JP6289574B1 - 直流電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】リアクトルのインダクタンス値の公差等のばらつきが生じても、リアクトル電流が０Ａ付近になったときの、出力電圧の変動を抑制できる直流電力変換器を提供する。【解決手段】コンバータ部７の対象箇所の電圧又は電流についての値、積分値、微分値、又は変化量である対象パラメータのセンシング値を算出すると共に、スイッチング素子３をオフに制御した時に整流素子４の電流の流れが制限されないと仮定した場合の、対象パラメータの推定値を算出し、対象パラメータのセンシング値が、対象パラメータの推定値に近づくように、スイッチング素子３のオンオフデューティ比Ｄ１を変化させる推定制御を行う直流電力変換器。【選択図】図１

Description

本発明は、入力電線と出力電線の間で直流電力を変換する直流電力変換器に関する。

上記のような、直流電力変換器について、下記の特許文献１に記載されている技術が知られている。特許文献１に係る直流電力変換器は、直列に接続された第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子と、第一スイッチング素子と第二スイッチング素子の接続点に接続されたリアクトルとを備えている。特許文献１の技術では、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子を、デッドタイムを挟んで交互にオンする。

特許文献１の図３に示されているように、リアクトルを流れる電流が、０Ａを跨いで振動する場合に、デッドタイム期間中に、リアクトル電流が正であるか負であるかに応じて、第一スイッチング素子の逆並列接続ダイオードを電流が流れるか、第二スイッチング素子の逆並列接続ダイオードを電流が流れるかが、切り替わるため出力電圧が変動する。

特許文献１の技術では、出力電圧が目標電圧に追従するように、第１及び第２スイッチング素子のオンオフデューティ比を変化させるフィードバック制御を行っているが、上記の出力電圧の変動をフィードフォワードで抑制するために、デッドタイム補償を行っている。デットタイム補償では、デッドタイムのない場合に流れるべきリアクトル電流の一周期の平均電流値を算出し、平均電流値に基づいて、特許文献１の図３に示されているように、０Ａに対するリアクトル電流の振動位置を５つに分類したうちの、どの分類に位置するかを判定し、判定した分類及び平均電流値に応じて、各スイッチング素子のオンオフデューティ比を補正するデッドタイム補償値を変化させるように構成されている。

特開２０１０−２２１３６号

しかしながら、特許文献１の技術では、特許文献１の図３に示されているように、平均電流値に応じてデッドタイム補償値を変化させる必要がある分類は、分類２及び分類４だけであり、この領域の全体の動作領域に占める割合はごくわずかである。また、分類２及び分類４の範囲は、リアクトル電流の振幅によって変わるためインダクタンス値の変動の影響を受けやすい。そのため、算出した平均電流値に応じてデッドタイム補償値を設定する特許文献１の技術では、リアクトルのインダクタンス値の公差等を考慮すると、このごくわずかの領域を正確に判定することは難しい。よって、フィードフォワード制御により、デッドタイム補償値を適切なタイミングで適切な値に設定することができずに、出力電圧の変動を抑える効果が部品バラつきや動作条件によって左右されるという問題がある。

また、一方のスイッチング素子の代わりにダイオードを使用する場合、軽負荷時において、０Ａ以下にはリアクトル電流が流れなくなる電流不連続モードとなるため、負荷変動の際に、出力電圧の変動が大きくなる。

そこで、リアクトルのインダクタンス値の公差等のばらつきが生じても、リアクトル電流が０Ａ付近になったときの、出力電圧の変動を抑制できる直流電力変換器が望まれる。

本発明に係る直流電力変換器は、入力電線と出力電線の間で直流電力を変換する直流電力変換器であって、リアクトル、スイッチング素子、ダイオード又はダイオードの役割をする同期整流用スイッチング素子からなる整流素子、及び前記出力電線に接続された出力コンデンサを少なくとも１つずつ有するコンバータ部と、前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記コンバータ部の対象箇所の電圧又は電流についての値、積分値、微分値、又は変化量である対象パラメータのセンシング値を算出すると共に、前記スイッチング素子をオフに制御した時に前記整流素子の電流の流れが制限されないと仮定した場合の、前記対象パラメータの推定値を算出し、前記対象パラメータのセンシング値が、前記対象パラメータの推定値に近づくように、前記スイッチング素子のオンオフデューティ比を変化させる推定制御を行うものである。

本発明に係る直流電力変換器によれば、対象パラメータのセンシング値が、スイッチング素子をオフに制御した時に整流素子の電流の流れが制限されないと仮定した場合の対象パラメータの推定値に近づくように、フィードバック制御により、スイッチング素子のオンオフデューティ比を変化させるので、リアクトルのインダクタンス値の公差等が生じても、特許文献１のように、フィードフォワード制御であるため、適切なタイミングで適切な値を補正できないといったことはなく、適切にオンオフデューティ比を変化させることができる。

本発明の実施の形態１に係る直流電力変換器の構成を示した図である。 本発明の実施の形態１に係るリアクトルの電流波形およびＰＷＭ信号発生部の処理を示した図である。 スイッチング素子のオン期間での電流経路である。 スイッチング素子のオフ期間での電流経路である。 リアクトルの電流波形とデッドタイムの影響を示した図である。 リアクトルの電流波形と電流不連続モードの影響を示した図である。 本発明の実施の形態３に係る負荷変動時の出力電圧とリアクトル電流の挙動を示した図である。 本発明の実施の形態４に係る直流電力変換器の構成を示した図である。 本発明の実施の形態４に係るリアクトルの電流波形およびＰＷＭ信号発生部の処理を示した図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。 本発明のその他の実施の形態に係るコンバータ部の１つの例の回路図である。

１．実施の形態１
実施の形態１に係る直流電力変換器について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る直流電力変換器の構成図である。

直流電力変換器は、入力電線２０と出力電線２１との間で直流電力を変換するＤＣ−ＤＣ変換器である。直流電力変換器は、入力電線２０の直流電圧Ｖｉｎを任意の直流電圧Ｖｏｕｔに変換して出力電線２１に出力する。入力電線２０及び出力電線２１は、それぞれ、正側の電線と負側の電線から構成される。

１−１．コンバータ部７
本実施の形態では、入力電線２０には、直流電源１が接続され、出力電線２１には負荷６が接続されている。入力電線２０と出力電線２１との間には、コンバータ部７が設けられている。コンバータ部７は、リアクトル２、スイッチング素子３、ダイオード又はダイオードの役割をする同期整流用スイッチング素子からなる整流素子４、及び出力電線２１に接続された出力コンデンサ５を少なくとも１つずつ有する。本実施の形態では、コンバータ部７は、リアクトル２、スイッチング素子３、整流素子４としての同期整流用スイッチング素子４、及び出力コンデンサ５を１つずつ有している。

スイッチング素子３及び同期整流用スイッチング素子４には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられており、逆並列接続されたダイオードの機能を有する。なお、スイッチング素子３及び同期整流用スイッチング素子４には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられてもよい。

出力電線２１の正側と負側の間には、正側から、同期整流用スイッチング素子４、スイッチング素子３が直列接続されている。詳細には、同期整流用スイッチング素子４のドレイン端子は、出力電線２１の正側に接続され、同期整流用スイッチング素子４のソース端子は、スイッチング素子３のドレイン端子に接続され、スイッチング素子３のソース端子は、出力電線２１の負側に接続されている。出力電線２１の負側と入力電線２０の負側は、互いに接続されている。

リアクトル２の一端は、入力電線２０の正側に接続され、リアクトル２の他端は、同期整流用スイッチング素子４とスイッチング素子３との接続点に接続されている。出力電線２１の電圧は、入力電線２０の電圧よりも高くなる。整流素子４が同期整流用スイッチング素子４とされているため、直流変換回路は、入力電線２０側から出力電線２１側に昇圧して電力を転送する昇圧動作に加えて、出力電線２１側から入力電線２０側に降圧して電
力を転送する降圧動作が可能となる。なお、整流素子４がダイオードとされている場合は、昇圧動作のみが可能となる。

出力コンデンサ５は、スイッチング素子３及び整流素子４よりも負荷６側の出力電線２１の正側と負側の間に接続されており、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔを平滑化する。

直流電力変換器は、入力電線２０の入力側と出力側の間の入力電線２０の電圧Ｖｉｎをセンシングする入力電圧センサと、リアクトル２を流れる電流ＩＬをセンシングするリアクトル電流センサと、出力電線２１の入力側と出力側の間の出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔをセンシングする出力電圧センサと、出力電線２１から負荷６側に流れる電流をセンシングする出力電流センサと、を備えている（不図示）。制御部１３は、各センサの出力信号に基づいて、各パラメータのセンシング値を算出する。

リアクトル２のインダクタンス成分をＬで表し、リアクトル２の直流抵抗成分をＲＬで表している。出力コンデンサ５の容量成分をＣｏｕｔで表し、出力コンデンサ５の直流抵抗成分をＲcで表している。負荷６の抵抗成分をＲｏｕｔで表し、負荷６のその他の成分
を６１で表している。

１−２．制御部１３
直流電力変換器は、コンバータ部７を制御する制御部１３を備えている。制御部１３は、スイッチング素子３をオンオフ制御する。制御部１３は、ＰＷＭ周期Ｔｓｗの矩形パルス波信号（ＰＷＭ信号）のオンオフデューティ比Ｄ１を変化させるＰＷＭ制御によりスイッチング素子３をオンオフ制御する。ＰＷＭ制御は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御である。オンオフデューティ比Ｄ１は、ＰＷＭ周期Ｔｓｗに対して、スイッチング素子３がオンされている期間の比とされており、０から１の間を変化する。本実施の形態では、整流素子４が、同期整流用スイッチング素子４とされており、制御部１３は、スイッチング素子３をオフしている間、同期整流用スイッチング素子４をオンするオンオフ制御を行う。

制御部１３は、オンオフ制御を行う処理回路を備えている。制御部１３の処理回路は、演算処理装置、記憶装置等のデジタル電子回路により構成されてもよいし、コンパレータ、オペアンプ、差動増幅回路等のアナログ電子回路から構成されてもよいし、デジタル電子回路及びアナログ電子回路の双方により構成されてもよい。

スイッチング素子３がオンしている期間では、図３に示す経路で電流が流れる。リアクトル２の電流ＩＬは、リアクトル２の直流抵抗成分ＲＬが０であるとすると式（１）で表される。

また、スイッチング素子３がオフしている期間（同期整流用スイッチング素子４がオンしている期間）では、図４に示す経路で電流が流れる。リアクトル２の電流ＩＬは、リアクトル２の直流抵抗成分ＲＬが０とすると式（２）で表される。

また、スイッチング素子３のオンオフデューティ比Ｄ１を用いて、ＰＷＭ周期Ｔｓｗ間の式（１）と式（２）を平均化した式は式（３）となる。

特に定常状態では、式（３）の左辺は０となるので、式（４）が成り立つ。

式（３）から、スイッチング素子３のオンオフデューティ比Ｄ１を調節することにより、リアクトル２の電流ＩＬを調節できることがわかる。また、式（４）から、オンオフデューティ比Ｄ１を調節することにより、定常状態での出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔを調節できることがわかる。

＜デッドタイム生成部１１＞
制御部１３は、デッドタイムＤｄを算出するデッドタイム生成部１１を備えている。デッドタイムＤｄは、スイッチング素子３のオン期間と、同期整流用スイッチング素子４のオン期間との間に設けられる、スイッチング素子３及び同期整流用スイッチング素子４の双方をオフする期間である。デッドタイムＤｄにより、２つのスイッチング素子３、４が同時にオンになることによるアーム短絡を防止することができる。デッドタイム生成部１１は、デッドタイムＤｄをＰＷＭ周期Ｔｓｗに対する比として算出する。

＜ＰＷＭ信号発生部１２＞
制御部１３は、スイッチング素子３及び同期整流用スイッチング素子４のＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生部１２を備えている。ＰＷＭ信号発生部１２は、図２に示すように、オンオフデューティ比Ｄ１及びデッドタイムＤｄに基づいて設定したスイッチング素子３用の第１コンペアレベルＴＨ１と、ＰＷＭ周期Ｔｓｗで振動する三角波とされたキャリア波ＣＡとを比較し、スイッチング素子３をオンオフする第１ゲート信号Ｇ１を生成する。また、ＰＷＭ信号発生部１２は、オンオフデューティ比Ｄ１及びデッドタイムＤｄに基づいて設定した同期整流用スイッチング素子４用の第２コンペアレベルＴＨ２と、キャリア波ＣＡとを比較し、同期整流用スイッチング素子４をオンオフする第２ゲート信号Ｇ２を生成する。

ＰＷＭ信号発生部１２は、ＰＷＭ周期Ｔｓｗで０と１の間を振動する三角波のキャリア波ＣＡを算出する。ＰＷＭ信号発生部１２は、オンオフデューティ比Ｄ１からデッドタイムＤｄを減算して、第１コンペアレベルＴＨ１を算出する。ＰＷＭ信号発生部１２は、オンオフデューティ比Ｄ１にデッドタイムＤｄを加算して、第２コンペアレベルＴＨ２を算出する。ＰＷＭ信号発生部１２は、キャリア波ＣＡが第１コンペアレベルＴＨ１よりも小さい場合は、第１ゲート信号Ｇ１をオンに設定し、それ以外の場合は、第１ゲート信号Ｇ１をオフに設定する。ＰＷＭ信号発生部１２は、キャリア波ＣＡが第２コンペアレベルＴＨ２よりも大きい場合は、第２ゲート信号Ｇ２をオンに設定し、それ以外の場合は、第２ゲート信号Ｇ２をオフに設定する。

オンオフデューティ比Ｄ１からデッドタイムＤｄを減算した値に、ＰＷＭ周期Ｔｓｗを乗算した値が、第１ゲート信号Ｇ１（スイッチング素子３）のオン期間になる。１からオンオフデューティ比Ｄ１及びデッドタイムＤｄを減算した値に、ＰＷＭ周期Ｔｓｗを乗算した値が、第２ゲート信号Ｇ２（同期整流用スイッチング素子４）のオン期間になる。第１ゲート信号Ｇ１のオン期間と第２ゲート信号Ｇ２のオン期間との間には、デッドタイムＤｄにＰＷＭ周期Ｔｓｗを乗算した期間が設定される。

＜オンオフデューティ比Ｄ１の算出＞
制御部１３は、オンオフデューティ比Ｄ１を算出するための、フィードバック制御部８、推定制御部９、及びデューティ減算部１０を備えている。フィードバック制御部８は、出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔが目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に近づくように、スイッチング素子３のオンオフデューティ比Ｄ１を変化させるフィードバック制御を行う。推定制御部９は、対象パラメータのセンシング値が、対象パラメータの推定値に近づくように、スイッチング素子３のオンオフデューティ比Ｄ１を変化させる推定制御を行う。デューティ減算部１０は、リアクトル２の電流のセンシング値ＩＬに比例係数Ｋｒを乗算した値だけ、スイッチング素子３のオンオフデューティ比Ｄ１を減少させるデューティ減算を行う。フィードバック制御のみでも、出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔを目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に追従させることができるが、応答性、安定性を改善するために推定制御及びデューティ減算が行われる。

本実施の形態では、制御部１３は、式（５）に示すように、フィードバック制御により算出されたフィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃに、推定制御により算出された推定制御デューティ比Ｄ１ｅを加算し、デューティ減算により算出されたデューティ減算値Ｄ１ｒを減算して、最終的なスイッチング素子３のオンオフデューティ比Ｄ１を算出する。

＜フィードバック制御部８＞
上記のように、フィードバック制御部８は、出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔが目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に近づくように、スイッチング素子３のオンオフデューティ比Ｄ１を変化させるフィードバック制御を行う。本実施の形態では、フィードバック制御部８は、式（６）に示すように、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊と出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔとの電圧偏差Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃを算出する。ここで、ＫＰe
は比例ゲインであり、ＫＩeは積分ゲインであり、ＫＤeは微分ゲインである。なお、このＰＩＤ制御の代わりに、微分ゲインＫＤeを０としたＰＩ制御、積分ゲインＫＩeを０としたＰＤ制御等の他のフィードバック制御が用いられもよい。

また、式（７）に示すように、式（６）の連続式の代わりに離散式が用いられてもよい。ここで、ｎはｎ番目の制御周期を示し、ｎ−１はｎ番目の１つ前の制御周期を示す。

＜デューティ減算部１０＞
デューティ減算部１０は、式（８）に示すように、リアクトル２の電流のセンシング値ＩＬに比例係数Ｋｒを乗算して、デューティ減算値Ｄ１ｒを算出する。

デューティ減算値Ｄ１ｒを減算することで、リアクトル２の電流ＩＬが大きくなった場合はオンオフデューティ比Ｄ１を減らし、小さくなった場合はオンオフデューティ比Ｄ１を増やすので、リアクトル２の電流ＩＬの変化を減少させることができ、コンバータ部７の共振抑制効果が得られる。これは、リアクトル２の直流等価抵抗、及びリアクトル２に直列接続されたスイッチング素子３又は同期整流用スイッチング素子４等の抵抗成分の総和であるリアクトル直列抵抗値ＲＬは、効率や発熱の観点からできる限り小さくなるように設計されるが、制御の観点では大きい方が共振し難くためよい。デューティ減算値Ｄ１ｒによって、リアクトル直列抵抗値ＲＬを大きくすることなく、リアクトル直列抵抗値ＲＬを大きくすることと同等の共振抑制効果を得られる。

また、リアクトル直列抵抗値ＲＬと同じく、効率や発熱の観点からできる限り小さくなるように設計される出力コンデンサ５の抵抗値Ｒｃを大きくすることと、負荷６の抵抗値Ｒｏｕｔを小さくすることでも、リアクトル直列抵抗値ＲＬを大きくすることと同等の共振抑制効果が得られる。リアクトル直列抵抗値ＲＬが大きい場合、出力コンデンサ５の抵抗値Ｒｃが大きい場合、負荷６の抵抗値Ｒｏｕｔが小さい場合は、共振抑制効果が不要となるので比例係数Ｋｒを０としてもよい。また、フィードバック制御部８の応答性を、リアクトル２のインダクタンス成分Ｌと出力コンデンサ５の容量成分Ｃｏｕｔで決まる共振周波数より十分に低く（５分の１〜１０分の１程度）すれば共振抑制効果がなくても安定するため、比例係数Ｋｒを０としてもよい。

＜推定制御部９＞
まず、推定制御の必要性について説明する。図２に示されているように、デッドタイム期間中に、リアクトル２の電流ＩＬが正の値である場合は、同期整流用スイッチング素子４のダイオード部分を電流が流れる。一方、デッドタイム期間中に、リアクトル２の電流ＩＬが負の値である場合は、スイッチング素子３のダイオード部分を電流が流れる。リアクトル２の電流ＩＬが０Ａを跨いで振動する場合は、デッドタイム期間中に、リアクトル２の電流ＩＬが正の値であるか負の値であるかに応じて、同期整流用スイッチング素子４のダイオード部分を電流が流れるか、スイッチング素子３のダイオード部分を電流が流れるかが切り替わる。よって、リアクトル２の電流ＩＬが正の値であるか負の値であるかに応じて、第１ゲート信号Ｇ１のオン期間に対する、スイッチング素子３を電流が流れる期間（スイッチング素子３のオン期間）が延び縮みする。

リアクトル２の電流ＩＬが０Ａ付近であると共に、負荷が変動する場合を図５に示す。リアクトル２の電流が０Ａよりも大きい場合は、第１ゲート信号Ｇ１をオフにし、スイッチング素子３をオフに制御した時、オフ指令通りにスイッチング素子３を流れる電流が遮断され、同期整流用スイッチング素子４のダイオード部分を電流が流れ、リアクトル２の電流が次第に減少する。

一方、リアクトル２の電流が０Ａを跨いで０Ａよりも小さくなっている場合は、第１ゲート信号Ｇ１をオフにし、スイッチング素子３をオフに制御した時、デッドタイム期間以外では、オフ指令通りにスイッチング素子３を流れる電流が遮断され、同期整流用スイッチング素子４を電流が流れ、リアクトル２の電流が次第に減少するが、デッドタイム期間では、オフ指令に反して、スイッチング素子３（ダイオード部分）を電流が流れ、同期整流用スイッチング素子４の電流の流れが阻止され、リアクトル２の電流が次第に増加する。よって、スイッチング素子３のオフ期間が、オフ指令よりもデットタイム期間分短くなり、スイッチング素子３のオン期間が、オン指令よりもデットタイム期間分長くなっている。

その結果、リアクトル２の電流が０Ａを跨いで振動する場合は、デッドタイムの影響により、リアクトル２の電流が、スイッチング素子３のオンオフ指令に従った期待される電流値から大きく外れ、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔも目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊から大きく外れる。

本実施の形態とは異なるが、整流素子４がダイオードである場合について図６に示す。リアクトル２の電流が０Ａよりも大きい場合は、図５の場合と同様に、第１ゲート信号Ｇ１をオフにした時、オフ指令通りにスイッチング素子３を流れる電流が遮断され、ダイオードを電流が流れ、リアクトル２の電流が次第に減少する。

一方、リアクトル２の電流が０Ａよりも小さくなる場合は、スイッチング素子３をオフに制御した時、オフ指令に反して、ダイオードの電流の流れが阻止され、リアクトル２の電流が０Ａになる。よって、スイッチング素子３のオフ期間が、オフ指令よりもリアクトル２の電流が０Ａよりも小さくなる期間分短くなっている。その結果、リアクトル２の電流が０Ａを跨いで振動する場合は、電流不連続モードになり、リアクトル２の電流が、スイッチング素子３のオンオフ指令に従った、期待される電流値から大きく外れ、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔも目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊から大きく外れる。

このように、リアクトル２の電流が０Ａを跨いで振動し、スイッチング素子３をオフに制御した時に整流素子４の電流の流れが制限されると、整流素子４の電流の流れが制限されないと仮定した場合のリアクトル２の電流の期待値から大きく外れ、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔが目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊から大きく外れる。出力電圧のフィードバック制御によっても、出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔを目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に追従させることは可能であるが、追従遅れが生じる。そこで、本実施の形態では、出力電圧のフィードバック制御に加えて、推定制御を行うことにより、より高速に追従させるように構成されている。

すなわち、推定制御部９は、コンバータ部７の対象箇所の電圧又は電流についての値、積分値、微分値、又は変化量である対象パラメータのセンシング値を算出する。推定制御部９は、スイッチング素子３がオフの時に整流素子４の電流の流れが制限されないと仮定した場合の、対象パラメータの推定値を算出する。そして、推定制御部９は、対象パラメータのセンシング値が、対象パラメータの推定値に近づくように、スイッチング素子３のオンオフデューティ比Ｄ１を変化させる推定制御を行う。

本実施の形態では、推定制御部９が、リアクトル２の電流の値、積分値、微分値、又は変化量を、対象パラメータとしている場合について説明する。まず、推定制御部９が、リアクトル２の電流の値を、対象パラメータとしている場合について説明する。

推定制御部９は、式（９）の第１式に示すように、入力電線２０の電圧のセンシング値Ｖｉｎ、出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔ、スイッチング素子３のオンオフ制御情報（本例では、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃ）、及びリアクトル２のインダクタンス値Ｌｅに基づいて、対象パラメータとしてのリアクトル２の電流の微分値又は変化量（本例では微分値）の推定値を算出し、当該微分値又は変化量の推定値を積分又は積算（本例では積分）して、対象パラメータとしてのリアクトル２の電流の推定値ＩＬｅを算出する。

ここで、推定制御部９は、式（９）の第１式に示すように、入力電線２０の電圧Ｖｉｎと、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔと、スイッチング素子３のオンオフ制御情報との関係式を用いて、リアクトル２の電流の推定値ＩＬｅの算出を行っている。この関係式は、上記の式（３）のように、リアクトル２に生じている起電力を、リアクトル２のインダクタンス値で除算すると、リアクトル２の電流の時間変化（微分値）になることを表す物理式を用いている。Ｖｉｎ−（１−Ｄ１ｃ）×Ｖｏｕｔにより、リアクトル２に生じる起電力の推定値を算出し、この起電力の推定値を、リアクトル２のインダクタンス値Ｌｅで除算することにより、リアクトル２の電流の時間変化の推定値を算出し、この電流の時間変化の推定値を積分することにより、リアクトル２の電流の推定値を算出している。なお、−ＲＬｅ×ＩＬの項は、リアクトル直列抵抗ＲＬを流れるリアクトル電流ＩＬによる電圧降下により、算出されるリアクトル２の起電力が低下することを表しており、以下で説明する共振抑制効果も兼ねているが、共振抑制効果が必要ない場合、又は、演算を簡略化したい場合は、無くてもよい。この関係式は、以下の式（１０）から式（１４）についても同様である。

本実施の形態では、式（９）の第１式の算出に用いられるリアクトル直列抵抗値ＲＬｅは、実際の値よりも大きい値に設定されている。この設定により、デューティ減算値Ｄ１ｒと同様の共振抑制効果が得られる。また、共振抑制効果が必要ない場合は、デューティ減算値Ｄ１ｒの比例係数Ｋｒと同様に、リアクトル直列抵抗値ＲＬｅを０とすることで演算を簡略化することができる。このリアクトル直列抵抗値ＲＬｅの設定は、以下の式（１０）から式（１４）についても同様である。

本実施の形態では、推定制御部９は、スイッチング素子３のオンオフ制御情報として、推定制御デューティ比Ｄ１ｅにより変化される前のオンオフデューティ比Ｄ１（本例では、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃ）を用いている。デューティ比が用いられるので、リアクトル２の電流の推定値ＩＬｅは、図５に示すような、ＰＷＭ周期Ｔｓｗで振動する値とならず、ＰＷＭ周期Ｔｓｗの平均値となる。このように、平均値としても、オンオフデューティ比Ｄ１は、ＰＷＭ周期Ｔｓｗ毎に変更されるため、制御応答性上は許容で
きる。

なお、推定制御部９は、スイッチング素子３のオンオフ制御情報として、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃからデッドタイムＤｄを減算したデューティ比を用いてもよい。或いは、推定制御部９は、スイッチング素子３のオンオフ制御情報として、第１ゲート信号Ｇ１がオンのときに１になり、第１ゲート信号Ｇ１がオフのときに０になる値を用いてもよい。

推定制御部９は、式（９）の第２式、第３式に示すように、リアクトル２の電流の推定値ＩＬｅとリアクトル２の電流のセンシング値ＩＬとの電流偏差ＩＬｅ＿ｅｒｒｏｒに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、推定制御デューティ比Ｄ１ｅを算出する。ここで、ＫＰeは比例ゲインであり、ＫＩeは積分ゲインであり、ＫＤeは微分ゲイ
ンである。なお、このＰＩＤ制御の代わりに、微分ゲインＫＤeを０としたＰＩ制御、積
分ゲインＫＩeを０としたＰＤ制御等の他のフィードバック制御が用いられもよい。

なお、式（９）を離散化した式（１０）でも、式（９）と同等の効果が得られる。Ｔｃは制御周期を表す。推定制御部９は、式（９）とは異なり、制御周期Ｔｃ間のリアクトル２の電流の変化量の推定値を算出し、当該変化量の推定値を積算して、リアクトル２の電流の推定値ＩＬｅを算出している。なお、式（１０）を変形した同等のものも使用できる。

次に、推定制御部９が、リアクトル２の電流の微分値を、対象パラメータとしている場合について説明する。推定制御部９は、式（１１）の第１式に示すように、式（９）の第１式の微分値の演算部分と同様に、入力電線２０の電圧のセンシング値Ｖｉｎ、出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔ、スイッチング素子３のオンオフ制御情報（本例では、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃ）、及びリアクトル２のインダクタンス値Ｌｅに基づいて、対象パラメータとしてのリアクトル２の電流の微分値の推定値ｄＩＬｅ／ｄｔを算出する。

推定制御部９は、式（１１）の第２式、第３式に示すように、リアクトル２の電流の微分値の推定値ｄＩＬｅ／ｄｔとリアクトル２の電流の微分値のセンシング値ｄＩＬ／ｄｔとの偏差ｄＩＬｅ＿ｅｒｒｏｒ／ｄｔに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、推定制御デューティ比Ｄ１ｅを算出する。

なお、式（１１）を離散化した式（１２）でも、式（１１）と同等の効果が得られる。なお、式（１２）を変形した同等のものも使用できる。

なお、式（１２）を変形した式のひとつである式（１３）も、式（１２）と同等の効果が得られる。式（１３）において、リアクトル２の電流の推定値ＩＬｅが、リアクトル２の電流の推定値の前回値と、制御周期Ｔｃ間のリアクトル２の電流の変化量の推定値の和で求められる。

次に、推定制御部９が、リアクトル２の電流の変化量を、対象パラメータとしている場合について説明する。推定制御部９は、式（１４）の第１式に示すように、式（１０）の第１式の変化量の演算部分と同様に、入力電線２０の電圧のセンシング値Ｖｉｎ、出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔ、スイッチング素子３のオンオフ制御情報（本例では、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃ）、リアクトル２のインダクタンス値Ｌｅ、及び制御周期Ｔｃに基づいて、対象パラメータとしてのリアクトル２の電流の変化量の推定値ΔＩＬｅを算出する。

推定制御部９は、式（１４）の第２式に示すように、前回の制御周期のリアクトル２の電流のセンシング値ＩＬ（ｎ−１）と今回の制御周期のリアクトル２の電流のセンシング値ＩＬ（ｎ）との差分により、対象パラメータとしてのリアクトル２の電流の変化量のセンシング値ΔＩＬを算出する。そして、推定制御部９は、式（１４）の第３式、第４式に示すように、リアクトル２の電流の変化量の推定値ΔＩＬｅとリアクトル２の電流の変化量のセンシング値ΔＩＬとの偏差ΔＩＬｅ＿ｅｒｒｏｒに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、推定制御デューティ比Ｄ１ｅを算出する。

推定制御部９の演算に用いられるリアクトル直列抵抗値ＲＬｅが実際の値よりも大きい値に設定されている場合は、デューティ減算部１０の比例係数Ｋｒが０でも共振抑制効果が得られる。デューティ減算部１０の比例係数Ｋｒが実際のリアクトル直列抵抗値ＲＬより大きい場合は、推定制御部９のリアクトル直列抵抗値ＲＬｅが実際のリアクトル直列抵抗値ＲＬと同等以下もしくは０でも共振抑制効果が得られる。しかしながら、推定制御部９とデューティ減算部１０の両方が設けられる場合であって、比例係数Ｋｒが実際のリアクトル直列抵抗値ＲＬより大きい場合は、推定制御部９のリアクトル直列抵抗値ＲＬｅには、比例係数Ｋｒと同じ値が用いられる。それにより、リアクトル２の電流の推定値ＩＬｅを算出する際に、実際のリアクトル直列抵抗値ＲＬより大きい値に設定された回路で算
出することになるので、リアクトル２の電流の推定値ＩＬｅの変化を減少させることができ、推定制御デューティ比Ｄ１ｅの変化を減少させることができる。よって、より大きな共振抑制効果を得ることができる。

以上のように、実施の形態１の直流電力変換器によれば、フィードバック制御部８により、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔを目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に追従させるフィードバック制御を行いながら、デューティ減算部１０による共振抑制効果が得られ、推定制御部９のリアクトル２の電流の推定制御によるデッドタイム補償、もしくは電流不連続モードの応答性改善を行うことができる。さらに、デューティ減算部１０に加えて、推定制御部９でもリアクトル直列抵抗値ＲＬｅの設定により共振抑制を行うと、デューティ減算部１０のみの場合よりもさらに大きな共振抑制効果が得られる。

２．実施の形態２
次に、実施の形態２に係る直流電力変換器について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る直流電力変換器の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様であるが、対象パラメータ、及び対象パラメータの推定値の算出方法が実施の形態１と異なる。

本実施の形態では、実施の形態１とは異なり、推定制御部９は、出力電線２１の電圧の値、積分値、微分値、又は変化量を、対象パラメータとしている。まず、推定制御部９が、出力電線２１の電圧の値を、対象パラメータとしている場合について説明する。

推定制御部９は、式（１５）の第１式に示すように、リアクトル２の電流のセンシング値ＩＬ、出力電線２１の電流のセンシング値Ｉｏｕｔ、スイッチング素子３のオンオフ制御情報（本例では、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃ）、及び出力コンデンサ５の容量値Ｃｏｕｔｅに基づいて、対象パラメータとしての出力電線２１の電圧の微分値又は変化量（本例では微分値）の推定値を算出し、当該微分値又は変化量の推定値を積分又は積算（本例では積分）して、対象パラメータとしての出力電線２１の電圧の推定値Ｖｏｕｔｅを算出する。

ここで、推定制御部９は、式（１５）の第１式に示すように、リアクトル２の電流ＩＬと、出力電線２１の電流Ｉｏｕｔと、スイッチング素子３のオンオフ制御情報と、出力コンデンサ５の容量値Ｃｏｕｔとの関係式を用いて、出力電線２１の電圧の推定値Ｖｏｕｔｅの算出を行っている。この関係式は、出力コンデンサ５に蓄えられた電荷を、出力コンデンサ５の容量値で除算した値が、出力コンデンサ５の端子間電圧（出力電線２１の電圧）になることを表す物理式である。（１−Ｄ１ｃ）×ＩＬ−Ｉｏｕｔにより、出力コンデンサ５に流入する電流の推定値を算出し、この流入電流の推定値を積分することにより、出力コンデンサ５に蓄えられる電荷の推定値を算出し、この電荷の推定値を、出力コンデンサ５の容量値Ｃｏｕｔｅで除算することにより、出力コンデンサ５の端子間電圧の推定値を算出している。なお、−Ｖｏｕｔ／Ｒｏｕｔｅの項は、以下で説明する共振抑制効果のために設けられているが、共振抑制効果が必要ない場合は無くてもよい。また、出力コンデンサ５に流入する電流により生じる電圧降下の推定値を、Ｒｃｅ×｛（１−Ｄ１ｃ）×ＩＬ−Ｉｏｕｔ｝により算出し、この電圧降下の推定値を、出力コンデンサ５の端子間電圧の推定値に加算して、出力電線２１の電圧の推定値Ｖｏｕｔｅを算出している。なお、この電圧降下の項は、以下で説明する共振抑制効果も兼ねているが、共振抑制効果が必要ない場合、又は、演算を簡略化したい場合は、無くてもよい。この関係式は、以下の式（１６）から式（２０）についても同様である。

式（１５）の第１式の算出に用いられる、負荷６の抵抗値Ｒｏｕｔｅは、実際より小さな値に設定されている。この設定により、小さな抵抗値Ｒｏｕｔが接続されているように制御的に見せかけることにより、共振抑制効果が得られる。また、共振抑制効果が必要ない場合は、負荷６の抵抗値Ｒｏｕｔｅを無限大とすることで演算を簡略化することができる。

本実施の形態では、式（１５）の第１式の算出に用いられる出力コンデンサ５の直列等価抵抗の抵抗値Ｒｃｅは、実際の値より大きい値に設定されている。この設定により、大きな抵抗値Ｒｃが接続されているように制御的に見せかけることにより、共振抑制効果が得られる。また、共振抑制効果が必要ない場合は、出力コンデンサ５の抵抗値Ｒｃｅを０とすることで演算を簡略化することができる。これらの負荷６の抵抗値Ｒｏｕｔｅ、出力コンデンサ５の抵抗値Ｒｃｅの設定は、以下の式（１６）から式（２０）についても同様である。

推定制御部９は、式（１５）の第２式、第３式に示すように、出力電線２１の電圧の推定値Ｖｏｕｔｅと出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔとの電圧偏差Ｖｏｕｔｅ＿ｅｒｒｏｒに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、推定制御デューティ比Ｄ１ｅを算出する。ここで、ＫＰeは比例ゲインであり、ＫＩeは積分ゲインであり、ＫＤeは微分ゲインである。なお、このＰＩＤ制御の代わりに、微分ゲインＫＤeを０としたＰＩ制御、積分ゲインＫＩeを０としたＰＤ制御等の他のフィードバック制御が用いられ
もよい。

なお、式（１５）を離散化した式（１６）でも、式（１５）と同等の効果が得られる。Ｔｃは制御周期を表す。推定制御部９は、式（１５）とは異なり、制御周期Ｔｃ間の出力電線２１の電圧の変化量の推定値を算出し、当該変化量の推定値を積算して、出力電線２１の電圧の推定値Ｖｏｕｔｅを算出している。なお、式（１６）を変形した同等のものも使用できる。

次に、推定制御部９が、出力電線２１の電圧の微分値を、対象パラメータとしている場合について説明する。推定制御部９は、式（１７）の第１式に示すように、式（１５）の第１式の微分値の演算部分と同様に、リアクトル２の電流のセンシング値ＩＬ、出力電線２１の電流のセンシング値Ｉｏｕｔ、スイッチング素子３のオンオフ制御情報（本例では、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃ）、及び出力コンデンサ５の容量値Ｃｏｕｔｅに基づいて、対象パラメータとしての出力電線２１の電圧の微分値の推定値ｄＶｏｕｔｅ／ｄｔを算出する。

推定制御部９は、式（１７）の第２式、第３式に示すように、出力電線２１の電圧の微分値の推定値ｄＶｏｕｔｅ／ｄｔと出力電線２１の電圧の微分値のセンシング値ｄＶｏｕｔ／ｄｔとの偏差ｄＶｏｕｔｅ＿ｅｒｒｏｒ／ｄｔに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、推定制御デューティ比Ｄ１ｅを算出する。

なお、式（１７）を離散化した式（１８）でも、式（１７）と同等の効果が得られる。式（１８）では式の複雑化を防ぐために負荷６の抵抗値Ｒｏｕｔｅを０にしている。式（１８）を変形した同等のものも使用できる。

なお、式（１８）を変形した式のひとつである式（１９）も、式（１８）と同等の効果が得られる。式（１９）において、出力電線２１の電圧の推定値Ｖｏｕｔｅが、出力電線２１の電圧の推定値の前回値と、制御周期Ｔｃ間の出力電線２１の電圧の変化量の推定値の和で求められる。

次に、推定制御部９が、出力電線２１の電圧の変化量を、対象パラメータとしている場合について説明する。推定制御部９は、式（２０）の第１式に示すように、式（１６）の第１式の変化量の演算部分と同様に、リアクトル２の電流のセンシング値ＩＬ、出力電線２１の電流のセンシング値Ｉｏｕｔ、スイッチング素子３のオンオフ制御情報（本例では、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃ）、出力コンデンサ５の容量値Ｃｏｕｔｅ、及び制御周期Ｔｃに基づいて、対象パラメータとしての出力電線２１の電圧の変化量の推定値ΔＶｏｕｔｅを算出する。

推定制御部９は、式（２０）の第２式に示すように、前回の制御周期の出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔ（ｎ−１）と今回の制御周期の出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔ（ｎ）との差分により、対象パラメータとしての出力電線２１の電圧の変化量のセンシング値ΔＶｏｕｔを算出する。そして、推定制御部９は、式（２０）の第３式、第４式に示すように、出力電線２１の電圧の変化量の推定値ΔＶｏｕｔｅと出力電線２１の電圧の変化量のセンシング値ΔＶｏｕｔとの偏差ΔＶｏｕｔｅ＿ｅｒｒｏｒに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、推定制御デューティ比Ｄ１ｅを算出する。

推定制御部９の演算に用いられる出力コンデンサ５の直列等価抵抗の抵抗値Ｒｃｅが、実際の値よりも大きい値に設定されている場合は、デューティ減算部１０の比例係数Ｋｒ
が０でも共振抑制効果が得られる。また、推定制御部９の演算に用いられる負荷６の抵抗値Ｒｏｕｔｅが、実際の値よりも小さい値に設定されている場合は、デューティ減算部１０の比例係数Ｋｒが０でも共振抑制効果が得られる。

以上のように、実施の形態２の直流電力変換器によれば、フィードバック制御部８により、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔを目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に追従させるフィードバック制御を行いながら、デューティ減算部１０による共振抑制効果が得られ、推定制御部９の出力電線２１の電圧の推定制御によるデッドタイム補償、もしくは電流不連続モードの応答性改善を行うことができる。

３．実施の形態３
次に、実施の形態３に係る直流電力変換器について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る直流電力変換器の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様であるが、対象パラメータの推定値の算出方法が実施の形態１及び２と異なる。

上記の実施の形態１では、リアクトル２のインダクタンスにより生じるリアクトル２の電流の時間変化を考慮して、リアクトル２の電流の推定値を算出していた。本実施の形態では、上記の式（４）で説明したように、リアクトル２の電流の時間変化を考慮せずに、定常状態であるものとして、対象パラメータの推定値を算出する。ここでは、出力電線２１の電圧の値が対象パラメータとされている場合について説明する。

本実施の形態では、実施の形態２とは異なり、式（２１）の第１式に示すように、入力電線２０の電圧のセンシング値Ｖｉｎ、スイッチング素子３のオンオフ制御情報（本例では、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃ）に基づいて、対象パラメータとしての出力電線２１の電圧の推定値Ｖｏｕｔｅを算出する。

ここで、推定制御部９は、式（２１）の第１式に示すように、入力電線２０の電圧Ｖｉｎと、スイッチング素子３のオンオフ制御情報との関係式を用いて、出力電線２１の電圧の推定値Ｖｏｕｔｅの算出を行っている。この関係式は、リアクトル２の電流の時間変化がない、定常状態であると仮定した場合は、Ｖｉｎ／（１−Ｄ１ｃ）が、出力電線２１の電圧になることを表す物理式である。なお、−ＲＬｅ×ＩＬの項は、リアクトル直列抵抗ＲＬを流れるリアクトル電流ＩＬによる電圧降下により、出力電線２１の電圧が低下することを表しており、以下で説明する共振抑制効果も兼ねているが、共振抑制効果が必要ない場合、又は、演算を簡略化したい場合は、無くてもよい。なお、実施の形態１、２と同様に、式（２１）を変形、離散化した同等のものも使用できる。

本実施の形態では、式（２１）の第１式の算出に用いられるリアクトル直列抵抗値ＲＬｅは、実際の値よりも大きい値に設定されている。この設定により、デューティ減算値Ｄ１ｒと同様の共振抑制効果が得られる。また、共振抑制効果が必要ない場合は、デューテ
ィ減算値Ｄ１ｒの比例係数Ｋｒと同様に、リアクトル直列抵抗値ＲＬｅを０とすることで演算を簡略化することができる。

推定制御部９は、式（２１）の第２式、第３式に示すように、出力電線２１の電圧の推定値Ｖｏｕｔｅと出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔとの電圧偏差Ｖｏｕｔｅ＿ｅｒｒｏｒに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、推定制御デューティ比Ｄ１ｅを算出する。ここで、ＫＰeは比例ゲインであり、ＫＩeは積分ゲインであり、ＫＤeは微分ゲインである。なお、このＰＩＤ制御の代わりに、微分ゲインＫＤeを０としたＰＩ制御、積分ゲインＫＩeを０としたＰＤ制御等の他のフィードバック制御が用いられ
もよい。

デューティ減算値Ｄ１ｒは省略することもできるが省略しない場合、リアクトル２の電流ＩＬが増えるとオンオフデューティ比Ｄ１が減り、リアクトル２の電流ＩＬが減るとオンオフデューティ比Ｄ１が増える。そのため、推定制御を行わない場合、又は実施の形態１、実施の形態２の演算方法では、図７に示すように負荷変動時に動作領域Ａ、動作領域Ｃ、動作領域Ｅでも出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔが変動する。本実施の形態における式（２１）の第１式のリアクトル直列抵抗値ＲＬｅを０とおけば、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃに対応する出力電線２１の電圧が推定値Ｖｏｕｔｅに設定され、推定値Ｖｏｕｔｅに追従するように、オンオフデューティ比Ｄ１が変化される。その結果、オンオフデューティ比Ｄ１が、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃになるように制御されるため、動作領域Ａ、動作領域Ｃ、動作領域Ｅでの出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔの変動を抑えることが可能である。

以上のように、実施の形態３の直流電力変換器によれば、フィードバック制御部８により、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔを目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に追従させるフィードバック制御を行いながら、デューティ減算部１０による共振抑制効果が得られ、推定制御部９の出力電線２１の電圧の推定制御によるデッドタイム補償、もしくは電流不連続モードの応答性改善を行うことができる。

４．実施の形態４
次に、実施の形態４に係る直流電力変換器について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。図８は、実施の形態４に係る直流電力変換器の構成図である。実施の形態１とは異なり、コンバータ部７は、リアクトル、スイッチング素子、及び整流素子を有する変換回路を複数組備えている。複数組の変換回路が並列的に設けられ、インターリーブ構成とされている。本実施形態では、変換回路を２組備えている。すなわち、第１組の変換回路は、第１リアクトル２ａ、第１スイッチング素子３ａ、及び第１整流素子４ａとしての第１同期整流用スイッチング素子４ａを備えている。第２組の変換回路は、第２リアクトル２ｂ、第２スイッチング素子３ｂ、及び第２整流素子４ｂとしての第２同期整流用スイッチング素子４ｂを備えている。

出力電線２１の正側と負側の間には、正側から第１同期整流用スイッチング素子４ａ、第１スイッチング素子３ａが直列接続された第１直列回路と、正側から第２同期整流用スイッチング素子４ｂ、第２スイッチング素子３ｂが直列接続された第２直列回路と、が設けられている。

第１リアクトル２ａの一端は、入力電線２０の正側に接続され、第１リアクトル２ａの他端は、第１同期整流用スイッチング素子４ａと第１スイッチング素子３ａとの接続点に接続されている。第２リアクトル２ｂの一端は、入力電線２０の正側に接続され、第２リアクトル２ｂの他端は、第２同期整流用スイッチング素子４ｂと第２スイッチング素子３ｂとの接続点に接続されている。出力コンデンサ５は、スイッチング素子及び整流素子よ
りも負荷６側の出力電線２１の正側と負側の間に接続されており、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔを平滑化する。

直流電力変換器は、入力電線２０の電圧Ｖｉｎをセンシングする入力電線電圧センサと、第１リアクトル２ａを流れる電流ＩＬ１をセンシングする第１リアクトル電流センサと、第２リアクトル２ｂを流れる電流ＩＬ２をセンシングする第２リアクトル電流センサと、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔをセンシングする出力電線電圧センサと、出力電線２１から負荷６側に流れる電流をセンシングする出力電流センサと、を備えている（不図示）。制御部１３は、各センサの出力信号に基づいて、各パラメータのセンシング値を算出する。

制御部１３は、第１及び第２スイッチング素子３ａ、３ｂ共用のフィードバック制御部８、第１スイッチング素子３ａ用の第１推定制御部９ａ、第２スイッチング素子３ｂ用の第２推定制御部９ｂ、及び第１及び第２スイッチング素子３ａ、３ｂ共用のデューティ減算部１０を備えている。また、制御部１３は、実施の形態１と同様に、デッドタイムＤｄを算出するデッドタイム生成部１１を備えている。

本実施の形態では、制御部１３は、式（２２）の第１式に示すように、フィードバック制御により算出されたフィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃに、第１推定制御部９ａの推定制御により算出された第１推定制御デューティ比Ｄ１ｅを加算し、デューティ減算により算出されたデューティ減算値Ｄ１ｒを減算して、最終的な第１スイッチング素子３ａ用の第１オンオフデューティ比Ｄ１を算出する。また、制御部１３は、式（２２）の第２式に示すように、フィードバック制御により算出されたフィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃに第２推定制御部９ｂの推定制御により算出された第２推定制御デューティ比Ｄ２ｅを加算し、デューティ減算により算出されたデューティ減算値Ｄ１ｒを減算して、最終的な第２スイッチング素子３ｂ用の第２オンオフデューティ比Ｄ２を算出する。

フィードバック制御部８は、実施の形態１と同様に、式（６）を用いて、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊と出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔとの電圧偏差Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃを算出する。

デューティ減算部１０は、式（２３）に示すように、第１リアクトル２ａの電流のセンシング値ＩＬ１と第２リアクトル２ｂの電流のセンシング値ＩＬ２との合計電流値に比例係数Ｋｒを乗算して、デューティ減算値Ｄ１ｒを算出する。

ＰＷＭ信号発生部１２は、各組のスイッチング素子３ａ、３ｂを代わる代わるオンするインターリーブ制御を行う。ＰＷＭ信号発生部１２は、ＰＷＭ周期Ｔｓｗを組数で除算した周期（本例では、Ｔｓｗ／２）だけ互いに位相をずらして、各組のスイッチング素子３
ａ、３ｂをオンする。

本実施の形態では、図９に示すように、ＰＷＭ信号発生部１２は、第１組と第２組で共通のキャリア波ＣＡを生成する。キャリア波ＣＡは、ＰＷＭ周期Ｔｓｗで０と１の間を振動する三角波とされる。ＰＷＭ信号発生部１２は、第１オンオフデューティ比Ｄ１からデッドタイムＤｄを減算して算出した第１スイッチング素子３ａ用の第１コンペアレベルＴＨ１（＝Ｄ１−Ｄｄ）と、キャリア波ＣＡとを比較し、第１スイッチング素子３ａをオンオフする第１ゲート信号Ｇ１を生成する。また、ＰＷＭ信号発生部１２は、第１オンオフデューティ比Ｄ１にデッドタイムＤｄを加算して算出した第１同期整流用スイッチング素子４ａ用の第２コンペアレベルＴＨ２（＝Ｄ１＋Ｄｄ）と、キャリア波ＣＡとを比較し、第１同期整流用スイッチング素子４ａをオンオフする第２ゲート信号Ｇ２を生成する。

ＰＷＭ信号発生部１２は、１から第２オンオフデューティ比Ｄ２を減算すると共にデッドタイムＤｄを加算して算出した第２スイッチング素子３ｂ用の第３コンペアレベルＴＨ３（＝１−Ｄ２＋Ｄｄ）と、キャリア波ＣＡとを比較し、第２スイッチング素子３ｂをオンオフする第３ゲート信号Ｇ３を生成する。また、ＰＷＭ信号発生部１２は、１から第２オンオフデューティ比Ｄ２及びデッドタイムＤｄを減算して算出した第２同期整流用スイッチング素子４ｂ用の第４コンペアレベルＴＨ４（＝１−Ｄ２−Ｄｄ）と、キャリア波ＣＡとを比較し、第２同期整流用スイッチング素子４ｂをオンオフする第４ゲート信号Ｇ４を生成する。

第１組では、ＰＷＭ信号発生部１２は、キャリア波ＣＡが第１コンペアレベルＴＨ１よりも小さい場合は、第１ゲート信号Ｇ１をオンに設定し、それ以外の場合は、第１ゲート信号Ｇ１をオフに設定する。ＰＷＭ信号発生部１２は、キャリア波ＣＡが第２コンペアレベルＴＨ２よりも大きい場合は、第２ゲート信号Ｇ２をオンに設定し、それ以外の場合は、第２ゲート信号Ｇ２をオフに設定する。第２組では、第１組と逆位相になるように、ＰＷＭ信号発生部１２は、キャリア波ＣＡが第３コンペアレベルＴＨ３よりも大きい場合は、第３ゲート信号Ｇ３をオンに設定し、それ以外の場合は、第１ゲート信号Ｇ１をオフに設定する。ＰＷＭ信号発生部１２は、キャリア波ＣＡが第４コンペアレベルＴＨ４よりも小さい場合は、第４ゲート信号Ｇ４をオンに設定し、それ以外の場合は、第４ゲート信号Ｇ４をオフに設定する。

本実施の形態では、第１及び第２推定制御部９ａ、９ｂは、リアクトルの電流を対象パラメータとしている。第１及び第２推定制御部９ａ、９ｂは、式（２４）の第１式に示すように、各組で共通する１つのリアクトルの電流の推定値ＩＬｅを算出している。推定制御部９は、式（９）の第１式と同様に、入力電線２０の電圧のセンシング値Ｖｉｎ、出力電線２１の電圧のセンシング値Ｖｏｕｔ、スイッチング素子３のオンオフ制御情報（本例では、フィードバック制御デューティ比Ｄ１ｃ）、及びリアクトルのインダクタンス値Ｌｅに基づいて、対象パラメータとしてのリアクトルの電流の微分値の推定値を算出し、当該微分値の推定値を積分して、対象パラメータとしての共通のリアクトルの電流の推定値ＩＬｅを算出する。リアクトルのインダクタンス値Ｌｅは、第１リアクトル２ａのインダクタンス値Ｌ１と第２リアクトル２ｂのインダクタンス値Ｌ２の平均値とされている。

−ＲＬｅ×ＩＬの項は、式（９）の第１式と同様に、リアクトル直列抵抗ＲＬを流れるリアクトル電流ＩＬによる電圧降下により、算出されるリアクトルの起電力が低下することを表しており、以下で説明する共振抑制効果も兼ねているが、共振抑制効果が必要ない場合、又は、演算を簡略化したい場合は、無くてもよい。リアクトル直列抵抗値ＲＬｅは、第１リアクトル２ａのリアクトル直列抵抗値ＲＬ１と第２リアクトル２ｂのリアクトル直列抵抗値ＲＬ２との平均値が用いられてもよいが、本実施の形態では、実際の平均値よりも大きい値に設定されている。リアクトルの電流のセンシング値ＩＬは、第１リアクトル２ａの電流ＩＬ１と第２リアクトル２ｂの電流ＩＬ２の平均値が用いられる。

推定制御部９は、式（２４）の第２式、第３式に示すように、共通のリアクトルの電流の推定値ＩＬｅと第１リアクトル２ａの電流のセンシング値ＩＬ１との電流偏差ＩＬｅ１＿ｅｒｒｏｒに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、第１推定制御デューティ比Ｄ１ｅを算出する。また、式（２４）の第４式、第５式に示すように、共通のリアクトルの電流の推定値ＩＬｅと第２リアクトル２ｂの電流のセンシング値ＩＬ２との電流偏差ＩＬｅ２＿ｅｒｒｏｒに対して、比例演算、積分演算、及び微分演算を行って、第２推定制御デューティ比Ｄ２ｅを算出する。ここで、ＫＰeは比例ゲインであり、ＫＩeは積分ゲインであり、ＫＤeは微分ゲインである。なお、このＰＩＤ制御の代わりに、微分ゲインＫＤeを０としたＰＩ制御、積分ゲインＫＩeを０としたＰＤ制御等の他のフィードバック制御が用いられてもよい。

なお実施の形態１と同様に、式（２４）を離散化したものや、対象パラメータとして、リアクトルの電流の代わりに、リアクトルの電流の微分値、変化量を用いた形のものを用いてもよい。

ここで、第１及び第２推定制御デューティ比Ｄ１ｅ、Ｄ２ｅの算出において、共通のリアクトルの電流の推定値ＩＬｅを用いることで、第１リアクトル２ａの電流ＩＬ１と第２リアクトル２ｂの電流ＩＬ２とを一致させることができ、効率、スイッチング素子及びダイオードのサージ電圧及び発熱において、第１組の変換回路と第２組の変換回路との状態を揃えて、双方とも、最もよい電流状態で動作させることができる。

以上のように、実施の形態４の直流電力変換器によれば、フィードバック制御部８により、出力電線２１の電圧Ｖｏｕｔを目標出力電圧Ｖｏｕｔ＊に追従させるフィードバック制御を行いながら、デューティ減算部１０による共振抑制効果が得られ、推定制御部９の出力電線２１の電圧の推定制御によるデッドタイム補償、もしくは電流不連続モードの応答性改善を行うことができ、第１リアクトル２ａの電流ＩＬ１と第２リアクトル２ｂの電流ＩＬ２とを一致させて、効率、スイッチング素子及びダイオードのサージ電圧及び発熱
において、最もよい電流状態で動作させることができる。

〔その他の実施の形態〕
最後に、本発明のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記の各実施の形態においては、整流素子４が同期整流用スイッチング素子４とされており、スイッチング素子３に加えて、同期整流用スイッチング素子４もオンオフ制御されるように構成されている場合を例に説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、図１０のように、整流素子４がダイオード４とされ、スイッチング素子３のみがオンオフ制御されるように構成されてもよい。

（２）上記の各実施の形態においては、コンバータ部７は、リアクトル２、スイッチング素子３、整流素子４としての同期整流用スイッチング素子４、及び出力コンデンサ５を１つずつ有し、昇圧動作及び降圧動作が可能な双方向の直流変換回路とされている場合を例に説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、入力電線と出力電線の間で直流電力を変換する直流電力変換器であって、コンバータ部が、リアクトル、スイッチング素子、ダイオード又はダイオードの役割をする同期整流用スイッチング素子からなる整流素子、及び出力電線に接続された出力コンデンサを少なくとも１つずつ有するものであれば、どのような種類の直流電力変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）が用いられてもよい。例えば、図１１から図２３の回路図に示すような、昇圧、降圧、トランス絶縁型、インターリーブ構成型などの直流電力変換器が用いられてもよい。図１１から図２３において、２０は入力電線を表し、２１は出力電線を表し、２、２ａ、２ｂ、２ｃはリアクトル、リアクトルとして機能するトランス、又は磁気結合リアクトルを表し、３、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄはスイッチング素子を表し、４、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは整流素子としてのダイオードを表し、５は出力コンデンサを表し、２２、２２ａ、２２ｂは充放電コンデンサを表し、１は直流電源を表し、６は負荷を表し、７はコンバータ部を表している。なお、４、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは、ダイオードに代えて、同期整流用スイッチング素子とされてもよい。図１１から図２３では、図１、図８、図１０で図示していた抵抗成分については省略している。

（３）上記の各実施の形態においては、直流電力変換器に用いられるスイッチング素子３、及び同期整流用スイッチング素子４は、シリコン（Ｓｉ）半導体を用いている場合を例に説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、直流電力変換器に用いられるスイッチング素子、ダイオードの一部又は全部は、シリコン（Ｓｉ）よりもバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体は、例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドを用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体は、シリコン（Ｓｉ）半導体と比べ、低損失であることからスイッチング周波数（ＰＷＭ周期）の高速化が可能である。スイッチング周波数と制御周波数（制御周期）は、相関関係にあり、スイッチング周波数を上げると制御周波数も同時に上げることが可能である。制御周波数が上がることにより、推定制御の追従速度が上がるため、デッドタイム補償時又は不連続モード動作時の出力電線２１の電圧変動を抑える効果が大きくなる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

２ リアクトル、３ スイッチング素子、４ 同期整流用スイッチング素子（整流素子）
、５ 出力コンデンサ、７ コンバータ部、１３ 制御部、２０ 入力電線、２１ 出力電線、Ｃｏｕｔｅ 出力コンデンサの容量値、Ｄ１ スイッチング素子のオンオフデューティ比、Ｄ１ｃ フィードバック制御デューティ比、Ｄ１ｅ 推定制御デューティ比、Ｄ１ｒ デューティ減算値、Ｄｄ デッドタイム、ＩＬ リアクトルの電流のセンシング値、ＩＬｅ リアクトルの電流の推定値、Ｉｏｕｔ 出力電線の電流のセンシング値、Ｌｅ リアクトルのインダクタンス値、ＲＬｅ リアクトル直列抵抗値、Ｒｃｅ 出力コンデンサの直列等価抵抗の抵抗値、Ｒｏｕｔｅ 負荷の抵抗値、Ｔｃ 制御周期、Ｖｉｎ 入力電線の電圧のセンシング値、Ｖｏｕｔ＊ 目標出力電圧、Ｖｏｕｔ 出力電線の電圧のセンシング値、Ｖｏｕｔｅ 出力電線の電圧の推定値、ｄＩＬ／ｄｔ リアクトルの電流の微分値のセンシング値、ｄＩＬｅ／ｄｔ リアクトルの電流の微分値の推定値、ｄＶｏｕｔ／ｄｔ 出力電線の電圧の微分値のセンシング値、ｄＶｏｕｔｅ／ｄｔ 出力電線の電圧の微分値の推定値、ΔＩＬ リアクトルの電流の変化量のセンシング値、ΔＩＬｅ リアクトルの電流の変化量の推定値、ΔＶｏｕｔ 出力電線の電圧の変化量のセンシング値、ΔＶｏｕｔｅ 出力電線の電圧の変化量の推定値

Claims (18)

1. 入力電線と出力電線の間で直流電力を変換する直流電力変換器であって、
   リアクトル、スイッチング素子、ダイオード又はダイオードの役割をする同期整流用スイッチング素子からなる整流素子、及び前記出力電線に接続された出力コンデンサを少なくとも１つずつ有するコンバータ部と、
   前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記コンバータ部の対象箇所の電圧又は電流についての値、積分値、微分値、又は変化量である対象パラメータのセンシング値を算出すると共に、
   前記スイッチング素子をオフに制御した時に前記整流素子の電流の流れが制限されないと仮定した場合の、前記対象パラメータの推定値を算出し、
   前記対象パラメータのセンシング値が、前記対象パラメータの推定値に近づくように、前記スイッチング素子のオンオフデューティ比を変化させる推定制御を行う直流電力変換器。
2. 前記制御部は、前記リアクトルの電流の値、積分値、微分値、又は変化量を、前記対象パラメータとしている請求項１に記載の直流電力変換器。
3. 前記制御部は、前記リアクトルの電流の変化量を、前記対象パラメータとし、
   前回の制御周期の前記リアクトルの電流のセンシング値と今回の前記制御周期の前記リアクトルの電流のセンシング値との差分により、前記対象パラメータとしての前記リアクトルの電流の変化量のセンシング値を算出し、
   前記入力電線の電圧のセンシング値、前記出力電線の電圧のセンシング値、前記スイッチング素子のオンオフ制御情報、前記リアクトルのインダクタンス値、及び前記制御周期に基づいて、前記対象パラメータとしての前記リアクトルの電流の変化量の推定値を算出する請求項１又は２に記載の直流電力変換器。
4. 前記制御部は、前記リアクトルの電流の値を、前記対象パラメータとし、
   前記リアクトルの電流のセンシング値を算出し、
   前記入力電線の電圧のセンシング値、前記出力電線の電圧のセンシング値、前記スイッチング素子のオンオフ制御情報、及び前記リアクトルのインダクタンス値に基づいて、前記対象パラメータとしての前記リアクトルの電流の微分値又は変化量の推定値を算出し、当該微分値又は変化量の推定値を積分又は積算して、前記対象パラメータとしての前記リアクトルの電流の推定値を算出する請求項１又は２に記載の直流電力変換器。
5. 前記制御部は、前記リアクトルの電流の微分値を、前記対象パラメータとし、
   前記リアクトルの電流の微分値のセンシング値を算出し、
   前記入力電線の電圧のセンシング値、前記出力電線の電圧のセンシング値、前記スイッチング素子のオンオフ制御情報、及び前記リアクトルのインダクタンス値に基づいて、前記対象パラメータとしての前記リアクトルの電流の微分値の推定値を算出する請求項１又は２に記載の直流電力変換器。
6. 前記制御部は、前記リアクトルの直流等価抵抗、及び前記リアクトルに直列接続された抵抗成分の総和であるリアクトル直列抵抗値を用いて、前記対象パラメータの推定値の算出を行い、
   前記リアクトル直列抵抗値は、実際の値よりも大きい値に設定されている請求項２から５のいずれか一項に記載の直流電力変換器。
7. 前記コンバータ部は、前記リアクトル、前記スイッチング素子、及び前記整流素子を有する変換回路を複数組備え、
   前記制御部は、各組の前記スイッチング素子を代わる代わるオンするインターリーブ制御し、
   前記リアクトルの電流を前記対象パラメータとし、
   各組の前記リアクトルの電流のセンシング値を算出し、
   各組で共通する１つの前記リアクトルの電流の推定値を算出し、
   各組について、前記リアクトルの電流のセンシング値が、共通の前記リアクトルの電流の推定値に近づくように、前記スイッチング素子のオンオフデューティ比を変化させる請求項２から６のいずれか一項に記載の直流電力変換器。
8. 前記制御部は、前記出力電線の電圧の値、積分値、微分値、又は変化量を、前記対象パラメータとしている請求項１に記載の直流電力変換器。
9. 前記制御部は、前記出力電線の電圧の変化量を、前記対象パラメータとし、
   前回の制御周期の前記出力電線の電圧のセンシング値と今回の前記制御周期の前記出力電線の電圧のセンシング値との差分により、前記対象パラメータとしての前記出力電線の電圧の変化量のセンシング値を算出し、
   前記リアクトルの電流のセンシング値、前記出力電線の電流のセンシング値、前記スイッチング素子のオンオフ制御情報、前記出力コンデンサの容量値、及び前記制御周期に基づいて、前記対象パラメータとしての前記出力電線の電圧の変化量の推定値を算出する請求項１又は８に記載の直流電力変換器。
10. 前記制御部は、前記出力電線の電圧の値を、前記対象パラメータとし、
    前記出力電線の電圧のセンシング値を算出し、
    前記リアクトルの電流のセンシング値、前記出力電線の電流のセンシング値、前記スイッチング素子のオンオフ制御情報、及び前記出力コンデンサの容量値に基づいて、前記対象パラメータとしての前記出力電線の電圧の微分値又は変化量の推定値を算出し、当該微分値又は変化量の推定値を積分又は積算して、前記対象パラメータとしての前記出力電線の電圧の推定値を算出する請求項１又は８に記載の直流電力変換器。
11. 前記制御部は、前記出力電線の電圧の微分値を、前記対象パラメータとし、
    前記出力電線の電圧の微分値のセンシング値を算出し、
    前記リアクトルの電流のセンシング値、前記出力電線の電流のセンシング値、前記スイッチング素子のオンオフ制御情報、前記出力コンデンサの容量値、及び制御周期に基づいて、前記対象パラメータとしての前記出力電線の電圧の微分値の推定値を算出する請求項１又は８に記載の直流電力変換器。
12. 前記制御部は、前記出力電線に接続された負荷の抵抗値を用いて、前記対象パラメータの推定値の算出を行い、
    前記負荷の抵抗値は、実際の値よりも小さい値に設定されている請求項８から１１のいずれか一項に記載の直流電力変換器。
13. 前記制御部は、前記出力コンデンサの直列等価抵抗の抵抗値を用いて、前記対象パラメータの推定値の算出を行い、
    前記直列等価抵抗の抵抗値は、実際の値より大きい値に設定されている請求項８から１２のいずれか一項に記載の直流電力変換器。
14. 前記制御部は、前記入力電線の電圧と、前記出力電線の電圧と、前記スイッチング素子のオンオフ制御情報との関係式を用いて、前記対象パラメータの推定値の算出を行う請求項２から７のいずれか一項に記載の直流電力変換器。
15. 前記制御部は、前記リアクトルの電流と、前記出力電線の電流と、前記スイッチング素子のオンオフ制御情報と、前記出力コンデンサの容量値との関係式を用いて、前記対象パラメータの推定値の算出を行う請求項８から１３のいずれか一項に記載の直流電力変換器。
16. 前記制御部は、前記推定制御に加えて、前記出力電線の電圧のセンシング値が目標出力電圧に近づくように前記オンオフデューティ比を変化させるフィードバック制御と、前記リアクトルの電流のセンシング値に比例係数を乗算した値だけ、前記オンオフデューティ比を減少させるデューティ減算とを行う請求項１から１５のいずれか一項に記載の直流電力変換器。
17. 前記スイッチング素子及び前記同期整流用スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いている請求項１から１６のいずれか一項に記載の直流電力変換器。
18. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドを用いている請求項１７に記載の直流電力変換器。

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