CN102804576B - 开关电源电路和开关电源电路的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明是有助于实现与负载变动对应的电气特性的开关电源电路。电路（3a）具有电抗器（L1）、二极管（D11）和开关元件（S1）。电抗器（L1）和二极管（D11）在电源线（LH1）上相互串联连接。开关元件（S1）设置在电抗器（L1）和二极管（D11）之间的点与电源线（LL）之间。电路（3b）具有电抗器（L2）、二极管（D21）和开关元件（S2）。电抗器（L2）和二极管（D21）在电源线（LH2）上相互串联连接。开关元件（S2）设置在电抗器（L2）和二极管（D21）之间的点与电源线（LL）之间。电抗器（L1、L2）、开关元件（S1、S2）和二极管（D11、D21）中的至少任意一方的特性相互不同。

Description

开关电源电路和开关电源电路的控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源电路和开关电源电路的控制方法，特别涉及功率因数改善电路。
背景技术
以往，作为改善输入侧的功率因数的功率因数改善电路，提出了由电抗器、二极管和开关元件构成的电路(所谓的升压电路)。更详细地讲，电抗器和开关元件在2个输入端之间相互串联连接，二极管和开关元件在2个输出端之间相互串联连接。二极管设置为其阳极朝向开关元件侧。在2个输出端之间设有平滑电容器。
在该电路中，在开关元件导通时，电流经由电抗器和开关元件流至输入端，在开关元件处于非导通时，电流经由电抗器、二极管和输出端流至输入端。由此，扩大输入电流的导通角度，从而改善输入侧的功率因数。
并且，还提出了具有2个该电路的功率因数改善电路。在该功率因数改善电路中，使属于2个该电路的开关元件的导通定时相互不同。该功率因数改善电路被称为所谓的交错形功率因数改善电路。
并且，专利文献1公开了与本发明相关联的技术。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平11-289766号公报
发明内容
发明要解决的课题
在具有上述2个电路的开关电源电路中，在平滑电容器的负载变动的情况下，从与该负载变动对应的开关电源电路的电气特性这样的观点出发，还具有研究的余地。
因此，本发明的目的在于，提供有助于实现与负载变动对应的电气特性的开关电源电路。
用于解决课题的手段
本发明的开关电源电路的第1方式具有：第1输入端和第2输入端(P1、P2)；第1输出端和第2输出端(P3、P4)；连接所述第2输入端和所述第2输出端的第2电源线(LL)；以及多个电路(3、3a、3b)，所述多个电路分别具有：连接所述第1输入端和所述第1输出端的第1电源线(LH1、LH2)；设置在所述第1电源线上的电抗器(L1、L2)；二极管(D11、D21)，其在所述第1电源线上与所述电抗器串联连接，且配置为阳极朝向所述电抗器侧；以及开关元件(S1、S2)，其设置在所述电抗器和所述二极管之间的点与所述第2电源线之间，分别属于所述多个电路中的一个和所述多个电路中的另一个的所述电抗器、所述开关元件和所述二极管中的至少任意一方的特性相互不同。
本发明的开关电源电路的第2方式是在第1方式的开关电源电路中，属于所述多个电路中的所述一个的所述开关元件是MOS场效应晶体管，属于所述多个电路中的所述另一个的所述开关元件是绝缘栅双极晶体管。
本发明的开关电源电路的第3方式是在第1方式的开关电源电路中，属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)由碳化硅半导体或氮化镓半导体形成，属于所述多个电路中的所述另一个(3b)的所述开关元件(S2)由硅半导体形成。
本发明的开关电源电路的第4方式是在第1～第3方式中的任意一个方式的开关电源电路中，属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述电抗器(L1)的阻抗比属于所述多个电路中的所述另一个(3b)的所述电抗器的阻抗小。
本发明的开关电源电路的控制方法的第1方式是第1～第4方式中的任意一个方式的开关电源电路的控制方法，在该控制方法中，执行以下步骤：第1步骤，使属于所述多个电路(3a、3b)的全部所述开关元件(S1、S2)维持非导通；以及第2步骤，在流过所述第1输入端和所述第2输入端(P1、P2)的电流超过第1规定值(Iref1)时，反复在属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换。
本发明的开关电源电路的控制方法的第2方式是在第1方式的开关电源电路的控制方法中，在所述第2步骤中，根据比所述第1步骤中的所述第1输出端和所述第2输出端(P3、P4)之间的电压高的第1直流电压指令值，反复在属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换。
本发明的开关电源电路的控制方法的第3方式是在第1或第2方式的开关电源电路的控制方法中，在该控制方法中，还执行如下的第3步骤：在流过所述第1输入端和所述第2输入端(P1、P2)的电流超过比所述第1规定值(Iref1)大的第2规定值(Iref2)时，反复在分别属于所述多个电路中的所述一个(3a)和所述多个电路中的所述另一个(3b)的所述开关元件(S1、S2)的导通与非导通之间切换。
本发明的开关电源电路的控制方法的第4方式是在第3方式的开关电源电路的控制方法中，在所述第3步骤中，根据比所述第1直流电压指令值大的第2直流电压指令值，反复在分别属于所述多个电路中的所述一个(3a)和所述多个电路中的所述另一个(3b)的所述开关元件(S1、S2)的导通与非导通之间切换。
本发明的开关电源电路的控制方法的第5方式是在第1～第4方式中的任意一个方式的开关电源电路的控制方法中，在所述第1步骤和所述第2步骤之前，还执行以下步骤：第4步骤，使属于所述多个电路(3、3a、3b)的全部所述开关元件(S1、S2)维持非导通，求出所述电流与所述开关电源电路的效率之间的第1关系；以及第5步骤，根据所述第1直流电压指令值，反复在所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换，求出所述电流与所述开关电源电路的效率之间的第2关系，采用在所述第1关系和所述第2关系的任意一方中均带来相同的所述效率的所述电流作为所述第1规定值(Iref1)。
发明效果
根据本发明的开关电源电路的第1方式，下面，以多个电路为第1电路和第2电路这2个电路的情况为例进行说明。
第1电路的电抗器、开关元件、二极管中的至少一个的特性与第2电路的电抗器、开关元件、二极管中的至少一个的特性不同。由此，在仅使第1电路动作的第1状态和仅使第2电路动作的第2状态中，作为开关电源电路的电气特性不同。并且，使第1电路和第2电路双方动作的第3状态下的开关电源电路的电气特性与第1状态和第2状态下的电气特性不同。
如上所述，通过具有第1电路和第2电路这2个电路，开关电源电路能够发挥3个电气特性。
而且，第1状态～第3状态的各个状态下的电气特性分别对功率因数、效率、高次谐波造成影响。由此，通过适当选择该第1状态和第3状态，能够适当调整功率因数、效率、高次谐波。
根据本开关电源电路，例如能够根据与第1和第2输出端连接的负载的变动而适当选择第1状态～第3状态。因此，能够有助于实现与负载变动对应的电气特性。
根据本发明的开关电源电路的第2方式，具有MOS场效应晶体管的电路与绝缘栅双极晶体管相比，电流容量小，广泛适用于电视接收机等。由此，能够使用通用部件，能够降低成本。
根据本发明的开关电源电路的第3方式，由碳化硅半导体或氮化镓半导体形成的开关元件与由硅半导体形成的开关元件相比，导通损耗低且耐压高。
根据本发明的开关电源电路的第4方式，能够使属于多个电路中的一个电路的电抗器小型化。
根据本发明的开关电源电路的控制方法的第1方式，在电流低于第1规定值时，全部开关元件处于非导通。在电流低的状态下，在电路中产生的损耗中的开关损耗占据的比例大，所以，能够提高电流低于第1规定值的状态下的效率。另一方面，在电流大于第1规定值时，通过反复在属于多个电路中的一个电路的开关元件的导通与非导通之间切换，能够提高该状态下的效率。
根据本发明的开关电源电路的控制方法的第2方式，与使第1直流电压指令值与第1步骤中的直流电压相等的控制方法相比，能够实现在电流大的范围内的第2步骤中的电路的稳定动作。另一方面，能够在电流小的范围内提高电路的效率。
根据本发明的开关电源电路的控制方法的第3方式，在电流低的状态下，在电路中产生的损耗中的开关损耗占据的比例大，所以，能够提高电流低于第2规定值的状态下的效率。另一方面，在电流大于第2规定值时，通过反复在属于多个电路中的一个电路和另一个电路的开关元件的导通与非导通之间切换，能够提高该状态下的效率。
根据本发明的开关电源电路的控制方法的第4方式，与使第2直流电压指令值与第1直流电压指令值相等的控制方法相比，能够提高第3步骤中的效率。
根据本发明的开关电源电路的控制方法的第5方式，能够选择第1步骤和第2步骤，以使效率最高。
根据以下的详细说明和附图，更加明白本发明的目的、特征、方面和优点。
附图说明
图1是示出开关电源电路的概念性结构的一例的图。
图2是示出开关电源电路的概念性结构的一例的图。
图3是示出各开关元件的导通与非导通的状态、流过各电抗器的电流、流过各电抗器的电流之和的一例的概念图。
图4是示出开关电源电路的概念性结构的一例的图。
图5是示出在日本各外部气温的产生时间、外部气温和空调负载的关系的图。
图6是示出效率与电流的关系的示意性的一例的图。
图7是示出效率与电流的关系的示意性的一例的图。
图8是示出效率与电流的关系的示意性的一例的图。
图9是示出流过各电抗器的电流和该电流之和的一例的概念图。
图10是示出流过各电抗器的电流和该电流之和的一例的概念图。
图11是示出流过各电抗器的电流和该电流之和的一例的概念图。
图12是示出各电流的一例的概念图。
具体实施方式
第1实施方式
如图1例示的那样，开关电源电路具有多个电路3、输入端P1、P2和输出端P3、P4。
对输入端P1、P2之间施加直流电压。在图1的例示中，在输入端P1、P2连接有二极管整流电路2。二极管整流电路2对来自交流电源1的交流电压进行整流，对输入端P1、P2之间施加整流后的直流电压。这里，对输入端P2施加的电位低于对输入端P1施加的电位。另外，在输入端P1、P2连接有二极管整流电路2不是必须条件。只要对输入端P1、P2之间施加直流电压的任意结构与输入端P1、P2连接即可。
多个电路3均与输入端P1、P2和输出端P3、P4连接。如后所述，各电路3作为升压电路发挥作用，并且，作为对施加给输入端P1、P2的直流电压进行升压并改善输入侧的功率因数的功率因数改善电路发挥作用。
在输出端P3、P4之间设有平滑电容器C1。平滑电容器C1对由各电路3升压的直流电压进行平滑。
另外，也可以在输入端P1、P2之间设置电容器C2。电容器C2能够降低输入到各电路3的电流的噪声。
图2示出多个电路3的具体结构的概念性的一例。在图2中，作为一例，示出2个电路3a、3b。并且，在图2的例示中，电路3a、3b的输出经由平滑电容器C1被输入到逆变器4。即，输出端P3、P4在逆变器4的输入侧与逆变器4连接。
输入端P2和输出端P4通过电源线LL而相互连接。
电路3a具有电源线LH1、电抗器L1、二极管D11和开关元件S1。电源线LH1连接输入端P1和输出端P3。电抗器L1设置在电源线LH1上。二极管D11相对于电抗器L1在输出端P3侧与电抗器L1串联连接。并且，二极管D11设置为其阳极朝向电抗器L1。
开关元件S1设置在电抗器L1和二极管D11之间的点与电源线LL之间。开关元件S1的导通与非导通由控制部5控制。在图2的例示中，开关元件S1具有晶体管T1和二极管D12。晶体管T1例如是绝缘栅双极晶体管，设置为其发射极电极朝向电源线LL侧。另外，开关元件S1不是必须具有晶体管T1和二极管D12。例如也可以不设置二极管D12。并且，作为开关元件S1，例如可以采用MOS(Metal-Oxide-Semiconductor)场效应晶体管。
电路3b具有电源线LH2、电抗器L2、二极管D21和开关元件S2。电源线LH2、电抗器L2、二极管D21和开关元件S2的连接关系与电源线LH1、电抗器L1、二极管D11和开关元件S1的连接关系相同。并且，在图2的例示中，开关元件S2具有晶体管T2和二极管D22。晶体管T2和二极管D22的连接关系与晶体管T1和二极管D12的连接关系相同。并且，二极管D22不是必须条件，并且，开关元件S2例如也可以是MOS场效应晶体管。开关元件S2的导通与非导通分别由控制部5控制。
另外，关于以下说明的开关元件S1、S2的控制，只要没有特別记载，则其主体为控制部5。
并且，这里，控制部5构成为包括微计算机和存储装置。微计算机执行在程序中记述的处理步骤(换言之为顺序)。上述存储装置例如可以由ROM(Read-Only-Memory)、RAM(Random-Access-Memory)、可改写的非易失性存储器(EPROM(Erasable-Programmable-ROM)等)、硬盘装置等的各种存储装置中的一个或多个构成。该存储装置存储各种信息和数据等，并且存储微计算机执行的程序，并且，提供用于执行程序的作业区域。另外，微计算机可以理解为作为与程序中记述的各处理步骤对应的各种单元发挥作用，或者，可以理解为实现与各处理步骤对应的各种功能。并且，控制部5不限于此，也可以通过硬件实现由控制部5执行的各种顺序或实现的各种单元或各种功能的一部分或全部。
<电路3a、3b的单独运转>
在本开关电源电路中，能够使开关元件S2为非导通从而使电路3a单独动作。同样，能够使开关元件S1为非导通从而使电路3b单独动作。首先，对电路3a的单独运转进行说明。
在电路3a中，如果开关元件S1导通，则电流经由电抗器L1和开关元件S1从输入端P1流向输入端P2。该电流根据由电抗器L1的电感和输入端P1、P2之间的直流电压确定的斜率而增大(在图3中参照电流IL1)。通过该电流在电抗器L1中蓄积电磁能。
然后，当开关元件S1从导通切换为非导通时，电流经由电抗器L1、二极管D11和平滑电容器C1从输入端P1流向输入端P2(参照图1)。此时，基于蓄积在电抗器L1中的电磁能的电压(感应电压)与输入端P1、P2之间的直流电压相加，对平滑电容器C1施加其合计电压。由此，对输入端P1、P2之间的直流电压进行升压，能够对平滑电容器C1施加升压后的直流电压。
该电流以基于电抗器L1的电感和平滑电容器C1的静电电容等的斜率而降低(在图3中参照电流IL1)。然后，在该电流即电流IL1变为零时，再次使开关元件S1导通。然后，反复进行上述动作。通过该动作，电流IL1沿锯齿状的形状而变化。这样，在电抗器L1中流过的电流IL1变为零之后立即使开关元件S1导通的模式被称为所谓的电流临界模式。
如上所述，电路3a能够作为对输入端P1、P2之间的电压进行升压并施加给输出端P3、P4之间的开关电源电路发挥作用。并且，即使在电流不流向平滑电容器C1的期间(开关元件S1导通的期间)内，电流也经由开关元件S1流向二极管整流电路2。由此，能够扩大在二极管整流电路2中流过的电流的导通角度。换言之，电路3a能够作为功率因数改善电路发挥作用。
为了实现与该电路3a有关的切换，检测在电抗器L1中流过的电流IL1，检测到的电流IL1被输入到控制部5。控制部5例如检测电流IL1的过零，从检测到该过零的时间点起向开关元件S1输出开关信号。然后，经过了根据任意的直流电压指令值(关于输出端P3、P4之间电压的指令值)决定的期间后，控制部5停止输出该开关信号。
电路3b的单独运转与电路3a相同。由此，电路3b也作为升压电路发挥作用并作为功率因数改善电路发挥作用。另外，为了实现与该电路3b有关的切换，检测在电抗器L2中流过的电流IL2，检测到的电流IL2被输入到控制部5。控制部5例如检测电流IL2的过零，从检测到该过零的时间点起向开关元件S2输出开关信号。然后，经过了根据任意的直流电压指令值决定的期间后，控制部5停止输出该开关信号。
另外，在上述例子中采用电流临界模式，但是不限于此。例如，也可以在电流IL1变为大于零的规定值时使开关元件S1或开关元件S2导通。该模式被称为所谓的电流连续模式。并且，例如，也可以在从电流IL1变为零的时间点起经过规定时间时使开关元件S1或开关元件S2导通。该模式被称为所谓的电流不连续模式。可以采用任意模式这点也适用于后述的其他实施方式，但是，下面，将电流临界模式作为代表例进行说明。
<电路3a、3b的协作运转>
在本开关电源电路中，能够使电路3a、3b协作运转。该运转也被称为交错。下面进行详细说明。
在从开关元件S1导通的时间点起经过规定期间(规定期间也可以为零)时，开关元件S2导通。该规定期间是比从开关元件S1导通到再次导通的期间(以下也被称为周期)T短的期间。在图3的例示中，采用期间T的一半作为规定期间，下面，对采用期间T的一半作为规定期间的情况进行说明。另外，以开关元件S1的导通时间点为基准决定开关元件S2的导通时间点，所以，可以将开关元件S1理解为主动侧的开关元件，将开关元件S2理解为从动侧的开关元件。
通过上述切换，在电路3b中，相比于电路3a滞后半周期进行相同动作。由此，在电抗器L2中流过的电流IL2相比于在电抗器L1中流过的电流IL1滞后半周期。
例如在仅使电路3a单独动作的情况下，在二极管整流电路2中流过的电流I与在电抗器L1中流过的电流IL1相等。另一方面，在使电路3a、3b协作动作的情况下，在二极管整流电路2中流过的电流I与电流IL1、IL2之和相等。根据该电流和，电流IL1的值低的部分(所谓的谷)被电流IL2的值高的部分(所谓的峰)填埋。同样，电流IL2的谷被电流IL1的峰填埋。由此，能够降低电流I的变动成分(所谓的高次谐波成分)(参照图3的电流I)。另外，电流IL1、IL2的周期的偏差不限于半周期，但是，如果是半周期，则能够最大程度地减少高次谐波成分。并且，电流IL2的峰填埋电流IL1的谷，所以，还能够提高电流I的平均值。换言之，为了实现与使电路3a单独动作的情况相同的平均值，能够降低电流I的最大值。
为了实现与该电路3a、3b有关的切换，控制部5例如检测电流IL1的过零，从检测到该过零的时间点起向开关元件S1输出开关信号。然后，经过了根据任意直流电压指令值决定的期间后，控制部5停止输出该开关信号。并且，与其并行地，控制部5在从检测到电流IL1的过零的时间点起经过了规定期间(例如半周期)的时间点向开关元件S2输出开关信号，经过了根据任意直流电压指令值决定的期间后，停止输出该开关信号。
如上所述，根据本开关电源电路，能够使电路3a、3b分别单独动作，并且，还能够使电路3a、3b协作动作。另外，控制部5还具有在电路3a的单独运转、电路3b的单独运转和电路3a、3b的协作运转之间切换的功能。
<电路3a、3b的特性>
在本实施方式中，分别属于电路3a、3b的开关元件S1、S2的特性、二极管D11、D21的特性和电抗器L1、L2的特性中的至少任意一方相互不同。由此，电路3a的电气特性与电路3b的电气特性不同。
因此，使电路3a单独动作的第1状态下的开关电源电路的电气特性与使电路3b单独动作的第2状态下的开关电源电路的电气特性相互不同。并且，使电路3a、3b协作动作的第3状态下的开关电源电路的电气特性与第1状态和第2状态下的开关电源电路的电气特性中的任意一方均不同。
因此，根据本开关电源电路，能够通过2个电路3a、3b发挥3个电气特性。并且，还可以采用使2个电路3a、3b双方均不动作的第0状态、即开关元件S1、S2双方非导通的状态。如果采用该状态，则能够通过2个电路3a、3b发挥4个电气特性。
下面，例示性地列举在各电路3a、3b中不同的器件特性。例如举出电抗器L1、L2的电感、二极管D11、D21的反向恢复特性和正向电压、开关元件S1、S2的导通特性和栅极(gate)常数等。这些器件特性均对作为开关电源电路的功率因数、效率、电流中包含的高次谐波中的任意一方造成影响。而且，这些器件特性对功率因数、效率、高次谐波造成的影响依赖于逆变器4的负载(例如输出电流和/或输出频率等)。由此，例如根据逆变器4的负载的低、中、高的区别(例如逆变器4的输出频率的低域、中域、高域的区别)，适当采用第1状态、第2状态、第3状态使开关电源电路动作即可。或者，也可以根据逆变器4的负载的低、中、高的区别，分别采用第0状态、第1状态、第3状态。当然也可以将逆变器4的负载的状态区别为4个范围并分别采用第0状态～第3状态。而且，通过适当设定第0状态、第1状态、第2状态、第3状态下的开关电源电路的电气特性，能够根据逆变器4的负载，以最适当的动作状态使开关电源电路动作。换言之，本开关电源电路能够有助于实现与负载变动对应的电气特性。
如上所述，作为多个电路3，例示电路3a、3b进行了说明，但是，如果采用器件特性相互不同的N个电路3，则其组合S由下式表现。
[式1]
S = &Sigma; n = 1 N N C n + 1 . . . ( 1 )
这里，aCb由下式表示。
[式2]
C n a = a &times; ( a - 1 ) &times; &CenterDot; &CenterDot; &CenterDot; &times; ( a - b - 1 ) b &times; ( b - 1 ) &times; &CenterDot; &CenterDot; &CenterDot; &times; 1 . . . ( 2 )
由此，如果设置N个器件特性相互不同的电路3，则能够实现S种开关电源电路的电气特性。换言之，本开关电源电路能够有助于实现更加精细的与负载状态对应的电气特性。另外，多个电路3中的若干个电路可以具有彼此相同的器件特性。
图4是示出开关电源电路的一例的图。图4例示的开关电源电路与图2例示的开关电源电路的不同之处在于，分别属于电路3a、3b的2个开关元件S1、S2。具体而言，开关元件S1是绝缘栅双极晶体管。开关元件S2是MOS场效应晶体管。另外，“MOS”这样的用语以前用于金属/氧化物/半导体的层叠构造，采用Metal-Oxide-Semiconductor的开头文字。但是，特别在具有MOS构造的场效应晶体管中，从近年来的集成化和制造工艺的改善等的观点来看，改善了栅极绝缘膜和栅极电极的材料。
例如在MOS场效应晶体管中，主要从以自己整合的方式形成源极/漏极的观点来看，作为栅极电极的材料，代替金属而采用多晶硅。并且，从改善电气特性的观点来看，采用高介电常数的材料作为栅极绝缘膜的材料，但是，该材料不必限于氧化物。
因此，不必限于金属/氧化物/半导体的层叠构造而采用“MOS”这样的用语，在本说明书中，不以这种限定为前提。即，鉴于技术常识，这里，“MOS”不仅作为由于其语源而产生的缩略语，还具有广泛包含导电体/绝缘体/半导体的层叠构造的意义。
另外，绝缘栅双极晶体管具有比MOS场效应晶体管大的导通损耗作为器件特性，另一方面，具有比MOS场效应晶体管大的电流容量作为器件特性。
由此，例如在电流I小的区域(例如逆变器4的负载低的区域)中，仅使电路3b单独动作。在电流I小的区域中，开关元件S1不导通，所以，能够抑制导通损耗的产生，进而能够提高效率。并且，例如在电流为中等程度的区域(例如逆变器4的负载中等的区域)中，仅使电路3a单独动作。由此，即使开关元件S2的电流容量不足，由于使用电流容量大的开关元件S1，因此，也能够防止开关元件S2的损伤。
并且，例如在电流I大的区域(例如逆变器4的负载高的区域)中，使电路3a、3b协作动作。由此，即使由于电路3a的单独动作而使开关元件S1的电流容量不足，也能够对开关元件S1、S2分配电流，能够减少在各开关元件S1、S2中流过的电流。另外，鉴于开关元件S1、S2的电流容量之差，使在开关元件S2中流过的电流的最大值低于在开关元件S1中流过的电流的最大值即可。可以考虑以下2点来实现。第1，如果电抗器L2的电感高，则能够降低在开关元件S2中流过的电流的斜率(即电流IL2增大时的斜率)。第2，如果开关元件S2的导通期间短，则在开关元件S2中流过的电流的最大值低。因此，通过适当设定电抗器L2的电感和开关元件S2的导通期间，能够使在开关元件S2中流过的电流的最大值低于在开关元件S1中流过的电流的最大值。
并且，采用MOS场效应晶体管作为开关元件S2的电路3b例如广泛应用于电视接收机等。由此，能够采用通用部件的开关元件S2，能够降低制造成本。
并且，开关元件S1也可以由SiC(碳化硅)半导体或GaN(氮化镓半导体)形成，开关元件S2也可以由Si(硅)半导体形成。由SiC半导体或GaN半导体形成的开关元件S1的导通损耗例如比由Si半导体形成的开关元件S2的导通损耗小。因此，例如能够进一步提高电路3a单独运转的第1状态下的效率。另一方面，由Si半导体形成的开关元件S2的制造成本比由SiC半导体或GaN半导体形成的开关元件S1的制造成本低。因此，与开关元件S1、S2双方由SiC半导体或GaN半导体形成的情况相比，能够降低制造成本。
并且，作为电抗器L2，可以采用具有小电流容量的电抗器。即，可以减小电抗器L2所具有的线圈的线径。由此，能够使电抗器L2小型化，并且能够降低制造成本。采用该电抗器L2的电路3b也广泛应用于电视接收机等。由此，能够采用通用部件的电抗器L2，能够降低制造成本。
<安装开关电源电路的空调机>
接着，考虑在空调机中设置本开关电源电路的情况。此时，与图2的例示同样，本开关电源电路设置在逆变器4的输入侧，逆变器4对未图示的电动机施加交流电压，控制电动机的旋转速度。电动机驱动空调机所具有的压缩机或风扇。
图5示出在日本各外部气温的产生时间、外部气温和空调负载的关系。在外部气温小于摄氏(以下省略)20度的范围内，图5的空调负载理解为制热负载，在外部气温大于20度的范围内，图5的空调负载理解为制冷负载。如图5例示的那样，在制热运转中，外部气温越低，制热负载越大，进而逆变器4的负载也越大。但是，如图5所示，外部气温例如为5度以下的期间在全年内较短。
由此，制热能力需要较大值的期间短。例如，如果设外部气温为-1度(T1)附近时空调机发挥的能力(这里为制热能力)为制热额定能力P1，则相当于该额定能力的一半的制热中间能力P2与外部气温为7～8度(T2)时的能力一致。以该制热中间能力P2以下的能力运转的期间(外部气温高于7～8℃的期间)比以制热中间能力P2以上的能力运转的期间(外部气温低于7～8℃的期间)多。换言之，在全年内，逆变器4在空调负载为制热中间能力P2以下的状态下运转的频度高。
另一方面，在制冷运转中，外部气温越高，越需要制冷能力。但是，如图5例示的那样，外部气温例如为33度以上的期间较短。由此，制冷能力需要较大值的期间短。例如，如果设外部气温为35度(T4)附近时空调机发挥的能力(这里为制冷能力)为制冷额定能力P4，则其制冷中间能力P3与外部气温为29度(T3)附近时的能力一致。以该制冷中间能力P3以下的能力运转的期间较多。
如上所述，在针对中等程度以下的负载的运转频度高的空调机中，与在其他领域采用开关电源电路的情况相比，特别期望提高针对中等程度以下的负载的开关电源电路的电气特性。
因此，例如如下所述控制本开关电源电路。这里，对根据负载状况而在第0状态、第1状态和第3状态之间切换的例子进行说明。作为负载状况，例如通过电流I来区别。由此，这里，例如根据电流I的大小而在第0状态、第1状态和第3状态之间切换。
图6示出电流I的大小与各状态下的效率之间的关系的一例。在图6的例示中，分别利用实线、虚线、单点划线的曲线示出电流I与第0状态、第1状态、第3状态下的效率之间的关系。该关系能够通过实验或仿真而预先求出。例如使全部开关元件S1、S2维持非导通，改变电流I，并计算开关电源电路的效率，由此，能够求出第0状态下的该关系。第1状态、第3状态也同样。
如图6例示的那样，各状态下的效率大致具有向上凸的形状。并且，在第0状态下取效率峰值的电流值I1小于在第1状态下取效率峰值的电流值I2，电流值I2小于在第3状态下取效率峰值的电流值I3。而且，在大于电流值I1且小于电流值I2的电流值Iref1时，第0状态下的效率与第1状态下的效率取彼此相同的值。在大于电流值I2且小于电流值I3的电流值Iref2时，第1状态下的效率与第3状态下的效率取彼此相同的值。
由此，为了在电流的宽范围内提高效率，如下所述在第0状态、第1状态、第3状态之间切换。即，在电流I小于电流值Iref1时，不使电路3a、3b动作，即开关元件S1、S2维持非导通，采用第0状态。在电流I大于电流值Iref1时，使电路3a单独运转，即反复在开关元件S1的导通与非导通之间切换，采用第1状态。在电流I大于电流值Iref2时，使电路3a、3b协作运转，即反复在开关元件S1、S2的导通与非导通之间切换，采用第3状态。由此，如图7例示的那样，能够在电流I的宽范围(换言之为负载的宽范围)内提高效率。
另外，在图6、7的例示中，为了进行比较，利用双点划线的曲线示出仅具有一个电路3a的开关电源电路中的电流与效率的关系。在图6、7的例示中，为了在电流I的全部区域中提高效率，以在其中心附近(电流值I2附近)取效率峰值的方式设定开关电源电路的电路常数。根据图6、7的例示可以理解，通过上述控制方法能够在电流I的宽范围内提高效率。
如上所述，根据本控制方法，能够在负载的宽范围内提高效率。特别地，通过在电流I小于电流值Iref1时采用第0状态，能够提高负载小的区域中的效率。由此，对以中间能力以下的能力运转的频度高的空调机来说特别有效。
另外，在电流与电流值Iref1一致时，可以采用第0状态、第1状态中的任意一方，在电流与电流值Iref2一致时，可以采用第1状态、第3状态中的任意一方。并且，状态切换的基准不必限于电流值Iref1、Iref2，也可以存在些许偏差。并且，该控制方法不限于空调机，也可以在安装于其他装置中的开关电源电路中采用该控制方法。
并且，例如如果开关元件S1由SiC半导体或GaN半导体形成，则如图8例示的那样，能够进一步提高第1状态下的效率。在图8的例示中，细虚线所示的曲线示出采用由Si半导体形成的开关元件S1时的效率，粗虚线所示的曲线示出采用由SiC半导体或GaN半导体形成的开关元件S1时的效率。另外，由于开关元件S1为SiC半导体或GaN半导体，第3状态的效率也增大，但是在图8中省略了图示。
<直流电压指令值>
如上所述，在第1状态～第3状态下，控制部5根据与输出端P3、P4之间的直流电压有关的指令值即直流电压指令值，控制开关元件S1、S2。更详细地讲，例如可以根据直流电压指令值决定开关元件S1、S2的导通期间。
另外，例如在图7中，例如在电流I大于电流值Iref1时，控制部5采用第1状态。此时，控制部5采用比第0状态下的输出端P3、P4之间的直流电压大的第1直流电压指令值A即可。这是基于如下理由。即，电流I越大(即负载越大)，直流电压的脉动越增大。如果直流电压的脉动增大，则可能导致电路3的不稳定动作。更具体而言，例如直流电压可能低于逆变器所需要的值。根据本控制方法，在电流I大于电流值Iref时，采用更大的第1直流电压指令值A。由此，在平滑电容器C1中蓄积的电荷增大，所以，能够减少直流电压的脉动。由此能够实现稳定的动作。另一方面，如果直流电压增大，则电路3中的损耗增大，导致效率的降低。根据本控制方法，在电流I小于电流值Iref时，直流电压采用更小的值，所以，能够提高该范围内的效率。如上所述，在电流I大的范围内能够实现电路3的稳定动作，并且，在电流I小的范围内能够提高电路的效率。
同样，作为第3状态下的第2直流电压指令值B，优选采用比在第1状态下采用的第1直流电压指令值A大的值。由此，能够有助于电流I大于电流值Iref2时的电路3的稳定动作。并且，与在电流I大于电流值Iref1且小于电流值Iref2的范围内采用第2直流电压指令值B的情况相比，能够提高该范围内的效率。
而且，在本实施方式中，逆变器4驱动电动机。当电流I增大时，电动机的效率降低。这是因为，由于电流I的增大，铜损增大。另一方面，通过增大直流电压，能够降低铜损。另外，如果增大直流电压，则电路3的效率低下，但是，由此引起的电动机效率的降低低于由于减少铜损而实现的电动机效率的增大，所以，其结果，能够提高电动机的效率。由此，如果是逆变器4驱动电动机的情况，则通过采用本控制方法，在电流I大的范围内能够抑制电动机效率的降低、或者能够增大电动机效率。并且，根据本控制方法，如上所述，在电流I小的范围内能够提高电路的效率，所以，其结果，能够有助于该范围内的电动机效率的提高。
<器件特性不同的电路3a、3b的动作例>
接着，叙述使器件特性不同的电路3a、3b协作动作时的开关的例子。下面，设开关元件S1为主动侧的开关元件，设开关元件S2为从动侧的开关元件。
例如在图2的开关电源电路中，电抗器L1、L2的阻抗相互不同。这里，例如假设电抗器L1的电感为电抗器L2的电感的2倍。由此，可以使电抗器L2所具有的线圈的匝数为电抗器L2所具有的线圈的匝数的一半。由此，能够实现电抗器L2的小型化，并且能够降低制造成本。
图9示出该开关电源电路中的电流IL1、IL2、I的一例。在电路3a中，在时刻t1～时刻t3的期间内，对开关元件S1输出开关信号，开关元件S1导通。由此，在时刻t1～时刻t3的期间内，电流IL1以规定斜率增大。然后，在时刻t3～时刻t5的期间内，停止对开关元件S1输出开关信号。由此，开关元件S1成为非导通，电流IL1以规定斜率减小。电流IL1在时刻t5的时间点达到0，所以，再次对开关元件S1输出开关信号，开关元件S1导通。以后，在电路3a中反复进行上述动作。
另外，在图9中，电流IL1增大时的斜率与电流IL1减小时的斜率除了其正负不同以外其它相同。换言之，例示了开关元件S1的导通期间和非导通期间彼此相同时的电流IL1。由此，在图9的例示中，在时刻t1～时刻t5之间的期间的一个周期T内，电流IL1呈等边三角形。
另一方面，在电路3b中，在时刻t1，对开关元件S2输出开关信号，开关元件S2导通。由此，电流IL2以规定斜率增大。另外，各个电抗器L1、L2的电感越大，电流IL1、IL2增大时的斜率越低。这里，电抗器L2的电感为电抗器L1的电感的一半，所以，电流IL2增大时的斜率(相对于时间的增量比例)为电流IL1增大时的斜率的2倍。
然后，在电流IL2的最大值与电流IL1的最大值一致的时刻t2，停止对开关元件S2输出开关信号。由此，开关元件S2成为非导通，电流IL2以规定斜率减小。另外，各个电抗器L1、L2的电感越大，电流IL1、IL2减小时的斜率也越低。这里，电抗器L2的电感为电抗器L1的电感的一半，所以，电流IL2减小时的斜率(相对于时间的减小量比例)为电流IL1减小时的斜率的2倍。
鉴于电流IL1、IL2的斜率的关系，电流IL2在经过一个周期T的一半的时间点(即时刻t3)达到0。然后，在时刻t3，再次对开关元件S2输出开关信号，反复进行上述动作。
通过该电路3a、3b的协作运转，在二极管整流电路2中流过电流I(＝IL1+IL2)。
电流IL1、IL2分别在相同时刻(例如时刻t1、t5)具有谷，所以，它们之和即电流I也在该时刻具有谷。换言之，在该时刻，电流I的最小值与各电流IL1、IL2的最小值相同，采用0。并且，在时刻t2、t4，电流I的最大值采用比各电流IL1、IL2的最大值大的值(这里为电流IL1、IL2的1.5倍)。由此，相当于电流IL1、IL2之和的电流I的最大值与最小值之差增大(这里为电流IL1、IL2的1.5倍)，容易产生高次谐波。
另外，可以使开关元件S1、S2的导通时间点错开。换言之，可以变更电流IL1、IL2之间的相位差。但是，即使改变该相位差，电流I的最大值与最小值之差也不怎么变化。
因此，如图10所示，也可以仅在时刻t1～时刻t5的一个周期T中的时刻t4～时刻t5的期间内，对开关元件S2输出开关信号。由此，在电流IL1为谷的期间内，电流IL2为峰，在电流IL1为峰的期间内，电流IL2为0。因此，能够减小相当于电流IL1、IL2之和的电流I的最大值与最小值之差。这里，电流I的最大值和最小值分别为电流IL1(或电流IL2)的最大值的1倍和0.5倍，其差减小到电流IL1(或电流IL2)的最大值的0.5倍。
另外，在电抗器L1、L2的电感之比为2的情况下，如图10例示的那样，仅在一个周期T中的最后四分之一周期内使开关元件S2导通。如果电抗器L1相对于电抗器L2的电感之比为N(N为大于1的数字)，则仅在一个周期T中的最后2N分之一的周期内使开关元件S2导通即可。换言之，从开关元件S1导通的第1时间点(t1)起，在下次导通的第2时间点(t5)之前的1个周期的N分之一的期间的第3时间点(t4)与第2时间点(t5)之间，使开关元件S2导通即可。
并且，例如在图2的开关电源电路中，也可以使电抗器L1、L2的电感和电流容量相互不同。这里，例如假设电抗器L1的电感小于电抗器L2的电感，电抗器L1的电流容量大于电抗器L2的电流容量。由此，能够使电抗器L2所具有的线圈的线径小于电抗器L2所具有的线圈的线径。由此，即使电抗器L2的电感增大，也能够抑制电抗器L2的大型化，并且，能够降低制造成本。
图11示出该开关电源电路中的电流IL1、IL2、I的一例。电路3a中的开关元件S1的切换与参照图9说明的该切换相同。
另一方面，在从开关元件S1导通的时刻t1起经过半周期的时刻t3到时刻t5之间的期间(即半周期)内，对开关元件S2输出开关信号，开关元件S2导通。由此，在时刻t3～时刻t5的期间内，电流IL2增大。但是，电抗器L2的电感大于电抗器L1的电感，开关元件S1、S2的导通期间彼此相同，所以，电流IL2的斜率低于电流IL1的斜率。因此，电流IL2的最大值低于电流IL1的最大值。
由此，即使电抗器L2的电流容量小于电抗器L1的电流容量，也不会导致电抗器L2的不良，能够使电路3a、3b协作动作。另外，电抗器L2的电流容量当然被设定为大于电流IL2的电流。
另外，在图11的例示中，也可以使开关元件S1、S2的导通时间点错开。换言之，可以变更电流IL1、IL2之间的相位差。
并且，例如在参照图9说明的开关电源电路中，可以使电抗器L2的电感接近电抗器L1的电感。由此，电流IL2的斜率降低，进而，电流IL2的最大值降低。图12中例示了该电流IL1、IL2、I。伴随电流IL2的最大值的低下，电流I的最大值也降低。由此，能够减小电流I的最大值与最小值之差，并且能够减小电抗器L2的电流容量。
另外，在图12的例示中，也可以使开关元件S1、S2的导通时间点错开。换言之，可以变更电流IL1、IL2之间的相位差。
详细说明了本发明，但是，上述说明在所有方面中均是例示性的，本发明不限于此。未例示的无数变形例应当被理解为是未脱离本发明的范围而可以想到的。
标号说明
D11、D12：二极管；L1、L2：电抗器；LH1、LH2、LL：电源线；P1、P2：输入端；P3、P4：输出端；S1、S2：开关元件。

Claims (10)

1.一种开关电源电路的控制方法，其中，该开关电源电路具有：
第1输入端和第2输入端(P1、P2)；
第1输出端和第2输出端(P3、P4)；
连接所述第2输入端和所述第2输出端的第2电源线(LL)；以及
多个电路(3、3a、3b)，
所述多个电路分别具有：
连接所述第1输入端和所述第1输出端的第1电源线(LH1、LH2)；
设置在所述第1电源线上的电抗器(L1、L2)；
二极管(D11、D21)，其在所述第1电源线上与所述电抗器串联连接，且配置为阳极朝向所述电抗器侧；以及
开关元件(S1、S2)，其设置在所述电抗器和所述二极管之间的点与所述第2电源线之间，
属于所述多个电路中的一个的所述电抗器的特性与属于所述多个电路中的另一个的所述电抗器的特性、属于所述多个电路中的一个的所述开关元件的特性与属于所述多个电路中的另一个的所述开关元件的特性、属于所述多个电路中的一个的所述二极管的特性与属于所述多个电路中的另一个的所述二极管的特性中至少任意一方相互不同，
属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述电抗器(L1)的阻抗比属于所述多个电路中的所述另一个(3b)的所述电抗器的阻抗小，
其中，在该控制方法中，执行以下步骤：
第1步骤，使属于所述多个电路(3a、3b)的全部所述开关元件(S1、S2)维持非导通；以及
第2步骤，在流过所述第1输入端和所述第2输入端(P1、P2)的电流超过第1规定值(Iref1)时，反复在属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路的控制方法，其中，
属于所述多个电路中的所述一个的所述开关元件是MOS场效应晶体管，属于所述多个电路中的所述另一个的所述开关元件是绝缘栅双极晶体管。
3.根据权利要求1所述的开关电源电路的控制方法，其中，
属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)由碳化硅半导体或氮化镓半导体形成，属于所述多个电路中的所述另一个(3b)的所述开关元件(S2)由硅半导体形成。
4.根据权利要求1所述的开关电源电路的控制方法，其中，
在所述第2步骤中，根据比所述第1步骤中的所述第1输出端和所述第2输出端(P3、P4)之间的电压高的第1直流电压指令值，反复在属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换。
5.根据权利要求1所述的开关电源电路的控制方法，其中，
在该控制方法中，还执行如下的第3步骤：在流过所述第1输入端和所述第2输入端(P1、P2)的电流超过比所述第1规定值(Iref1)大的第2规定值(Iref2)时，反复在分别属于所述多个电路中的所述一个(3a)和所述多个电路中的所述另一个(3b)的所述开关元件(S1、S2)的导通与非导通之间切换。
6.根据权利要求4所述的开关电源电路的控制方法，其中，
在该控制方法中，还执行如下的第3步骤：在流过所述第1输入端和所述第2输入端(P1、P2)的电流超过比所述第1规定值(Iref1)大的第2规定值(Iref2)时，反复在分别属于所述多个电路中的所述一个(3a)和所述多个电路中的所述另一个(3b)的所述开关元件(S1、S2)的导通与非导通之间切换。
7.根据权利要求6所述的开关电源电路的控制方法，其中，
在所述第3步骤中，根据比所述第1直流电压指令值大的第2直流电压指令值，反复在分别属于所述多个电路中的所述一个(3a)和所述多个电路中的所述另一个(3b)的所述开关元件(S1、S2)的导通与非导通之间切换。
8.根据权利要求6所述的开关电源电路的控制方法，其中，
在所述第1步骤和所述第2步骤之前，还执行以下步骤：
第4步骤，使属于所述多个电路(3、3a、3b)的全部所述开关元件(S1、S2)维持非导通，求出所述电流与所述开关电源电路的效率之间的第1关系；以及
第5步骤，根据所述第1直流电压指令值，反复在所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换，求出所述电流与所述开关电源电路的效率之间的第2关系，
采用在所述第1关系和所述第2关系的任意一方中均带来相同的所述效率的所述电流作为所述第1规定值(Iref1)。
9.根据权利要求7所述的开关电源电路的控制方法，其中，
在所述第1步骤和所述第2步骤之前，还执行以下步骤：
第4步骤，使属于所述多个电路(3、3a、3b)的全部所述开关元件(S1、S2)维持非导通，求出所述电流与所述开关电源电路的效率之间的第1关系；以及
第5步骤，根据所述第1直流电压指令值，反复在所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换，求出所述电流与所述开关电源电路的效率之间的第2关系，
采用在所述第1关系和所述第2关系的任意一方中均带来相同的所述效率的所述电流作为所述第1规定值(Iref1)。
10.一种开关电源电路的控制方法，其中，
该开关电源电路具有：
第1输入端和第2输入端(P1、P2)；
第1输出端和第2输出端(P3、P4)；
连接所述第2输入端和所述第2输出端的第2电源线(LL)；以及
多个电路(3、3a、3b)，
所述多个电路分别具有：
连接所述第1输入端和所述第1输出端的第1电源线(LH1、LH2)；
设置在所述第1电源线上的电抗器(L1、L2)；
二极管(D11、D21)，其在所述第1电源线上与所述电抗器串联连接，且配置为阳极朝向所述电抗器侧；以及
开关元件(S1、S2)，其设置在所述电抗器和所述二极管之间的点与所述第2电源线之间，
属于所述多个电路中的一个的所述电抗器的特性与属于所述多个电路中的另一个的所述电抗器的特性、属于所述多个电路中的一个的所述开关元件的特性与属于所述多个电路中的另一个的所述开关元件的特性、属于所述多个电路中的一个的所述二极管的特性与属于所述多个电路中的另一个的所述二极管的特性中至少任意一方相互不同，
其中，在该控制方法中，执行以下步骤：
第1步骤，使属于所述多个电路(3a、3b)的全部所述开关元件(S1、S2)维持非导通；以及
第2步骤，在流过所述第1输入端和所述第2输入端(P1、P2)的电流超过第1规定值(Iref1)时，反复在属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换，
在所述第2步骤中，根据比所述第1步骤中的所述第1输出端和所述第2输出端(P3、P4)之间的电压高的第1直流电压指令值，反复在属于所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换，
在所述第1步骤和所述第2步骤之前，还执行以下步骤：
第4步骤，使属于所述多个电路(3、3a、3b)的全部所述开关元件(S1、S2)维持非导通，求出所述电流与所述开关电源电路的效率之间的第1关系；以及
第5步骤，根据所述第1直流电压指令值，反复在所述多个电路中的所述一个(3a)的所述开关元件(S1)的导通与非导通之间切换，求出所述电流与所述开关电源电路的效率之间的第2关系，
采用在所述第1关系和所述第2关系的任意一方中均带来相同的所述效率的所述电流作为所述第1规定值(Iref1)。
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