に第１～第３の接続部を介して直列に接続された直列回路と並列に高圧側平滑コンデンサが接続され、第１及び第３の接続部間に充放電コンデンサが接続され、リアクトルを介して第２の接続部に印加される低圧側電圧が、４つのスイッチング素子（Ｓ１）～（Ｓ４）の開閉により昇圧され上記直列回路から出力されるが、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔとの差に基づき第１制御器（２５）にて第１の演算値を演算し、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差に基づき第２制御器（２６）にて第２の演算値を演算し、制御ブロック（２７），（２８）にて第１及び第２の演算値を加減算し、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２にて（Ｓ１）～（Ｓ４）の導通率を制御して出力電圧と充放電コンデンサ電圧を制御し、（Ｓ１）～（Ｓ４）の過電圧破壊を防止する。

特許第５４５７５５９号

　従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が急激に変化した場合、第１制御器２５と第２制御器２６の演算速度の違いから、出力電圧Ｖｏｕｔの出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊への追従時間に比べ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊への追従時間が遅延してしまい、スイッチング素子に比較的高い電圧が印加されてしまう場合がある。
　そのため、従来のＤＣ／ＤＣコンバータを設計する際、このようなスイッチング素子に比較的高い電圧が印加される場合を考慮し、スイッチング素子を選定する必要があり、コスト増加の要因であった。

　この発明は、前述のような課題を解決するためになされたもので、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が急激に変化した場合に、出力電圧Ｖｏｕｔの出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊への追従時間に比べ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊への追従時間が、遅延しないように構成したものである。

　この発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、低圧側電圧を保持する低圧側平滑コンデンサ、負極側端子が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側平滑コンデンサ、一端が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続された第１の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第２の半導体回路、一端が前記第２の半導体回路の他端に接続された第３の半導体回路、一端が前記第３の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第４の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路と前記第２の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第３の半導体回路と前記第４の半導体回路との中間接続点に接続された充放電コンデンサ、および前記各半導体回路を制御する制御装置を備え、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側平滑コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側平滑コンデンサに出力する昇圧動作と、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側平滑コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側平滑コンデンサに出力する降圧動作とのうち少なくとも一方の動作が可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御装置は、第１の演算部と第２の演算部と開閉制御部とを有し、
　前記第１の演算部は前記充放電コンデンサの電圧の検出値に予め設定された第１の定数を乗じて第１の算出値を算出し前記第１の算出値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧に基づいて第１の演算値を算出し、
　前記第２の演算部は前記高圧側電圧の指令値に基づき算出される第２の算出値と前記充放電コンデンサの電圧の検出値との差電圧に基づいて第２の演算値を演算し、
　前記開閉制御部は前記第１の演算値と前記第２の演算値とに基づいて通電率を求め、この通電率に基づき前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第１および第２の半導体回路または前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第３および第４の半導体回路の開閉動作を制御することによって、前記高圧側電圧または前記低圧側電圧、及び前記充放電コンデンサの電圧を制御することを特徴とする。

　この発明によれば、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が急激に変化した場合においても出力電圧Ｖｏｕｔの出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊への追従時間に比べ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊への追従時間が、遅延しないように構成したものであるので、従来に比べ耐圧の低いスイッチング素子を選定することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータの製造コストを低減することができる。

この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図である。実施の形態１の制御装置の構成を示す回路図である。実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードを示す説明図である。実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。実施の形態１の出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を説明する図である。従来のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を説明する図である。実施の形態２の制御装置の構成を示す回路図である。実施の形態２の制御装置の制限器３０の動作フロー図ある。実施の形態２の出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を説明する図である。

実施の形態１．
　　図１～図８は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１はＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す構成図、図２は図１の制御装置の構成を示す回路図、図３は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードを示す説明図である。図４～図７は図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図である。図８は出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を説明する図である。なお、図９は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ（特許文献１）の出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を説明する図である。

　図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、低圧側と高圧側との間で双方向の電力変換が可能な双方向型のものであり、端子群及びそれぞれ第１、第２、第３、第４の端子としての第１端子１００ａ、第２端子１００ｂ、第３端子１００ｃ、第４端子１００ｄを有し、低圧側の端子である第１端子１００ａ（Ｖｃｏｍ）－第２端子１００ｂ（ＶＬ）間に入力された直流の入力電圧Ｖｉｎを、入力電圧Ｖｉｎ以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧Ｖｏｕｔを高圧側の端子である第３端子１００ｃ（Ｖｃｏｍ）－第４端子１００ｄ（ＶＨ）間に出力するものである。さらに、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間にはバッテリ２を、第３端子１００ｃ－第４端子１００ｄ間には電動機３を接続している。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、コンデンサ装置としての低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）および高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）と、リアクトル１２（Ｌ）と、直流電圧変換部１０１と、電圧センサ１０３と、電圧センサ１０４と、電流センサ１０５と、制御装置１０９とを有している。

　低圧側平滑コンデンサ１１は、その一方の端子が第１端子１００ａに、他方の端子が第２端子１００ｂに接続され、入力電圧Ｖｉｎを平滑化する。第１端子１００ａと第３端子１００ｃとは共通に接続されている。なお、第１端子１００ａと第３端子１００ｃとを兼用してもよい。リアクトル１２（Ｌ）はエネルギー蓄積用であり、第２端子１００ｂと、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３との接続部である第２接続部１０１ｃ（後述）とに接続されている。直流電圧変換部１０１は、半導体直列回路としてのスイッチング素子直列回路１０１ａ及び充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）を有し、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔまで昇圧する。スイッチング素子直列回路１０１ａは、第１～第４の半導体回路としての４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が第１接続部１０１ｂ、第２接続部１０１ｃ、第３接続部１０１ｄをそれぞれ介してこの順に直列に接続されて構成されている。各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と逆並列ダイオードの組み合わせが用いられ、この実施の形態においてはゲート信号がハイ（Ｈｉｇｈ）の時にオンする。第１接続部１０１ｂと第３接続部１０１ｄとに、充放電コンデンサ１０１ｆが接続されている。

　スイッチング素子Ｓ１は第１接続部１０１ｂと反対側が第１端子１００ａに接続され、第２接続部１０１ｃがリアクトル１２を介して第２端子１００ｂに接続されている。スイッチング素子直列回路１０１ａの両端が第３端子１００ｃ、第４端子１００ｄに接続され、かつ第１端子１００ａと第３端子１００ｃとが共通に接続され、第１端子１００ａ、第２端子１００ｂが低圧側とされ、第３端子１００ｃ、第４端子１００ｄが高圧側とされている。より詳細には、スイッチング素子Ｓ１のエミッタ端子は第１端子１００ａに、スイッチング素子Ｓ４のコレクタ端子は第４端子１００ｄに接続されている。スイッチング素子Ｓ２のコレクタ端子とスイッチング素子Ｓ３のエミッタ端子との接続部である第２接続部１０１ｃはリアクトル１２を介して第２端子１００ｂに接続されている。また、充放電
コンデンサ１０１ｆは、その一方の端子がスイッチング素子Ｓ１のコレクタ端子とスイッチング素子Ｓ２のエミッタ端子との接続部である第１接続部１０１ｂに、他方の端子がスイッチング素子Ｓ３のコレクタ端子とスイッチング素子Ｓ４のエミッタ端子との接続部である第３接続部１０１ｄに接続されている。

　電圧センサ１０３は、コンデンサ装置及び高圧側コンデンサとしての出力側の高圧側平滑コンデンサ１０８の高圧側出力電圧としての端子間電圧を検出する。電圧センサ１０４は、直流電圧変換部１０１に含まれる充放電コンデンサ１０１ｆの電圧（以下、充放電コンデンサ電圧という）Ｖｃｆを検出する。電流センサ１０５は、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ＩＬを検出する。出力側の高圧側平滑コンデンサ１０８は、直流電圧変換部１０１で昇圧された後の出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する。制御装置１０９は電圧センサ１０３、１０４、電流センサ１０５の検出値に応じて、４つのスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のゲート信号（Ｇ１～Ｇ４）を生成し、直流電圧変換部１０１の各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。

　図２は、制御装置１０９の詳細構成を示す回路図である。図２において、制御装置１０９は、減算器２１、乗算器２２、減算器２３、第１制御ブロック２４、第１制御器２５、第２制御器２６、第２制御ブロック２７、第３制御ブロック２８、乗算器２９を有する。第１制御ブロック２４は、乗算器２４ａ、比較器２４ｂ、開閉接点２４ｃ、インバータ２４ｅ、開閉接点２４ｆを有する。第２制御ブロック２７は加算器２７ａと減算器２７ｂを有する。第３制御ブロック２８は、比較器２８ａ、比較器２８ｂ、インバータ２８ｃ、インバータ２８ｄを有する。なお、減算器２１、乗算器２２、第１制御器２５がこの発明における第１の演算部であり、乗算器２９、減算器２３、第１制御ブロック２４、第２制御器２６がこの発明における第２の演算部であり、第２制御ブロック２７、第３制御ブロック２８がこの発明における開閉制御部である。また、比較器２４ｂがこの発明におけるリアクトル電流方向検出部である。

　電圧センサ１０４に検出された充放電コンデンサの電圧検出値は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとして乗算器２２に入力される。充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆに乗算定数が２に設定された乗算器２２にて２倍されて、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊が算出される。
出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊と電圧センサ１０３にて検出された高圧側電圧の検出値としての出力電圧Ｖｏｕｔとが減算器２１に入力され、その差である差電圧ΔＶｏｕｔが第１制御器２５に入力される。
　また、高圧側電圧の指令値としての出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に乗算定数が０．５に設定された乗算器２９にて０．５倍されて、充放電コンデンサの電圧指令値としての充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊が算出される。
　充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとが減算器２３に入力され、その差である差電圧ΔＶｃｆが演算されて、第１制御ブロック２４へ出力される。
　詳細は後述するが、第２制御器２６は充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの差電圧ΔＶｃｆを増幅するものである。なお、この実施の形態においてはリアクトルのリプル電流を最小化するため、上記のように充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊は出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の２分の１の値（０．５倍）としている。

　第１制御ブロック２４において、比較器２４ｂに電流センサ１０５にて検出されたリアクトル電流ＩＬが入力され、リアクトル電流ＩＬの極性に応じて開閉接点２４ｃ，２４ｆを開閉することにより、充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差電圧ΔＶｃｆの極性を切替えており、リアクトル電流ＩＬが正の場合は差電圧ΔＶｃｆをそのまま出力し、リアクトル電流ＩＬが負の場合は乗算器２４ａにて－１を乗じて極性を反転させてからインバータ２４ｅを介して開閉接点２４ｆを閉成することにより第２制御器２６へ出力する。第２制御ブロック２７には、第１制御器２５の第１の演算値として出力及び第２制御器２６の第２の演算値として出力が入力され、加算器２７ａにて両者が加算されスイッチング素子Ｓ１の通電率としてのＯＮデューティＤ１として第３制御ブロック２８へ出力される。また、減算器２７ｂにて第１制御器２５の出力と第２制御器２６の出力との差が演算されてスイッチング素子Ｓ２の通電率としてのＯＮデューティＤ２として第３制御ブロック２８へ出力される。

　第３制御ブロック２８は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号生成するためのブロックであり、スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｇ１は、ＯＮデューティＤ１と第１の三角波ＳＷ１とを比較器２８ａに入力し、両者を比較することにより生成される。スイッチング素子Ｓ２のゲート信号Ｇ２は、ＯＮデューティＤ２と第２の三角波ＳＷ２とを比較器２８ｂを入力し、両者を比較することにより生成される。スイッチング素子Ｓ３のゲート信号Ｇ３として、インバータ２８ｄにて反転されたＧ２の反転信号を出力し、スイッチング素子Ｓ４のゲート信号Ｇ４としてインバータ２８ｃにて反転されたＧ１の反転信号を出力する。ここで、リアクトル１２のリプル電流を最小化するため、第１の三角波ＳＷ１と第２の三角波ＳＷ２との位相を１８０度反転した信号としている。

　次に、このＤＣ／ＤＣコンバータ１００の定常状態における動作について説明する。なお、定常状態とは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４がオン／オフ制御されて出力電圧が安定して得られている時の状態をいう。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の動作状態として、バッテリ２から電動機３に電力が供給されることにより電動機３を駆動する状態（力行動作）と、電動機３が発電状態で発電した電力がバッテリ２に供給される状態（回生動作）の２つの状態が存在する。

　　図３に示すように、定常状態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードとしては、モード１～モード４の４つがある。図３（ａ）に示すように、モード１は、Ｓ１とＳ３がオン、Ｓ２とＳ４がオフとなり、力行時は充放電コンデンサ１０１ｆにエネルギーを蓄積する状態、回生時は充放電コンデンサ１０１ｆのエネルギーを放出する状態となる。図３（ｂ）に示すように、モード２は、Ｓ１とＳ３がオフ、Ｓ２とＳ４がオンとなり、力行時は充放電コンデンサ１０１ｆのエネルギーを放出する状態、回生時は充放電コンデンサ１０１ｆにエネルギーを蓄積する状態となる。図３（ｃ）に示すように、モード３は、Ｓ１とＳ２がオフ、Ｓ３とＳ４がオンとなり、力行時はリアクトル１２のエネルギーを放出する状態、回生時はリアクトル１２のエネルギーを蓄積する状態となる。図３（ｄ）に示すように、モード４は、Ｓ１とＳ２がオン、Ｓ３とＳ４がオフとなり、力行時はリアクトル１２にエネルギーを蓄積する状態、回生時はリアクトル１２のエネルギーを放出する状態となる。これらの動作モードの時間比率を適宜調整することにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された低圧側電圧である入力電圧Ｖｉｎを任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第４端子１００ｄ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力することができる。

　ところで、このＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの昇圧比Ｎが２倍未満の場合と、２倍以上の場合とで定常状態における動作が異なる。

　まず、昇圧比Ｎが２倍未満で力行状態の時の動作について説明する。
　図４は、昇圧比Ｎが２倍未満の場合の、各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ＩＬの波形、充放電コンデンサ１０１ｆの電流Ｉｃｆの波形、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの波形を示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
　Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ＞Ｖｃｆ

　スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１（図３（ａ）））では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で低圧側平滑コンデンサ１１からリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ｆに、エネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ３→充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）→スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード３（図３（ｃ）））では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオフ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ１１及び高圧側平滑コンデンサ１０８に移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ３→スイッチング素子Ｓ４→高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２（図３（ｂ）））では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ｆに蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ１１及び高圧側平滑コンデンサ１０８に移行するとともに、リアクトル１２にエネルギーを蓄積する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ２→充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）→スイッチング素子Ｓ４→高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード３）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオフ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ１１及び高圧側平滑コンデンサ１０８に移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ３→スイッチング素子Ｓ４→高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　この一連の「モード１－モード３－モード２－モード３」の動作の繰り返しにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを１倍から２倍未満の任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第４端子１００ｄ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、バッテリ２のエネルギーを電動機３に供給する。

　次に、昇圧比Ｎが２倍以上で力行動作の時の動作について説明する。
　図５は、昇圧比Ｎが２倍以上の場合の、各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ＩＬの波形と、充放電コンデンサ１０１ｆの電流（充放電コンデンサ電流）Ｉｃｆの波形と、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの波形を示している。定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
　Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ＞Ｖｉｎ

　スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４（図３（ｄ）））では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で低圧側平滑コンデンサ１１からリアクトル１２にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路でリアクトル１２に蓄積されたエネルギーが、低圧側平滑コンデンサ１１及び充放電コンデンサ１０１ｆに移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ３→充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）→スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で低圧側平滑コンデンサ１１からリアクトル１２にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路でリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ｆに蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ１１及び高圧側平滑コンデンサ１０８に移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）→リアクトル１２（Ｌ）→スイッチング素子Ｓ２→充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）→スイッチング素子Ｓ４→高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　この一連の「モード４－モード１－モード４－モード２」の動作の繰り返しにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを２倍以上の任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第４端子１００ｄ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、バッテリ２のエネルギーを電動機３に供給する。

　次に、昇圧比Ｎが２倍未満で回生状態の時の動作について説明する。
　図６は、昇圧比Ｎが２倍未満の場合の、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ＩＬの波形、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆの波形、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの波形を示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
　Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ＞Ｖｃｆ

　スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ｆとリアクトル１２から低圧側平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ３←充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）←スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード３）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオフ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ１０８からリアクトル１２と低圧側平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ３←スイッチング素子Ｓ４←高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ１０８とリアクトル１２から充放電コンデンサ１０１ｆと低圧側平滑コンデンサ１１に、エネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ２←充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）←スイッチング素子Ｓ４←高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　この一連の「モード１－モード３－モード２－モード３」の動作の繰り返しにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを１倍から２倍未満の任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第４端子１００ｄ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、電動機３の発電エネルギーをバッテリ２に蓄積させる。

　次に、昇圧比Ｎが２倍以上で回生動作の時の動作について説明する。
　図７は、昇圧比Ｎが２倍以上で回生動作時の、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ＩＬの波形と、充放電コンデンサ電流Ｉｃｆの波形と、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの波形を示している。定常状態では、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御されており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの大小関係は、次のようになっている。
　Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ＞Ｖｉｎ

　スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路でリアクトル１２から低圧側平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ２←スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード１）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオン、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ１０１ｆからリアクトル１２と低圧側平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ３←充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）←スイッチング素子Ｓ１

次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のゲート信号がＨｉｇｈ、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＬｏｗの状態（モード４）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２がオン、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４がオフとなるため、以下の経路でリアクトル１２から低圧側平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
　低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ２←スイッチング素子Ｓ１

　次に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３のゲート信号がＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４のゲート信号がＨｉｇｈの状態（モード２）では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ１０８からリアクトル１２と充放電コンデンサ１０１ｆ、低圧側平滑コンデンサ１１にエネルギーが移行する。
低圧側平滑コンデンサ１１（Ｃｉ）←リアクトル１２（Ｌ）←スイッチング素子Ｓ２←充放電コンデンサ１０１ｆ（Ｃｆ）←スイッチング素子Ｓ４←高圧側平滑コンデンサ１０８（Ｃｏ）

　この一連の「モード４－モード１－モード４－モード２」の動作の繰り返しにより、第１端子１００ａ－第２端子１００ｂ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを２倍以上の任意の電圧に昇圧して、第３端子１００ｃ－第４端子１００ｄ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力しつつ、電動機３の発電エネルギーをバッテリ２に蓄積させる。

　次に、本実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１００の制御装置１０９の動作について説明する。スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティをＤ１、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティをＤ２とすると、スイッチング素子Ｓ３のＯＮデューティは（１－Ｄ２）、スイッチング素子Ｓ４のＯＮデューティは（１－Ｄ１）となる。低圧側平滑コンデンサ１１の静電容量をＣｉ、出力側の高圧側平滑コンデンサ１０８の静電容量をＣｏ、充放電コンデンサ１０１ｆの静電容量をＣｆ、エネルギー蓄積用のリアクトル１２のインダクタンス値をＬ、リアクトルを流れる電流をＩＬ、出力電流をＩｏとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の状態平均方程式は、式（１）で表すことができる。

　定常状態では、式（１）の左辺＝０とすることにより、式（２）～式（４）が得られ、定常状態ではＯＮデューティＤ１とＯＮデューティＤ２を等しくすることにより、理想的には、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとは一定値に収束することが分かる。
　　　Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝１／（１－Ｄ１）　　　　　　　　　　　（２）
　　　ＩＬ＝Ｉｏ／（１－Ｄ１）　　　　　　　　　　　　　　　　（３）
　　　Ｄ１＝Ｄ２　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（４）

　ところが、実際のＤＣ／ＤＣコンバータには、回路の抵抗成分による損失や、ゲート信号の信号遅延のばらつきによるＯＮデューティ誤差などの、理想状態からのずれが存在する。特に、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２の差に対する、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆへの影響は大きく、力行時にＯＮデューティＤ１がＯＮデューティＤ２よりも大きい場合は式（１）より、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは徐々に増加し、最終的には出力電圧Ｖｏｕｔと同じ値となる。逆に、ＯＮデューティＤ１がＯＮデューティＤ２よりも小さい場合は式（１）より、力行時に充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは徐々に低下し、最終的には零ボルトとなる。

　充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが低下し、零ボルトになると、スイッチング素子Ｓ１がＯＮ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＦＦ状態の時には、出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチング素子Ｓ４のみに印加され、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＮ状態の時には、出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチング素子Ｓ１のみに印加される。逆に、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが増加し、出力電圧Ｖｏｕｔになると、出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチング素子Ｓ２またはスイッチング素子Ｓ３のいずれかに印加される。スイッチング素子の過電圧破壊を防止するためには、スイッチング素子の素子耐圧を出力電圧Ｖｏｕｔ以上にする必要があるため、余分なコスト増加や効率低下の要因となっていた。

　本実施の形態では、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆに定数２を乗じた値を、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊とし、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分に基づきフィードバック制御を行う第１制御器２５と、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に定数０．５を乗じた値を、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊とし、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分に基づきフィードバック制御を行う第２制御器２６を備え、第１及び第２制御器２５，２６の出力値を加算及び減算して加算値及び減算値を求め、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のＯＮデューティ指令としているため、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを所望の値に制御することが可能となる。

　なお、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊と定数２とは、それぞれ本発明の特徴を示す第１の算出値と第１の定数とである。同様に、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊と定数０．５とは、それぞれ本発明の特徴を示す第２の算出値と第２の定数とである。

　以下、制御装置１０９の詳細動作について説明する。出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて大きい場合は、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させることを目的として、まず第２制御器２６によって充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを低下させるため、力行時はＯＮデューティＤ１がＯＮデューティＤ２よりも小さくなるように、回生時はＯＮデューティＤ１がＯＮデューティＤ２よりも大きくなるように、第２の演算値を出力する。充放電コンデンサＶｃｆの低下に伴い、出力暫定目標値Ｖｏｕt＊＊が減少して、第１制御器２５によって、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に小さくする第１の演算値を出力する。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合は、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させることを目的として、まず第２制御器２６によって充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを上昇させるため、力行時はＯＮデューティＤ１がＯＮデューティＤ２よりも大きくなるように、回生時はＯＮデューティＤ１がＯＮデューティＤ２よりも小さくなるように、第２の演算値を出力する。充放電コンデンサＶｃｆの増加に伴い、出力暫定目標値Ｖｏｕt＊＊が増大して、第１制御器２５によって、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に大きくする第１の演算値を出力する。

　充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊になるように制御する場合、式（１）に示したように、力行動作（リアクトル電流ＩＬが正）の場合と回生動作（リアクトル電流ＩＬが負）の場合で収束条件が異なる。
　リアクトル電流ＩＬが正（力行動作）で、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを低下させるため、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を小さく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を大きくする第２の演算値を出力する。リアクトル電流ＩＬが正（力行動作）で、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを上昇させるため、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくする第２の演算値を出力する。

　リアクトル電流ＩＬが負（回生動作）で、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを低下させるため、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくする第２の演算値を出力する。リアクトル電流ＩＬが負（回生動作）で、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを上昇させるため、第２制御器２６によって、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を小さく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を大きくする第２の演算値を出力する。

　このように制御することにより、力行動作、回生動作にかかわらず、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に制御することが可能となる。また、電流センサ１０５は、リアクトル１２を流れる電流極性を判定する機能のみを備えればよいので、安価なものを使用することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を低コストで構成することが可能となる。

　なお、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ（特許文献１）では、スイッチング素子の過電圧破壊を防止するために以下の制御が行われている。
　出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊にするために出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分に基づきフィードバック制御を行う第１制御器２５と、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを充放電コンデンサ１０１ｆの目標電圧（目標充放電コンデンサ電圧）Ｖｃｆ＊にするために目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊を、出力電圧Ｖｏｕｔの１／２の値に設定し、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分に基づきフィードバック制御を行う第２制御器２６を備え、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを所望の値に制御している。

　しかしながら、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が急激に変化した場合、第１制御器２５と第２制御器２６の演算速度の違いから、出力電圧Ｖｏｕｔの出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊への追従時間に比べ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊への追従時間が長くなってしまう。または、第１制御器２５と第２制御器２６の演算速度が同じであっても、第１制御器２５から出力された第１の演算値が、１または１から第２の演算値の絶対値を差し引いた値以上である場合、第２の制御ブロック２７の加算器２７ａまたは減算器２７ｂで演算されたＯＮデューティＤ１あるいはＤ２のいずれかが１を超えるためスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の導通時間に反映されない。同様に、第１制御器２５に出力された第１の演算値が０または０から第２の演算値の絶対値を加算した値以下である場合、第２の制御ブロック２７の加算器２７ａまたは減算器２７ｂで演算されたＯＮデューティＤ１あるいはＤ２のいずれかが０を下回るためＳ１およびＳ２の導通時間に反映されない。このため定常状態に第１制御器２５と第２制御器２６の演算速度が同じであっても、出力電圧Ｖｏｕｔの出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊への追従時間に比べ、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊への追従時間が長くなってしまう。

　そのため、スイッチング素子Ｓ１がＯＮ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＦＦ状態の時には、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊への追従時間に、スイッチング素子Ｓ４に比較的高い電圧（後述する最大差分電圧ΔＶｍａｘ１）が印加されてしまう場合がある。同様に、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＮ状態の時にも、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊への追従時間に、スイッチング素子Ｓ１に比較的高い電圧（最大差分電圧ΔＶｍａｘ１）が印加されてしまう場合があり、スイッチング素子の素子耐圧をこのような比較的高い電圧（最大差分電圧ΔＶｍａｘ１）以上にする必要がある。

　つぎに、本実施の形態の場合と従来のＤＣ／ＤＣコンバータ（特許文献１）の場合における出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が急激に変化した際の詳細動作について説明する。図８は、本実施の形態における出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が急激に変化した際の出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を示し、一方、図９は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が急激に変化した際の出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を示す。

　図９を参照して、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を説明する。図９における横軸は時間変化を示し、縦軸は電圧値を示す。なお、図中の一方の太線は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの変化を示し、もう一方の太線は、出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示す。さらに、一方の細線は、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊の変化を示し、もう一方の細線は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の変化を示す。スイッチング素子Ｓ１がＯＮ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＦＦ状態の時に、スイッチング素子Ｓ４に印加される電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分になる。同様に、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＮ状態の時に、スイッチング素子Ｓ１に印加される電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分になる。

　時刻Ｔ１以前においては、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の値をＶｏｕｔ１＊とし、出力電圧Ｖｏｕｔにほぼ等しいとする。同様に、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊の値をＶｃｆ１＊とし、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆにほぼ等しいとし、さらに、Ｖｃｆ１＊＝０．５×Ｖｏｕｔ１＊を維持しているとする。
　時刻Ｔ１において、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の値がＶｏｕｔ１＊からＶｏｕｔ２＊になる急激な指令値変動あり、時刻Ｔ２において、出力電圧Ｖｏｕｔが、Ｖｏｕｔ２＊に到達し、充放電コンデンサ電圧ＶｃｆもＶｃｆ２＊に到達し、指令値変動による動作が完了したものとする。

　時刻Ｔ１において、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の値がＶｏｕｔ１＊からＶｏｕｔ２＊になる急激な指令値変動があった場合、第１制御器２５は、Ｖｏｕｔ２＊とＶｏｕｔ１＊との差分（ΔＶｏｕｔ）に応じ、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に大きくする第１の演算値を出力する。
　一方、第２制御器２６は、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊（＝０．５×Ｖｏｕｔ）と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分に応じ、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくする第２の演算値を出力する。

　第１制御器２５の演算速度と第２制御器２６との演算速度が一致せず、第１制御器２５に比べ第２制御器２６の方が、演算処理が遅延する場合、または、第１制御器２５の演算結果が１または０またはそれらに近い値で、第２の演算値がＯＮデューティに全て反映されない場合、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの過渡期間においては、出力電圧Ｖｏｕｔ×０．５＞充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとなり、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの最大差分電圧ΔＶｍａｘ１が発生する。
　そのため、従来のＤＣ／ＤＣコンバータを設計する際、最大差分電圧ΔＶｍａｘ１を考慮し、ΔＶｍａｘ１以上の耐圧を有するスイッチング素子を選定する必要がある。

　つぎに、図８を参照して、本実施の形態１における出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を説明する。図９と同様に図８における横軸は時間変化を示し、縦軸は電圧値を示す。なお、図中の一方の太線は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの変化を示し、もう一方の太線は、出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示す。さらに、一方の細線は、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊の変化を示し、もう一方の細線は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の変化を示す。また、点線は、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊の変化を示す。
　従来のＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、スイッチング素子Ｓ１がＯＮ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＦＦ状態の時に、スイッチング素子Ｓ４に印加される電圧と、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＮ状態の時に、スイッチング素子Ｓ１に印加される電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分になる。また、時刻Ｔ１および時刻Ｔ２に関しても従来のＤＣ／ＤＣコンバータと同様な状態を示す。

　時刻Ｔ１において、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の値がＶｏｕｔ１＊からＶｏｕｔ２＊になる急激な指令値変動があった場合、第１制御器２５は、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分（ΔＶｏｕｔ）に応じ、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に大きくする第１の演算値を出力する。出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ×２であるので、従来の方法に比べ第１の演算値は充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆより大きく離れた値を出力しない。
　一方、第２制御器２６は、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊（＝０．５×Ｖｏｕｔ＊）と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分に応じ、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくする第２の演算値を出力する。

　よって、第１制御器２５に比べ、演算処理が複雑な第２制御器２６の方が、演算処理が遅延する場合においても、第１制御器２５への実際の指令値変動が、Ｖｏｕｔ１＊から出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊になるので、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの過渡期間における第１の演算値の大きな変化が発生しない。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの最大差分電圧ΔＶｍａｘ２は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータのおける最大差分電圧ΔＶｍａｘ１に比べ小さい値となる。
　すなわち、本実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータを設計する際、最大差分電圧ΔＶｍａｘ２は出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の最大値Ｖｏｕｔ＊（ｍａｘ）の１／２となることを考慮し、ΔＶｍａｘ２以上の耐圧を有するスイッチング素子を選定すればよい。
　よって、従来のＤＣ／ＤＣコンバータに比べ安価なスイッチング素子を選定することができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータのコストを抑えることができる。

　なお、本実施の形態１では、第１の定数に定数２を選定し、第２の定数に定数０．５をそれぞれ設定したが、スイッチング素子の耐圧や性能に応じ、適宜、第１の定数には、１より大きい定数を選定し、第２の定数には、０より大きく、１以下の定数を選定することができる。
　なお、前述したように、リアクトルのリプル電流を最小化するため、第１の定数を１．９以上、２．１以下とし、第２の定数に定数０．４以上、０．６以下とした方が、望ましい場合がある。

　また、本実施の形態１では、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が急激に変化した場合についての優位性について述べたが、例えば実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの差が大きくなる場合にも、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの差が想定以上（Ｖｏｕｔ＊（ｍａｘ）×０．５）に広がることはないので、同様の効果を得られる。
　さらに、本実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータにおいてスイッチング素子Ｓ３とＳ４のスイッチを常時ＯＮとしてスイッチングなしでバッテリ２と電動機３の電力伝送を行う動作方法を取り入れる場合にも、この動作からスイッチングをした昇圧動作に遷移する際にも、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの差が想定以上（Ｖｏｕｔ＊（ｍａｘ）×０．５）に広がることはないので、同様の効果を得られる。

　また、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ＩＬを推定する方法として、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの変化量より推定することも可能である。図４ないし図７に示されているように、モード１期間の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは、力行動作であれば電圧Ｖｃｆは上昇し、回生動作であれば電圧Ｖｃｆは低下する。同様に、モード２期間の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆは、力行動作であれば電圧Ｖｃｆは低下し、回生動作であれば電圧Ｖｃｆは上昇する。このように、モード１期間の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが上昇する場合は力行動作でリアクトル電流ＩＬは正、逆にＶｃｆが低下する場合は回生動作でリアクトル電流ＩＬは負と推定することができる。このような構成にすることにより、高価な電流センサを用いることなく、力行動作時と回生動作時の充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを所望の値に制御することが可能となる。

実施の形態２．
　この発明の実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。本実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータの構成は、実施の形態１と同様であり、図１０は、制御装置の構成を示す回路図であり、図１１は、制御装置の制限器３０の動作フロー図であり、図１２は、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を説明する図である。なお、図１および２と同一番号あるいは同一符号は、実施の形態１に示す構成要素と同一品あるは同等品であるので、その詳細な説明は省略する。

　図１０は、制御装置１３９の詳細構成を示す回路図である。図１０において、制御装置１３９は、減算器２１、減算器２３、第１制御ブロック２４、第１制御器２５、第２制御器２６、第２制御ブロック２７、第３制御ブロック２８、制限器３０、乗算器３１を有する。第１制御ブロック２４は、乗算器２４ａ、比較器２４ｂ、開閉接点２４ｃ、インバータ２４ｅ、開閉接点２４ｆを有する。第２制御ブロック２７は加算器２７ａと減算器２７ｂを有する。第３制御ブロック２８は、比較器２８ａ、比較器２８ｂ、インバータ２８ｃ、インバータ２８ｄを有する。なお、制限器３０、減算器２１、第１制御器２５がこの発明における第１の演算部であり、乗算器３１、減算器２３、第１制御ブロック２４、第２制御器２６がこの発明における第２の演算部であり、第２制御ブロック２７、第３制御ブロック２８がこの発明における開閉制御部である。また、比較器２４ｂがこの発明におけるリアクトル電流方向検出部である。

　図１１は、制限器３０の動作フロー図である。まず、制限器３０に、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆが入力される。つぎに出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分が、予め設定された電圧値Ｖ１より大きいか否かを比較する。し、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分が、予め設定された電圧値Ｖ１より大きい場合、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊として、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆと予め設定された電圧値Ｖ２との和を制限器３０から出力する。また、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分が、予め設定された電圧値Ｖ１以下の場合、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊として、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊を制限器３０から出力する。
　また、電圧値Ｖ１には、スイッチング素子の耐圧以下の電圧値を設定し、電圧値Ｖ２には、電圧値Ｖ１以下の値を設定することにより、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊は、出力電圧Ｖｏｕｔに比べ大きく変わらず、また、スイッチング素子に掛る電圧が、スイッチング素子の耐圧以下にすることができる。
　なお、電圧値Ｖ１は、この発明における第１の電圧値を、電圧値Ｖ２は、この発明における第２の電圧値を、それぞれ示す。

　電圧センサ１０４に検出された充放電コンデンサの電圧検出値は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとして制限器３０に入力される。出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊についても制限器３０に入力される。前述したように、制限器３０で出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊が算出される。
　出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊と電圧センサ１０３にて検出された高圧側電圧の検出値としての出力電圧Ｖｏｕｔとが減算器２１に入力され、その差である差電圧ΔＶｏｕｔが第１制御器２５に入力される。
　また、出力電圧Ｖｏｕｔに乗算定数が０．５に設定された乗算器３１にて０．５倍されて、充放電コンデンサの電圧指令値としての充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊が算出される。
　充放電コンデンサ電圧目標値Ｖｃｆ＊と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとが減算器２３に入力され、その差である差電圧ΔＶｃｆが演算されて、第１制御ブロック２４に出力される。
　なお、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊と乗算定数の０．５とは、それぞれ本発明の特徴を示す第１の算出値と第４の定数とである。同様に、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊は、本発明の特徴を示す第４の算出値である。

　なお、その他の動作については実施の形態１と同様であり、前述したように、力行動作、回生動作にかかわらず、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆを目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊に制御することが可能となる。また、電流センサ１０５は、リアクトル１２を流れる電流極性を判定する機能のみを備えればよいので、安価なものを使用することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を低コストで構成することが可能となる。

　つぎに、図１２を参照して、本実施の形態１における出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの時間変化を説明する。図９と同様に図１２における横軸は時間変化を示し、縦軸は電圧値を示す。なお、図中の一方の太線は、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの変化を示し、もう一方の太線は、出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示す。さらに、一方の細線は、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊の変化を示し、もう一方の細線は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の変化を示す。また、点線は、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊の変化を示す。

　従来のＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、スイッチング素子Ｓ１がＯＮ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＦＦ状態の時に、スイッチング素子Ｓ４に印加される電圧と、スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ状態、スイッチング素子Ｓ４がＯＮ状態の時に、スイッチング素子Ｓ１に印加される電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分になる。また、時刻Ｔ１および時刻Ｔ２に関しても従来のＤＣ／ＤＣコンバータと同様な状態を示す。

　時刻Ｔ１において、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の値がＶｏｕｔ１＊からＶｏｕｔ２＊になる急激な指令値変動があった場合、第１制御器２５は、出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分（ΔＶｏｕｔ）に応じ、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティを共に大きくする第１の演算値を出力する。出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊は、制限器３０により算出され、充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆにより制限されるため、従来のＤＣ／ＤＣコンバータに比べ第１の演算値は大きく変動しない。
　一方、第２制御器２６は、目標充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆ＊（＝０．５×Ｖｏｕｔ）と充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの差分に応じ、スイッチング素子Ｓ１のＯＮデューティＤ１を大きく、スイッチング素子Ｓ２のＯＮデューティＤ２を小さくする第２の演算値を出力する。

　よって、第１制御器２５に比べ、第２制御器２６の方が、演算処理が遅延する場合においても、第１制御器２５への実際の指令値変動が、Ｖｏｕｔ＊から出力電圧暫定目標値Ｖｏｕｔ＊＊になるので、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの過渡期間における第１の演算値の大きな変化が発生しない。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆとの最大差分電圧ΔＶｍａｘ３は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータのおける最大差分電圧ΔＶｍａｘ１に比べ小さい値となる。
　すなわち、本実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータを設計する際、電圧値Ｖ１以下を考慮し、電圧値Ｖ１以上の耐圧を有するスイッチング素子を選定すればよい。
　よって、従来の方法に比べ安価なスイッチング素子を選定することができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータのコストを抑えることができる。

　なお、本実施の形態２では、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が急激に変化した場合についての優位性について述べたが、例えば実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの差が大きくなる場合にも、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの差がＶ１以上に広がることはないので、同様の効果を得られる。
　また、本実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータにおいてスイッチング素子Ｓ３とＳ４のスイッチを常時Ｏｎとしてスイッチングなしでバッテリ２と電動機３の電力伝送を行う動作方法を取り入れる場合にも、この動作からスイッチングをした昇圧動作に遷移する際にも、出力電圧Ｖｏｕｔと充放電コンデンサ電圧Ｖｃｆの差が電圧値Ｖ１以上に広がることなないので、同様の効果を得られる。

　なお、上記各実施の形態では、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４をＩＧＢＴとして説明したが、スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴ等としてもよい。また、スイッチング素子やダイオード素子は、シリコンに比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化シリコン（ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子（ダイオード）は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。更に電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。また、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよいが、何れか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよく、この実施の形態に記載したような効果を得ることができる。

　さらに、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせた
り、各実施の形態を適宜変更、省略することが可能である。

　１１　低圧側平滑コンデンサ、１２　リアクトル、　２１　減算器、２２　乗算器、２３　減算器、２４　第１制御ブロック、２５　第１制御器、２６　第１制御器、２７　第２の制御ブロック、２８　第３制御ブロック、２９　乗算器、３０　制限器、３１　乗算器、１０１ｆ　充放電コンデンサ、１０３　電圧センサ、１０４　電圧センサ、１０８　高圧側平滑コンデンサ、１０９　制御装置、Ｓ１～Ｓ４　スイッチング素子。

Claims

低圧側電圧を保持する低圧側平滑コンデンサ、負極側端子が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側平滑コンデンサ、一端が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続された第１の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第２の半導体回路、一端が前記第２の半導体回路の他端に接続された第３の半導体回路、一端が前記第３の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第４の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路と前記第２の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第３の半導体回路と前記第４の半導体回路との中間接続点に接続された充放電コンデンサ、および前記各半導体回路を制御する制御装置を備え、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側平滑コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側平滑コンデンサに出力する昇圧動作と、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側平滑コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側平滑コンデンサに出力する降圧動作とのうち少なくとも一方の動作が可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御装置は、第１の演算部と第２の演算部と開閉制御部とを有し、
　前記第１の演算部は前記充放電コンデンサの電圧の検出値に予め設定された第１の定数を乗じて第１の算出値を算出し前記第１の算出値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧に基づいて第１の演算値を算出し、
　前記第２の演算部は前記高圧側電圧の指令値に基づき算出される第２の算出値と前記充放電コンデンサの電圧の検出値との差電圧に基づいて第２の演算値を演算し、
　前記開閉制御部は前記第１の演算値と前記第２の演算値とに基づいて通電率を求め、この通電率に基づき前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第１および第２の半導体回路または前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第３および第４の半導体回路の開閉動作を制御することによって、前記高圧側電圧または前記低圧側電圧、及び前記充放電コンデンサの電圧を制御するものであるＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第２の算出値は、前記高圧側電圧の指令値に予め設定された第２の定数を乗じた値である請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
低圧側電圧を保持する低圧側平滑コンデンサ、負極側端子が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側平滑コンデンサ、一端が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続された第１の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第２の半導体回路、一端が前記第２の半導体回路の他端に接続された第３の半導体回路、一端が前記第３の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第４の半導体回路、一端が前記第１の半導体回路と前記第２の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第３の半導体回路と前記第４の半導体回路との中間接続点に接続された充放電コンデンサ、および前記各半導体回路を制御する制御装置を備え、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側平滑コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側平滑コンデンサに出力する昇圧動作と、
　前記第３および第４の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、
　前記第１および第２の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、
　前記第３および第４の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側平滑コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側平滑コンデンサに出力する降圧動作とのうち少なくとも一方の動作が可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
　前記制御装置は、第１の演算部と第２の演算部と開閉制御部とを有し、
　前記第１の演算部は、前記高圧側電圧の指令値と前記充放電コンデンサの電圧の検出値との差電圧に基づき算出される第３の算出値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧に基づいて第１の演算値を算出し、
　前記第２の演算部は前記高圧側平滑コンデンサの電圧の検出値に基づき算出される第４の算出値と前記充放電コンデンサの電圧の検出値との差電圧に基づいて第２の演算値を演算し、
　前記開閉制御部は前記第１の演算値と前記第２の演算値とに基づいて通電率を求め、この通電率に基づき前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第１および第２の半導体回路または前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第３および第４の半導体回路の開閉動作を制御することによって、前記高圧側電圧または前記低圧側電圧、及び前記充放電コンデンサの電圧を制御するものであるＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第３の算出値は、前記高圧側電圧の指令値と前記充放電コンデンサの電圧の検出値との差が予め設定された第１の電圧値より大きい場合、前記充放電コンデンサの電圧の検出値と予め設定された第２の電圧値との和となる値であり、前記高圧側電圧の指令値と前記充放電コンデンサの電圧の検出値との差が前記第１の電圧値以下の場合、前記高圧側電圧の指令値である請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第４の算出値は、前記高圧側平滑コンデンサの電圧の検出値に予め設定された第４の定数を乗じた値である請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１～第４の半導体回路は、全てスイッチング機能を有するものであり、
前記制御装置は、前記第１～第４の半導体回路を開閉制御するものである請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１及び第２の半導体回路がスイッチング機能を有するものであるとき前記第３及び第４の半導体回路は一方向導通素子または同期整流回路であり、前記第３及び第４の半導体回路がスイッチング機能を有するものであるとき前記第１及び第２の半導体回路は一方向導通素子または同期整流回路である請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記開閉制御部は、前記第１の演算値と前記第２の演算値との加算値及び前記第１の演算値と前記第２の演算値との減算値に基づいて前記通電率を求めるものである請求項１から請求項７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記リアクトルを流れる電流の大きさを判定するリアクトル電流判定部を有するものであって、
　前記第２の演算部は、前記リアクトル電流判定部の判定結果に応じて前記第２の演算値の大きさを変化させるものである請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記リアクトルを流れる電流の方向を検出するリアクトル電流方向検出部を有するものであって、
　前記第２の演算部は、前記リアクトル電流方向検出部の検出結果に応じて前記第２の演算値の極性を変化させるものである請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記リアクトル電流方向検出部は、前記半導体回路の動作状態と前記充放電コンデンサの電圧変化とによって前記リアクトルを流れる電流の方向を検出するものである請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記半導体回路は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体素子を有するものである請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドである請求項１２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。