JP2011223865A - スイッチング電源回路およびスイッチング電源回路の制御方法 - Google Patents

スイッチング電源回路およびスイッチング電源回路の制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】負荷の変動に応じた電気特性の実現に資するスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】回路３ａはリアクトルＬ１と、ダイオードＤ１１とスイッチ素子Ｓ１とを有する。リアクトルＬ１とダイオードＤ１１とは電源線ＬＨ１上で相互に直列に接続される。スイッチ素子Ｓ１はリアクトルＬ１とダイオードＤ１１との間の点と電源線ＬＬとの間に設けられる。回路３ｂはリアクトルＬ２とダイオードＤ２１とスイッチ素子Ｓ２とを有する。リアクトルＬ２とダイオードＤ２１とは電源線ＬＨ２上で相互に直列に接続される。スイッチ素子Ｓ２はリアクトルＬ２とダイオードＤ２１との間の点と電源線ＬＬとの間に設けられる。リアクトルＬ１，Ｌ２、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２及びダイオードＤ１１，Ｄ２１の少なくともいずれかの特性が相互に異なる。
【選択図】図１

Description

本発明はスイッチング電源回路およびスイッチング電源回路の制御方法に関し、特に力率改善回路に関する。
従来から、入力側の力率を改善する力率改善回路として、リアクトルとダイオードとスイッチ素子とからなる回路（いわゆる昇圧回路）が提案されている。より詳細には、リアクトルとスイッチ素子とが２つの入力端の間で相互に直列に接続され、２つの出力端の間でダイオードとスイッチ素子とが相互に直列に接続される。ダイオードはそのアノードをスイッチ素子側に向けて設けられる。２つの出力端の間には平滑コンデンサが設けられる。
かかる回路において、スイッチ素子が導通しているときにはリアクトルとスイッチ素子とを介して入力端に電流が流れ、スイッチ素子が非導通であるときにはリアクトルとダイオードと出力端とを介して入力端に電流が流れる。これによって、入力電流の導通角度を広げ、以って入力側の力率を改善している。
また２の当該回路を有する力率改善回路も提案されている。かかる力率改善回路では２つの当該回路に属するスイッチ素子の導通タイミングを互いに異ならせる。かかる力率改善回路は、いわゆるインターリーブ形の力率改善回路と呼ばれる。
また本発明に関連する技術として特許文献１が開示されている。
特開平１１−２８９７６６号公報
上記２つの回路を有するスイッチング電源回路において、平滑コンデンサの負荷が変動する場合に、その負荷の変動に応じたスイッチング電源回路の電気特性という観点で、なお工夫の余地があった。
そこで、本発明は、負荷の変動に応じた電気特性の実現に資するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
本発明にかかるスイッチング電源回路の第１の態様は、第１および第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、第１および第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、前記第２の入力端及び前記第２の出力端を接続する第２の電源線（ＬＬ）と、複数の回路（３，３ａ，３ｂ）とを備え、前記複数の回路の各々は、前記第１の入力端と前記第１の出力端とを接続する第１電源線（ＬＨ１，ＬＨ２）と、前記第１電源線上に設けられるリアクトル（Ｌ１，Ｌ２）と、前記第１電源線上で前記リアクトルと直列に接続され、アノードを前記リアクトル側に向けて配置されるダイオード（Ｄ１１，Ｄ２１）と、前記リアクトルと前記ダイオードとの間の点と、前記第２電源線との間に設けられるスイッチ素子（Ｓ１，Ｓ２）とを有し、一の前記複数の回路と他の一の前記複数の回路とにそれぞれ属する前記リアクトル、前記スイッチ素子及び前記ダイオードの少なくともいずれか一つの特性が相互に異なる。
本発明にかかるスイッチング電源回路の第２の態様は、第１の態様にかかるスイッチング電源回路であって、前記一の前記複数の回路（３ａ）に属する前記スイッチ素子（Ｓ１）は絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）に属する前記スイッチ素子（Ｓ１）はＭＯＳ電界効果トランジスタである。
本発明にかかるスイッチング電源回路の第３の態様は、第１の態様にかかるスイッチング電源回路であって、前記一の前記複数の回路（３ａ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１）は炭化珪素半導体或いは窒化ガリウム半導体によって形成され、前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ２）は珪素半導体によって形成される。
本発明にかかるスイッチング電源回路の第４の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかるスイッチング電源回路であって、前記一の複数の回路（３ａ）に属する前記リアクトル（Ｌ１）のインピーダンスは、前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）に属する前記リアクトルのインピーダンスよりも小さい。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第１の態様は、第１から第４のいずれか一つの態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記複数の回路（３ａ，３ｂ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）の全てを非導通に維持する第１工程と、前記第１及び前記第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）を流れる電流が第１所定値（Ｉｒｅｆ１）を超えたときに、前記一の前記複数の回路（３ａ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１）の導通／非導通を繰り返し切り替える第２工程とを実行する。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記第２工程において、前記第１工程における前記第１及び前記第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）の間の電圧よりも高い第１の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路（３ａ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１）の導通／非導通を繰り返し切り替える。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記第１及び前記第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）を流れる電流が、前記第１所定値（Ｉｒｅｆ１）よりも大きい第２所定値（Ｉｒｅｆ２）を超えたときに、前記一の前記複数の回路（３ａ）および前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）にそれぞれ属する前記スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）の導通／非導通を繰り返し切り替える第３工程を更に実行する。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第４の態様は、第３の態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記第３工程において、前記第１の直流電圧指令値よりも大きい第２の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路（３ａ）および前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）にそれぞれ属する前記スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）の導通／非導通を繰り返し切り替える。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第５の態様は、第１から第４のいずれか一つの態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記第１工程及び前記第２工程に先立って、前記複数の回路（３，３ａ，３ｂ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）の全てを非導通に維持し、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第１の関係を求める第４工程と、前記第１の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路（３ａ）の前記スイッチング素子（Ｓ１）の導通／非導通を繰り返し切り替え、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第２の関係を求める第５工程とが更に実行され、前記第１所定値（Ｉｒｅｆ１）として、前記第１関係と前記第２関係のいずれにおいても同じ前記効率を与える前記電流が採用される。
本発明にかかるスイッチング電源回路の第１の態様によれば、以下に、複数の回路が２つの第１および第２の回路である場合を例に挙げて説明する。
第１の回路のリアクトル、スイッチ素子、ダイオードの少なくとも一つの特性が、第２の回路のリアクトル、スイッチ素子、ダイオードの少なくとも一つの特性と相違している。よって、第１の回路のみを動作させた第１状態と、第２の回路のみを動作させた第２状態では、スイッチング電源回路としての電気特性が相違する。また第１および第２の回路の両方を動作させた第３状態でのスイッチング電源回路としての電気特性は、第１状態および第２状態での電気特性と相違する。
以上のように、２つの第１および第２の回路によって、スイッチング電源回路として３つの電気特性を発揮することができる。
しかも第１状態から第３状態の各々における電気特性は、力率、効率、高調波へとそれぞれ影響を与える。よって、かかる第１状態および第３状態を適宜に選択することで、力率、効率、高調波を適宜に調整することができる。
本スイッチング電源回路によれば、例えば第１および第２の出力端に接続される負荷の変動に応じて第１状態ないし第３状態を適宜に選択することができる。したがって、負荷の変動に応じた電気特性の実現に資することができる。
本発明にかかるスイッチング電源回路の第２の態様によれば、ＭＯＳ電界効果トランジスタを有する回路は絶縁ゲートバイポーラトランジスタよりも電流容量が小さく、テレビ受像機などで汎用されている。よって汎用部品を使用でき、コストを低下できる。
本発明にかかるスイッチング電源回路の第３の態様によれば、炭化珪素半導体あるいは窒化ガリウム半導体によって形成されるスイッチング素子は、珪素半導体によって形成されるスイッチング素子よりも導通損失が低く耐圧が高い。
本発明にかかるスイッチング電源回路の第４の態様によれば、一の複数の回路に属するリアクトルを小型化できる。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第１の態様によれば、電流が第１所定値よりも低いときにはスイッチング素子の全てが非導通となる。電流が低い状態では回路で生じる損失のうちスイッチング損失が占める割合が大きいので、電流が第１所定値よりも低い状態における効率を高めることができる。一方電流が第１所定値よりも大きいときには一の複数の回路に属するスイッチング素子の導通／非導を繰り返し切り替えることで、この状態における効率を向上できる。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第２の態様によれば、第１の直流電圧指令値を第１工程における直流電圧と等しくする制御方法に比して、電流が大きい範囲での第２工程における回路の安定動作を実現できる。一方で、電流が小さい範囲での回路の効率を高めることができる。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第３の態様によれば、電流が低い状態では回路で生じる損失のうちスイッチング損失が占める割合が大きいので、電流が第２所定値よりも低い状態における効率を高めることができる。一方電流が第２所定値よりも大きいときには一および他の一の複数の回路に属するスイッチング素子の導通／非導を繰り返し切り替えることで、この状態における効率を向上できる。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第４の態様によれば、第２の直流電圧指令値を第１の直流電圧指令値と等しくする制御方法に比して、第３工程における効率を向上することができる。
本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第５の態様によれば、最も効率が高くなるように、第１工程および第２工程を選択できる。
スイッチング電源回路の概念的な構成の一例を示す図である。 スイッチング電源回路の概念的な構成の一例を示す図である。 各スイッチ素子の導通／非導通の状態と、各リアクトルを流れる電流と、各リアクトルを流れる電流の和との一例を示す概念的な図である。 スイッチング電源回路の概念的な構成の一例を示す図である。 日本において各外気温度の発生時間と、外気温度と空調負荷との関係を示す図である。 電流に対する効率の関係の模式的な一例を示す図である。 電流に対する効率の関係の模式的な一例を示す図である。 電流に対する効率の関係の模式的な一例を示す図である。 各リアクトルを流れる電流とその和との一例を示す概念的な図である。 各リアクトルを流れる電流とその和との一例を示す概念的な図である。 各リアクトルを流れる電流とその和との一例を示す概念的な図である。 各電流の一例を示す概念的な図である。
第１の実施の形態．
図１に例示するように、スイッチング電源回路は複数の回路３と入力端Ｐ１，Ｐ２と出力端Ｐ３，Ｐ４とを備えている。
入力端Ｐ１，Ｐ２の間には直流電圧が印加される。図１の例示では、入力端Ｐ１，Ｐ２にはダイオード整流回路２が接続されている。ダイオード整流回路２は交流電源１からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を入力端Ｐ１，Ｐ２の間に印加する。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。なお、入力端Ｐ１，Ｐ２にダイオード整流回路２が接続されることは必須要件ではない。入力端Ｐ１，Ｐ２の間に直流電圧を印加する任意の構成が入力端Ｐ１，Ｐ２に接続されていればよい。
複数の回路３はいずれも入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐ３，Ｐ４に接続される。各回路３は後述するように昇圧回路として機能して入力端Ｐ１，Ｐ２に印加された直流電圧を昇圧するとともに入力側の力率を改善する力率改善回路として機能する。
出力端Ｐ３，Ｐ４の間には平滑コンデンサＣ１が設けられている。平滑コンデンサＣ１は各回路３によって昇圧された直流電圧を平滑する。
また入力端Ｐ１，Ｐ２の間にはコンデンサＣ２が設けられてもよい。コンデンサＣ２は各回路３に入力する電流のノイズを低減することができる。
図２には複数の回路３の具体的な構成の概念的な一例が示されている。図２では一例として２つの回路３ａ，３ｂが示されている。また図２の例示では、回路３ａ，３ｂの出力が平滑コンデンサＣ１を介してインバータ４に入力されている。つまり、出力端Ｐ３，Ｐ４がインバータ４の入力側でインバータ４に接続される。
入力端Ｐ２と出力端Ｐ４とは電源線ＬＬによって相互に接続されている。
回路３ａは電源線ＬＨ１とリアクトルＬ１とダイオードＤ１１とスイッチ素子Ｓ１とを備えている。電源線ＬＨ１は入力端Ｐ１と出力端Ｐ３とを接続する。リアクトルＬ１は電源線ＬＨ１上に設けられている。ダイオードＤ１１はリアクトルＬ１に対して出力端Ｐ３側でリアクトルＬ１に直列に接続される。またダイオードＤ１１はそのアノードをリアクトルＬ１に向けて設けられる。
スイッチ素子Ｓ１はリアクトルＬ１とダイオードＤ１１との間の点と、電源線ＬＬとの間に設けられる。スイッチ素子Ｓ１の導通／非導通は制御部５によって制御される。図２の例示では、スイッチ素子Ｓ１はトランジスタＴ１とダイオードＤ１２とを備えている。トランジスタＴ１は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、そのエミッタ電極を電源線ＬＬ側に向けて設けられる。なお、スイッチ素子Ｓ１は必ずしもトランジスタＴ１とダイオードＤ１２とを有している必要は無い。例えばダイオードＤ１２が設けられていなくてもよい。またスイッチ素子Ｓ１として例えばＭＯＳ（Metal-Oxide-Semiconductor）電界効果トランジスタが採用されてもよい。
回路３ｂは電源線ＬＨ２とリアクトルＬ２とダイオードＤ２１とスイッチ素子Ｓ２とを備えている。電源線ＬＨ２とリアクトルＬ２とダイオードＤ２１とスイッチ素子Ｓ２との接続関係は電源線ＬＨ１とリアクトルＬ１とダイオードＤ１１とスイッチ素子Ｓ１との接続関係と同じである。また図２の例示ではスイッチ素子Ｓ２はトランジスタＴ２とダイオードＤ２２とを有している。トランジスタＴ２とダイオードＤ２２との接続関係はトランジスタＴ１とダイオードＤ１２との接続関係と同一である。またダイオードＤ２２は必須要件ではなく、またスイッチ素子Ｓ１は例えばＭＯＳ電界効果トランジスタであってもよい。スイッチ素子Ｓ２の導通／非導通はそれぞれ制御部５によって制御される。
なお、以下で説明するスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御について、特別な記載が無い限りその主体は制御部５である。
またここでは、制御部５はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read-Only-Memory)、ＲＡＭ(Random-Access-Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable-Programmable-ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部５はこれに限らず、制御部５によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
＜回路３ａ，３ｂの単独運転＞
本スイッチング電源回路においてスイッチ素子Ｓ２を非導通とし、回路３ａを単独で動作させることができる。同様にスイッチ素子Ｓ１を非導通とし、回路３ｂを単独で動作させることができる。まず回路３ａの単独運転について説明する。
回路３ａにおいてスイッチ素子Ｓ１が導通していれば、入力端Ｐ１から入力端Ｐ２へとリアクトルＬ１及びスイッチ素子Ｓ１を経由して電流が流れる。かかる電流はリアクトルＬ１のインダクタンスと入力端Ｐ１，Ｐ２の間の直流電圧とによって定まる傾斜に応じて増大する（図３において電流ＩＬ１を参照）。かかる電流によってリアクトルＬ１には電磁エネルギーが蓄積される。
そしてスイッチ素子Ｓ１が導通から非導通へと切り替わると、入力端Ｐ１から入力端Ｐ２へとリアクトルＬ１、ダイオードＤ１１及び平滑コンデンサＣ１を経由して電流が流れる（図１参照）。このとき、リアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギーによる電圧（誘導起電圧）が入力端Ｐ１，Ｐ２の間の直流電圧に加算されて、その合計が平滑コンデンサＣ１に印加される。よって、入力端Ｐ１，Ｐ２の間の直流電圧を昇圧して、昇圧後の直流電圧を平滑コンデンサＣ１に印加できる。
かかる電流はリアクトルＬ１のインダクタンス及び平滑コンデンサＣ１の静電容量等に基づく傾斜で低減する（図３において電流ＩＬ１を参照）。そして、かかる電流、即ち電流ＩＬ１が零になったときに、再びスイッチ素子Ｓ１を導通させる。その後は上述した動作を繰り返す。かかる動作により電流ＩＬ１は鋸歯状の形状に沿って変化する。このようにリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１が零に至った直後にスイッチ素子Ｓ１を導通させるモードは、いわゆる電流臨界モードと呼ばれる。
以上のように回路３ａは、入力端Ｐ１，Ｐ２の間の電圧を昇圧して出力端Ｐ３，Ｐ４の間に印加するスイッチング電源回路として機能することができる。また平滑コンデンサＣ１へと電流が流れない期間（スイッチ素子Ｓ１が導通する期間）であっても、スイッチ素子Ｓ１を介してダイオード整流回路２には電流が流れる。よって、ダイオード整流回路２を流れる電流の導通角度を広げることができる。換言すれば回路３ａは力率改善回路として機能することができる。
かかる回路３ａについてのスイッチングを実現すべく、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１が検知されて、検知された電流ＩＬ１が制御部５に入力される。制御部５は例えば電流ＩＬ１のゼロクロスを検知し、当該ゼロクロスを検知した時点からスイッチ素子Ｓ１へとスイッチ信号を出力する。そして、制御部５は任意の直流電圧指令値（出力端Ｐ３，Ｐ４の間の電圧についての指令値）に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。
回路３ｂの単独運転についても回路３ａと同様である。よって回路３ｂも昇圧回路として機能するとともに力率改善回路としても機能する。なお、かかる回路３ｂについてのスイッチングを実現すべく、リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２が検知されて、検知された電流ＩＬ２が制御部５に入力される。制御部５は例えば電流ＩＬ２のゼロクロスを検知し、当該ゼロクロスを検知した時点からスイッチ素子Ｓ２へとスイッチ信号を出力する。そして、制御部５は任意の直流電圧指令値に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。
なお、上述の例では電流臨界モードが採用されているがこれに限らない。例えば電流ＩＬ１が零よりも大きい所定値となったときにスイッチ素子Ｓ１或いはスイッチ素子Ｓ２を導通させてもよい。かかるモードはいわゆる電流連続モードと呼ばれる。また例えば電流ＩＬ１が零になった時点から所定時間が経過したときにスイッチ素子Ｓ１或いはスイッチ素子Ｓ２を導通させてもよい。かかるモードはいわゆる電流不連続モードと呼ばれる。いずれのモードを採用してもよいことは後述する他の実施の形態にも適用されるが、以下では代表的に電流臨界モードを例に挙げて説明する。
＜回路３ａ，３ｂの協働運転＞
本スイッチング電源回路においては回路３ａ，３ｂを協働して運転させることができる。かかる運転はインターリーブとも呼ばれる。以下の詳細に説明する。
スイッチ素子Ｓ２は、スイッチ素子Ｓ１が導通した時点から所定期間（所定期間は零でもよい）経過したときに導通する。かかる所定期間は、スイッチ素子Ｓ１が導通してから再び導通するまでの期間（以下、周期とも呼ぶ）Ｔより短い期間である。図３の例示では、所定期間として期間Ｔの半分を採用しており、以下では所定期間として期間Ｔの半分を採用した場合について説明する。なお、スイッチ素子Ｓ１の導通時点を基準としてスイッチ素子Ｓ２の導通時点が決定されるので、スイッチ素子Ｓ１をマスター側のスイッチ素子と把握でき、スイッチ素子Ｓ２をスレーブ側のスイッチ素子と把握できる。
上記スイッチングにより、回路３ｂにおいては回路３ａに対して半周期遅れて同じ動作が行われる。よって、リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２はリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１に対して半周期遅れる。
例えば回路３ａのみを単独で動作させる場合には、ダイオード整流回路２を流れる電流ＩはリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１と等しい。一方、回路３ａ，３ｂを協働して動作させる場合には、ダイオード整流回路２を流れる電流Ｉは電流ＩＬ１，ＩＬ２の和と等しい。かかる和によって、電流ＩＬ１の値が低い部分（いわゆる谷）は電流ＩＬ２の値が高い部分（いわゆる山）によって埋められる。同様に、電流ＩＬ２の谷は電流ＩＬ１の山によって埋められる。よって、電流Ｉの変動成分（いわゆる高調波成分）を低くすることができる（図３の電流Ｉを参照）。なお、電流ＩＬ１，ＩＬ２の周期のずれは半周期に限らないが、半周期であれば最も高調波成分を低減できる。また電流ＩＬ１の谷を電流ＩＬ２の山が埋めるので、電流ＩＬ１の平均値を高めることもできる。換言すれば、回路３ａを単独で動作させる場合と同じ平均値を達成するために、電流Ｉの最大値を低減することができる。
かかる回路３ａ，３ｂについてのスイッチングを実現すべく、制御部５は例えば電流ＩＬ１のゼロクロスを検知し、当該ゼロクロスを検知した時点からスイッチ素子Ｓ１へとスイッチ信号を出力する。そして、制御部５は任意の直流電圧指令値に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。またこれと並行して、制御部５は電流ＩＬ１のゼロクロスを検知した時点から所定期間（例えば半周期）経過した時点からスイッチ素子Ｓ２へとスイッチ信号を出力し、任意の直流電圧指令値に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。
以上のように、本スイッチング電源回路によれば、回路３ａ，３ｂをそれぞれ単独で動作させることができ、また回路３ａ，３ｂを協働して動作させることもできる。なお、制御部５は回路３ａの単独運転と回路３ｂの単独運転と回路３ａ，３ｂの協働運転とを切り替える機能も有する。
＜回路３ａ，３ｂの特性＞
本実施の形態では、それぞれ回路３ａ，３ｂに属するスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の特性、ダイオードＤ１１，Ｄ２１の特性、及びリアクトルＬ１，Ｌ２の特性の少なくともいずれかは、互いに相違している。これにより、回路３ａの電気特性と回路３ｂの電気特性とが相違する。
したがって、回路３ａを単独で動作させた第１状態におけるスイッチング電源回路の電気特性と、回路３ｂを単独で動作させた第２状態におけるスイッチング電源回路の電気特性とは互いに相違する。さらに回路３ａ，３ｂを協働して動作させた第３状態におけるスイッチング電源回路の電気特性は、第１状態及び第２状態におけるスイッチング電源回路の電気特性のいずれとも異なる。
したがって、本スイッチング電源回路によれば、２つの回路３ａ，３ｂによって、３つの電気特性を発揮することができる。また２つの回路３ａ，３ｂの両方を動作させない第０状態、すなわちスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の両方を非導通とする状態も採用してもよい。これを採用すれば、２つの回路３ａ，３ｂによって４つの電気特性を発揮することができる。
以下、各回路３ａ，３ｂにおいて相違させるデバイス特性を例示的に列挙する。例えばリアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンス、ダイオードＤ１１，Ｄ２１の逆回復特性および順方向電圧、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の導通特性およびゲート定数などが挙げられる。これらのデバイス特性はいずれもスイッチング電源回路としての力率、効率、電流に含まれる高調波のいずれかに対して影響を与える。しかも、これらのデバイス特性が力率、効率、高調波へと与える影響はインバータ４の負荷（例えば出力電流や出力周波数など）に依存する。よって、例えばインバータ４の負荷の低、中、高の区別（例えばインバータ４の出力周波数の低域、中域、高域の区別）に応じて、適宜に第１状態、第２状態、第３状態を採用してスイッチング電源回路を動作させるとよい。或いはインバータ４の負荷の低、中、高の区別に応じてそれぞれ第０状態、第１状態、第３状態を採用しても良い。もちろん、インバータ４の負荷の状態を４つの範囲に区別してそれぞれ第０状態から第３状態を採用しても良い。そして、第０状態、第１状態、第２状態、第３状態でのスイッチング電源回路の電気特性を適宜に設定することで、インバータ４の負荷に応じて最も適切な動作状態でスイッチング電源回路を動作させることができる。換言すれば、本スイッチング電源回路は負荷の変動に応じた電気特性の実現に資することができる。
以上のように、複数の回路３として回路３ａ，３ｂを例示して説明したが、互いにデバイス特性が異なるＮ個の回路３を採用すればその組み合わせＳは次式で表される。
Figure 2011223865
ここで、aＣbは次式で表される。
Figure 2011223865
よって、互いにデバイス特性が異なるＮ個の回路３が設けられていれば、Ｓ通りのスイッチング電源回路の電気特性を実現できる。換言すれば、本スイッチング電源回路は、より細かい負荷の状態に応じた電気特性の実現に資することができる。なお複数の回路３のうちいくつかは互いに同じデバイス特性を有してもよい。
図４はスイッチング電源回路の一例を示す図である。図４に例示するスイッチング電源回路は、回路３ａ，３ｂにそれぞれ属する２つのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２という点で、図２に例示するスイッチング電源回路と相違している。具体的には、スイッチ素子Ｓ１が絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチ素子Ｓ２はＭＯＳ電界効果トランジスタである。なお「ＭＯＳ」という用語は、古くは金属／酸化物／半導体の積層構造に用いられており、Metal-Oxide-Semiconductorの頭文字を採ったものとされている。しかしながら特にＭＯＳ構造を有する電界効果トランジスタにおいては、近年の集積化や製造プロセスの改善などの観点からゲート絶縁膜やゲート電極の材料が改善されている。
例えばＭＯＳ電界効果トランジスタにおいては、主としてソース・ドレインを自己整合的に形成する観点から、ゲート電極の材料として金属の代わりに多結晶シリコンが採用されてきている。また電気的特性を改善する観点から、ゲート絶縁膜の材料として高誘電率の材料が採用されるが、当該材料は必ずしも酸化物には限定されない。
従って「ＭＯＳ」という用語は必ずしも金属／酸化物／半導体の積層構造のみに限定されて採用されているわけではなく、本明細書でもそのような限定を前提としない。即ち、技術常識に鑑みて、ここでは「ＭＯＳ」とはその語源に起因した略語としてのみならず、広く導電体／絶縁体／半導体の積層構造をも含む意義を有する。
さて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタはＭＯＳ電界効果トランジスタに比して大きい導通損失をデバイス特性として有する一方で、ＭＯＳ電界効果トランジスタに比して大きい電流容量をデバイス特性として有する。
よって、例えば電流Ｉが小さい領域（例えばインバータ４の負荷が低域）では回路３ｂのみを単独で動作させる。電流Ｉが小さい領域でスイッチ素子Ｓ１が導通しないので、導通損失の発生を抑制でき、ひいては効率を向上することができる。また例えば電流が中ほどの領域（例えばインバータ４の負荷が中域）では回路３ａのみを単独で動作させる。よって、たとえスイッチ素子Ｓ２の電流容量が不足したとしても、電流容量の大きいスイッチ素子Ｓ１を用いているので、スイッチ素子Ｓ２の損傷を防止することができる。
また例えば電流Ｉが大きい領域（例えばインバータ４の負荷が高域）では回路３ａ，３ｂを協働して動作させる。これにより、たとえ回路３ａ単独での動作によってスイッチ素子Ｓ１の電流容量が足りなくても、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２に電流を分配することができ、各スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２に流れる電流を低減できる。なお、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電流容量の差に鑑みると、スイッチ素子Ｓ２に流れる電流の最大値を、スイッチ素子Ｓ１に流れる電流の最大値よりも低くするとよい。これは、次の２点を考慮して実現できる。第１に、リアクトルＬ２のインダクタンスが高ければ、スイッチ素子Ｓ２を流れる電流の傾斜（すなわち電流ＩＬ２が増大する際の傾斜）を低くできる。第２に、スイッチ素子Ｓ２の導通期間が短ければ、スイッチ素子Ｓ２を流れる電流の最大値は低下する。したがって、リアクトルＬ２のインダクタンスとスイッチ素子Ｓ２の導通期間を適宜に設定することで、スイッチ素子Ｓ２に流れる電流の最大値をスイッチ素子Ｓ１に流れる電流の最大値よりも低くできる。
またスイッチ素子Ｓ２としてＭＯＳ電界効果トランジスタを採用した回路３ｂは、例えばテレビ受像機などで汎用されている。よって汎用部品のスイッチ素子Ｓ２を採用することができ、製造コストを低下することができる。
またスイッチ素子Ｓ１はＳｉＣ（炭化珪素）半導体或いはＧａＮ（窒化ガリウム半導体）によって形成されてもよく、スイッチ素子Ｓ２はＳｉ（珪素）半導体によって形成されてもよい。ＳｉＣ半導体またはＧａＮ半導体によって形成されたスイッチ素子Ｓ１はたとえばＳｉ半導体によって形成されたスイッチ素子Ｓ２と比較して導通損失が小さい。したがって、例えば回路３ａが単独運転する第１状態における効率を更に高めることができる。一方、Ｓｉ半導体によって形成されるスイッチ素子Ｓ２の製造コストはＳｉＣ半導体或いはＧａＮ半導体によって形成されるスイッチ素子Ｓ１の製造コストよりも低い。したがって、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の両方がＳｉＣ半導体或いはＧａＮ半導体によって形成される場合に比べて、製造コストを低減できる。
またリアクトルＬ２として小さい電流容量を有するリアクトルを採用してもよい。即ち、リアクトルＬ２が有するコイルの線径を小さくしてもよい。これにより、リアクトルＬ２を小型化でき、また製造コストを低減できる。かかるリアクトルＬ２を採用した回路３ｂもテレビ受像機などで汎用されている。よって汎用部品のリアクトルＬ２を採用することができ、製造コストを低下することができる。
＜スイッチング電源回路が搭載される空気調和機＞
次に本スイッチング電源回路が空気調和機に設けられる場合について考慮する。このとき図２の例示と同様に本スイッチング電源回路はインバータ４の入力側に設けられ、インバータ４は不図示のモータへと交流電圧を印加してモータの回転速度を制御する。モータは空気調和機が有する圧縮機又はファンを駆動する。
図５は、日本において各外気温度の発生時間と、外気温度と空調負荷との関係と、を示している。図５の空調負荷は、外気温度が摂氏（以下、省略）２０度よりも小さい範囲では暖房負荷として把握され、外気温度が２０度よりも大きい範囲では冷房負荷として把握される。図５に例示するように、暖房運転においては外気温度が低いほど暖房負荷が大きく、ひいてはインバータ４の負荷も大きい。しかしながら図５に示すように外気温度が例えば５度以下である期間は年間を通じて比較的に短い。
よって、暖房能力として大きな値を必要とする期間は短い。例えば外気温度が−１度（Ｔ１）付近であるときに空気調和機が発揮する能力（ここでは暖房能力）を暖房定格能力Ｐ１とすれば、その定格能力の半値たる暖房中間能力Ｐ２は外気温度が７〜８度（Ｔ２）であるときの能力と一致する。この暖房中間能力Ｐ２以下で運転される期間（外気温度が７〜８℃よりも高い期間）は暖房中間能力Ｐ２以上で運転される期間（外気温度が７〜８℃よりも低い期間）に比べて多い。換言すれば、年間を通じて空調負荷が暖房中間能力Ｐ２以下の状態でインバータ４が運転される頻度が高い。
一方、冷房運転においては、外気温度が高いほど冷房能力を必要とする。しかしながら図５に例示するように外気温度が例えば３３度以上である期間は比較的短い。よって冷房能力として大きな値を必要とする期間は短い。例えば外気温度が３５度（Ｔ４）付近であるときに空調機が発揮する能力（ここでは冷房能力）を冷房定格能力Ｐ４とすれば、その冷房中間能力Ｐ３は外気温度が２９度（Ｔ３）付近であるときの能力と一致する。この冷房中間能力Ｐ３以下で運転される期間は比較的多い。
以上のように中程度以下の負荷に対する運転の頻度が高い空気調和機においては、他の分野でスイッチング電源回路が採用される場合と比べて、中程度以下の負荷に対するスイッチング電源回路の電気特性の向上が特に望まれている。
そこで、例えば次のように本スイッチング電源回路を制御する。ここでは第０状態と第１状態と第３状態とを負荷の状況に応じて切り替える例について説明する。負荷の状況としては、例えば電流Ｉによって区別される。よって、ここでは例えば電流Ｉの大きさに応じて第０状態と第１状態と第３状態とを切り替える。
図６は電流Ｉの大きさと、各状態における効率との関係の一例を示している。図６の例示では、電流Ｉと第０状態、第１状態、第３状態における効率との関係がそれぞれ実線、破線、一点差線の曲線で示されている。かかる関係は実験或いはシミュレーションによって予め求めることができる。例えばスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の全てを非導通に維持し電流Ｉを変化させながらスイッチング電源回路の効率を算出することで第０状態における当該関係を求めることができる。第１状態、第３状態についても同様である。
図６に例示するように、各状態における効率はおおよそ上に凸の形状を有している。また第０状態において効率のピークを採る電流値Ｉ１は、第１状態において効率のピークを採る電流値Ｉ２よりも小さく、電流値Ｉ２は第３状態において効率のピークを採る電流値Ｉ３よりも小さい。そして、第０状態における効率と第１状態における効率とは、電流値Ｉ１よりも大きく電流値Ｉ２よりも小さい電流値Ｉｒｅｆ１で互いに同じ値を採る。第１状態における効率と第３状態における効率とは、電流値Ｉ２よりも大きく電流値Ｉ３よりも小さい電流値Ｉｒｅｆ２で互いに同じ値を採る。
よって、電流の広い範囲において効率を高めるべく、次のように第０状態、第１状態、第３状態を切り替える。即ち、電流Ｉが電流値Ｉｒｅｆ１よりも小さいときに、回路３ａ，３ｂを動作させず、すなわちスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を非導通に維持して第０状態を採用する。電流Ｉが電流値Ｉｒｅｆ１よりも大きいときに、回路３ａを単独運転させ、すなわちスイッチ素子Ｓ１の導通／非導通の切り替えを繰り返して、第１状態を採用する。電流Ｉが電流値Ｉｒｅｆ２よりも大きいときに回路３ａ，３ｂを協働運転させ、すなわちスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の導通／非導通の切り替えを繰り返して、第３状態を採用する。これによって、図７に例示するように、電流Ｉの広い範囲（換言すれば負荷の広い範囲）で効率を高めることができる。
なお、図６，７の例示では、比較のために、一つの回路３ａのみを有するスイッチング電源回路における電流と効率との関係が二点破線の曲線で示されている。図６，７の例示では、電流Ｉの全領域において効率を高めるべく、その中心付近（電流値Ｉ２付近）で効率のピークを採るように、スイッチング電源回路の回路定数が設定されている。図６，７の例示から理解できるように、上述の制御方法によって電流Ｉの広い範囲で効率を向上することができる。
以上のように、本制御方法によれば負荷の広い範囲で効率を向上できる。特に、電流Ｉが電流値Ｉｒｅｆ１よりも小さいときに第０状態を採用することで、負荷が小さい領域での効率を向上できる。よって、中間能力以下での運転の頻度が高い空気調和機にとって特に有効である。
なお、電流が電流値Ｉｒｅｆ１と一致するときには第０状態、第１状態のいずれを採用してもよく、電流が電流値Ｉｒｅｆ２と一致するときには第１状態、第３状態のいずれを採用してもよい。また状態の切り替えの基準は必ずしも電流値Ｉｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ２に限らず、若干のずれがあってもよい。さらにかかる制御方法は空気調和機に限るものではなく、他の装置に搭載されたスイッチング電源回路において採用されてもよい。
また例えばスイッチ素子Ｓ１がＳｉＣ半導体或いはＧａＮ半導体によって形成されていれば、図８に例示するように第１状態における効率を更に向上することができる。図８の例示では、細線の破線で示された曲線がＳｉ半導体によって形成されたスイッチ素子Ｓ１を採用した場合の効率を表し、太線の破線で示された曲線がＳｉＣ半導体或いはＧａＮ半導体で形成されたスイッチ素子Ｓ１を採用した場合の効率を示している。なお、スイッチ素子Ｓ１がＳｉＣ半導体またはＧａＮ半導体によって第３状態の効率も増大するものの、図８では図示を省略した。
＜直流電圧指令値＞
制御部５は上述したように第１状態〜第３状態において、出力端Ｐ３，Ｐ４の間の直流電圧についての指令値たる直流電圧指令値に基づいて、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を制御する。より詳細には例えば直流電圧指令値に基づいて、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の導通期間を決定してもよい。
さて例えば図７では、制御部５は例えば電流Ｉが電流値Ｉｒｅｆ１よりも大きいときに第１状態を採用した。このとき、制御部５は第０状態における出力端Ｐ３，Ｐ４の間の直流電圧よりも大きい第１の直流電圧指令値Ａを採用するとよい。これは、次の理由による。即ち、電流Ｉが大きいほど（つまり、負荷が大きいほど）、直流電圧のリップルが増大する。直流電圧のリップルが増大すれば、回路３の不安定な動作を招く可能性がある。より具体的には、例えば直流電圧が、インバータが必要とする値を下回る可能性がある。本制御方法によれば、電流Ｉが電流値Ｉｒｅｆよりも大きいときに、より大きい第１の直流電圧指令値Ａを採用している。これにより、平滑コンデンサＣ１に蓄えられる電荷が増大するので、直流電圧のリップルを低減できる。よって安定的な動作を実現できる。一方、直流電圧が増大すれば、回路３における損失が増大して効率の低下を招く。本制御方法によれば、電流Ｉが電流値Ｉｒｅｆよりも小さいときには直流電圧はより小さい値を採るので、この範囲における効率を向上することができる。以上のように、電流Ｉが大きい範囲での回路３の安定的な動作を実現しつつも、電流Ｉが小さい範囲での回路の効率を向上することができる。
同様に第３状態における第２の直流電圧指令値Ｂとして、第１状態において採用される第１の直流電圧指令値Ａよりも大きい値を採用することが望ましい。これによって、電流Ｉが電流値Ｉｒｅｆ２よりも大きいときの回路３の安定的な動作に資することができる。また電流Ｉが電流値Ｉｒｅｆ１よりも大きく、電流値Ｉｒｅｆ２よりも小さい範囲で、第２の直流電圧指令値Ｂを採用する場合に比べて、この範囲での効率を向上することができる。
しかも、本実施の形態においては、インバータ４がモータを駆動している。モータの効率は電流Ｉが増大すると低下する。これは、電流Ｉが増大することで銅損が増大するからである。一方で、直流電圧を増大させることで銅損を低減させることができる。なお、直流電圧を増大させれば回路３の効率が低下するものの、これに起因するモータの効率の低下は、銅損を低減させることによるモータの効率の増大を下回るので、結果としてモータの効率を向上させることができる。よって、インバータ４がモータを駆動する場合であれば、本制御方法を用いることとで、電流Ｉが大きい範囲でのモータの効率の低減を抑制、或いはモータの効率を増大させることができる。また、本制御方法によれば、上述のように、電流Ｉが小さい範囲では回路の効率を向上できるので、結果としてこの範囲のモータ効率の向上に貢献することができる。
＜デバイス特性の異なる回路３ａ，３ｂの動作例＞
次に、デバイス特性の異なる回路３ａ，３ｂを協働して動作させる際のスイッチングの例について述べる。以下では、スイッチ素子Ｓ１をマスター側のスイッチ素子とし、スイッチ素子Ｓ２をスレーブ側のスイッチ素子とする。
例えば図２のスイッチング電源回路において、リアクトルＬ１，Ｌ２のインピーダンスが互いに相違する。ここでは、例えばリアクトルＬ１のインダクタンスがリアクトルＬ２のインダクタンスの２倍であると仮定する。これにより、リアクトルＬ２が有するコイルの巻数をリアクトルＬ２が有するコイルの巻数の半分にすることができる。よって、リアクトルＬ２の小型化を実現でき、また製造コストを低減できる。
図９は、かかるスイッチング電源回路における電流ＩＬ１，ＩＬ２，Ｉの一例を示している。回路３ａにおいて、時刻ｔ１から時刻ｔ３の間にはスイッチ素子Ｓ１にスイッチ信号が出力されてスイッチ素子Ｓ１が導通する。よって、時刻ｔ１から時刻ｔ３の間において電流ＩＬ１が所定の傾斜で増大している。そして、時刻ｔ３から時刻ｔ５の間にはスイッチ素子Ｓ１へのスイッチ信号の出力が停止する。これによりスイッチ素子Ｓ１が非導通になって電流ＩＬ１は所定の傾斜で低減する。電流ＩＬ１は時刻ｔ５の時点で０に至るので再びスイッチ素子Ｓ１へとスイッチ信号が出力されてスイッチ素子Ｓ１が導通する。以後、回路３ａにおいては上述した動作を繰り返す。
なお、図９では、電流ＩＬ１が増大する際の傾斜と電流ＩＬ１が低減する際の傾斜とはその正負を除いて同一である。換言すれば、スイッチ素子Ｓ１の導通期間と非導通期間とが互いに同じである場合の電流ＩＬ１が例示されている。よって、図９の例示では、時刻ｔ１から時刻ｔ５の間の期間である一周期Ｔにおいて、電流ＩＬ１は二等辺三角形を呈する。
一方、回路３ｂにおいて、時刻ｔ１においてスイッチ素子Ｓ２へとスイッチ信号が出力されてスイッチ素子Ｓ２が導通する。これにより電流ＩＬ２は所定の傾斜で増大する。なお電流ＩＬ１，ＩＬ２が増大する際の傾斜はそれぞれリアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが大きいほど低い。ここではリアクトルＬ２のインダクタンスはリアクトルＬ１のインダクタンスの半値であるので、電流ＩＬ２が増大している際の傾斜（時間に対する増分の割合）は電流ＩＬ１が増大している際の傾斜の２倍である。
そして、電流ＩＬ２の最大値が電流ＩＬ１の最大値と一致する時刻ｔ２において、スイッチ素子Ｓ２へのスイッチ信号の出力を停止する。これによりスイッチ素子Ｓ２が非導通になって電流ＩＬ２は所定の傾斜で低減する。なお電流ＩＬ１，ＩＬ２が低減する際の傾斜もそれぞれリアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが大きいほど低い。ここではリアクトルＬ２のインダクタンスはリアクトルＬ１のインダクタンスの半値であるので、電流ＩＬ２が低減している際の傾斜（時間に対する低減分の割合）は電流ＩＬ１が低減している際の傾斜の２倍である。
電流ＩＬ１，ＩＬ２の傾斜の関係に鑑みれば、電流ＩＬ２は一周期Ｔの半分が経過した時点（即ち時刻ｔ３）で０に至る。そして、時刻ｔ３において再びスイッチ素子Ｓ２へとスイッチ信号が出力されて上述した動作を繰り返す。
かかる回路３ａ，３ｂの協働運転によって、ダイオード整流回路２には電流Ｉ（＝ＩＬ１＋ＩＬ２）が流れる。
電流ＩＬ１，ＩＬ２はそれぞれ同じ時刻（例えば時刻ｔ１，ｔ５）で谷を有するので、これらの和である電流Ｉも当該時刻で谷を有する。換言すれば、電流Ｉの最小値は当該時刻において各電流ＩＬ１，ＩＬ２の最小値と同じ０を採る。また電流ＩＬ１の最大値は時刻ｔ２、ｔ４において、各電流ＩＬ１，ＩＬ２の最大値よりも大きい値（ここでは電流ＩＬ１，ＩＬ２の１．５倍）を採る。よって、電流ＩＬ１，ＩＬ２の和たる電流Ｉの最大値と最小値との差が大きく（ここでは電流ＩＬ１，ＩＬ２の１．５倍）、高調波が生じやすい。
なお、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の導通時点をずらしても構わない。換言すれば、電流ＩＬ１，ＩＬ２との間の位相差を変更しても構わない。しかしながら、当該位相差を変化させたとしても電流Ｉの最大値と最小値との差はさほど変化しない。
そこで、図１０に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ５の一周期Ｔのうち、時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間のみ、スイッチ素子Ｓ２へとスイッチ信号を出力してもよい。これによって、電流ＩＬ１が谷となる期間で電流ＩＬ２が山になり、電流ＩＬ１が山となる期間では電流ＩＬ２は０になる。したがって、電流ＩＬ１，ＩＬ２の和たる電流Ｉの最大値と最小値との差を低減することができる。ここでは電流Ｉの最大値及び最小値は、それぞれ電流ＩＬ１（あるいは電流ＩＬ２）の最大値の１倍及び０．５倍であり、その差は電流ＩＬ１（あるいは電流ＩＬ２）の最大値の０．５倍にまで低減する。
なお、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスの比が２である場合では、図１０に例示するように、一周期Ｔのうち最後の４分の一周期のみ、スイッチ素子Ｓ２を導通させている。リアクトルＬ２に対するリアクトルＬ１のインダクタンスの比がＮ（Ｎは１より大きい数字）であれば、一周期Ｔのうち最後の２Ｎ分の一周期のみ、スイッチ素子Ｓ２を導通させればよい。換言すると、スイッチ素子Ｓ１が導通した第１時点（ｔ１）から次に導通する第２時点（ｔ５）よりも１周期のＮ分の１の期間前の第３時点（ｔ４）と、第２時点（ｔ５）との間のみ、スイッチ素子Ｓ２を導通させればよい。
また例えば図２のスイッチング電源回路において、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスおよび電流容量を互いに異ならせてもよい。ここでは、例えばリアクトルＬ１のインダクタンスはリアクトルＬ２のインダクタンスよりも小さく、リアクトルＬ１の電流容量がリアクトルＬ２の電流容量よりも大きいと仮定する。これにより、リアクトルＬ２が有するコイルの線径をリアクトルＬ２が有するコイルの線径よりも小さくできる。よってたとえリアクトルＬ２のインダクタンスが大きくとも、リアクトルＬ２の大型化を抑制することができ、また製造コストを低減できる。
図１１はかかるスイッチング電源回路における電流ＩＬ１，ＩＬ２，Ｉの一例を示している。回路３ａにおけるスイッチ素子Ｓ１のスイッチングは図９を参照した説明にかかるスイッチングと同一である。
一方、スイッチ素子Ｓ２には、スイッチ素子Ｓ１が導通した時刻ｔ１から半周期が経過した時刻ｔ３から、時刻ｔ５までの間の期間（即ち半周期）においてスイッチ信号が出力されて、スイッチ素子Ｓ２が導通している。よって、時刻ｔ３から時刻ｔ５の期間において電流ＩＬ２が増大する。ただし、リアクトルＬ２のインダクタンスはリアクトルＬ１のインダクタンスよりも大きく、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の導通期間が互いに同一であるので、電流ＩＬ２の傾斜は電流ＩＬ１の傾斜よりも低い。したがって、電流ＩＬ２の最大値は電流ＩＬ１の最大値よりも低い。
よって、リアクトルＬ２の電流容量がリアクトルＬ１の電流容量より小さくとも、リアクトルＬ２の不具合を招来することなく、回路３ａ，３ｂを協働して動作させることができる。なお当然であるが、リアクトルＬ２の電流容量は電流ＩＬ２の電流よりも大きく設定される。
なお、図１１の例示においても、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の導通時点をずらしても構わない。換言すれば、電流ＩＬ１，ＩＬ２との間の位相差を変更しても構わない。
また例えば図９を参照して説明したスイッチング電源回路において、リアクトルＬ２のインダクタンスをリアクトルＬ１のインダクタンスに近づけても構わない。これによって、電流ＩＬ２の傾斜が低下し、ひいては電流ＩＬ２の最大値が低下する。かかる電流ＩＬ１，ＩＬ２，Ｉが図１２に例示されている。電流ＩＬ２の最大値の低下に伴って、電流Ｉの最大値も低下する。よって、電流Ｉの最大値と最小値との差を低減できるとともに、リアクトルＬ２の電流容量を低減することができる。
なお、図１２の例示においても、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の導通時点をずらしても構わない。換言すれば、電流ＩＬ１，ＩＬ２との間の位相差を変更しても構わない。
Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル
ＬＨ１，ＬＨ２，ＬＬ 電源線
Ｐ１，Ｐ２ 入力端
Ｐ３，Ｐ４ 出力端
Ｓ１，Ｓ２ スイッチ素子

Claims (9)

  1. 第１および第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、
    第１および第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、
    前記第２の入力端及び前記第２の出力端を接続する第２の電源線（ＬＬ）と、
    複数の回路（３，３ａ，３ｂ）と
    を備え、
    前記複数の回路の各々は、
    前記第１の入力端と前記第１の出力端とを接続する第１電源線（ＬＨ１，ＬＨ２）と、
    前記第１電源線上に設けられるリアクトル（Ｌ１，Ｌ２）と、
    前記第１電源線上で前記リアクトルと直列に接続され、アノードを前記リアクトル側に向けて配置されるダイオード（Ｄ１１，Ｄ２１）と、
    前記リアクトルと前記ダイオードとの間の点と、前記第２電源線との間に設けられるスイッチ素子（Ｓ１，Ｓ２）と
    を有し、
    一の前記複数の回路と他の一の前記複数の回路とにそれぞれ属する前記リアクトル、前記スイッチ素子及び前記ダイオードの少なくともいずれか一つの特性が相互に異なる、スイッチング電源回路。
  2. 前記一の前記複数の回路（３ａ）に属する前記スイッチ素子（Ｓ１）は絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）に属する前記スイッチ素子（Ｓ１）はＭＯＳ電界効果トランジスタである、請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  3. 前記一の前記複数の回路（３ａ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１）は炭化珪素半導体或いは窒化ガリウム半導体によって形成され、前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ２）は珪素半導体によって形成される、請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  4. 前記一の複数の回路（３ａ）に属する前記リアクトル（Ｌ１）のインピーダンスは、前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）に属する前記リアクトルのインピーダンスよりも小さい、請求項１から３のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。
  5. 請求項１から４のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路の制御方法であって、
    前記複数の回路（３ａ，３ｂ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）の全てを非導通に維持する第１工程と、
    前記第１及び前記第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）を流れる電流が第１所定値（Ｉｒｅｆ１）を超えたときに、前記一の前記複数の回路（３ａ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１）の導通／非導通を繰り返し切り替える第２工程と
    を実行する、スイッチング電源回路の制御方法。
  6. 前記第２工程において、前記第１工程における前記第１及び前記第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）の間の電圧よりも高い第１の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路（３ａ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１）の導通／非導通を繰り返し切り替える、請求項５に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
  7. 前記第１及び前記第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）を流れる電流が、前記第１所定値（Ｉｒｅｆ１）よりも大きい第２所定値（Ｉｒｅｆ２）を超えたときに、前記一の前記複数の回路（３ａ）および前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）にそれぞれ属する前記スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）の導通／非導通を繰り返し切り替える第３工程
    を更に実行する、請求項５又は６に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
  8. 前記第３工程において、前記第１の直流電圧指令値よりも大きい第２の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路（３ａ）および前記他の一の前記複数の回路（３ｂ）にそれぞれ属する前記スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）の導通／非導通を繰り返し切り替える、請求項７に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
  9. 前記第１工程及び前記第２工程に先立って、
    前記複数の回路（３，３ａ，３ｂ）に属する前記スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）の全てを非導通に維持し、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第１の関係を求める第４工程と、
    前記第１の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路（３ａ）の前記スイッチング素子（Ｓ１）の導通／非導通を繰り返し切り替え、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第２の関係を求める第５工程と
    が更に実行され、
    前記第１所定値（Ｉｒｅｆ１）として、前記第１関係と前記第２関係のいずれにおいても同じ前記効率を与える前記電流が採用される、請求項５から８のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路の制御方法。
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