JP2015146677A - 電源装置及び電源装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源装置において、環境が極低温から高温の広範囲に亘って変動しても、小さな変換損失で安定して電力変換することができないという問題があった。
【解決手段】制御手段１４はヒートシンク温度Ｔｈが低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗ以下の時、半導体スイッチング素子４をオン状態にして、加熱用抵抗３の導通損失による発熱により、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂを加熱する。その後、ヒートシンク温度Ｔｈが高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈ以上の時は、半導体スイッチング素子４をオフ状態して、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの加熱を停止する。
【選択図】図１

Description

この発明は、ワイドバンドギャップ半導体を用いた半導体素子を有する電源装置であって、交流電源を直流電源へ変換するコンバータ動作、又は直流電源を交流電源へ変換するインバータ動作を行う電源装置に関するものである。

従来の電源装置には、入力電流の力率の改善及び出力電圧の昇圧の為に、リアクタとダイオードと半導体スイッチング素子を有した昇圧回路を用いてコンバータ動作を行うものがある（例えば、昇圧チョッパ回路を用いたコンバータ装置）。また、この電源装置の発展形としてインターリーブ方式による力率改善回路を備えた電源装置がある。インターリーブ方式の電源装置では、入力端の高電圧側を２つ以上の電流経路に分岐させ、分岐したそれぞれの経路にリアクタと半導体スイッチング素子とダイオードからなる回路を接続し、それらの半導体スイッチング素子を交互にスイッチング動作させることで、高調波ノイズ電流を抑制するようにしている（例えば特許文献１、２）。

このインターリーブ方式の電源装置では、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を高くするほど電流のリプル成分を減らすことができ、リアクタの小型化が可能になる。しかしながら、スイッチング周波数の上昇は半導体スイッチング素子における電力損失の増加をもたらしてしまうという問題がある。この為、半導体スイッチング素子として、Ｓｉ（シリコン）半導体によって形成されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor,絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, 電界効果トランジスタ）ではなく、ＳｉＣ（炭化珪素）等のワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を用いることで、半導体スイッチング素子における電力損失を抑制しつつ半導体スイッチング素子の高周波駆動を可能にすることが考えられる。

特開平１１−２８９７６６号公報 特開２００７−１９５２８２号広報

ＳｉＣ半導体によって形成されたＭＯＳＦＥＴ(ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと記す)はチャネル移動度がＳｉ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル移動度よりも低いというデバイス特性をもつために、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル部の抵抗がＳｉ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル部の抵抗よりも高くなることが知られている。このため、前述したような電源装置の半導体スイッチング素子としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、半導体スイッチング素子のゲート電圧をＳｉ−ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧よりも高く設定することでＭＯＳＦＥＴのチャネル部の抵抗を低減させることが考えられる。

しかしながら、一般にＭＯＳＦＥＴはゲートの耐電圧性能が低い為、ゲート電圧を上げることが困難な場合が多い。また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を上げる為には、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ以外の回路素子用の直流電圧源（例えば１５Ｖ）とは別にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧用により高電圧の直流電圧源（例えば１８Ｖ）を追加したり、直流電圧を高める為の回路の追加を行ったりすることが必要になる。この為、電子基板の基板面積上の制約がある場合、新たな電源等の追加ができない為に、ゲート電圧の高電圧化が実現できないケースも生じてしまう。

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをこのようなゲート電圧が高電圧でない状況（例えばゲート電圧が１５Ｖを下回る状態）で、かつ極端な低温（例えば−５０℃）の動作温度環境で使用した場合、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル移動度が異常に低くなるため、導通抵抗が激増し、急激な発熱が生じてＭＯＳＦＥＴ素子が破壊される可能性があった。この為、このような厳しい低温環境下で動作する電源装置を実現することが難しかった。

本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、半導体スイッチング素子にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用し、かつ低温環境でも動作可能な電源装置を得ることである。

本発明の電源装置は、１つ以上の第１の半導体スイッチング素子を有し、交流電力を直流電力に変換するコンバータ動作、若しくは直流電力を交流電力に変換するインバータ動作を行う電力変換手段と、前記第１の半導体スイッチング素子を加熱する為の加熱用抵抗と、該加熱用抵抗の導通を制御する第２の半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイッチング素子の放熱用に設けたヒートシンクの温度若しくは外気温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段が検出した温度を用いて、前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御する駆動信号を生成する制御手段と、を備えたことを特徴とするものである。

本発明の電源装置は、電力変換手段を構成する半導体スイッチング素子の駆動可能な温度領域を拡張させることができるので、より低温環境での使用に耐えうる電源装置を提供することができる。

実施の形態１における電源装置の構成図。 実施の形態１における制御動作を説明する動作フロー図。 実施の形態２における電源装置の構成図。 実施の形態２における制御動作を説明する動作フロー図。 実施の形態２における通電時間閾値データの構成を示す図。 実施の形態１における電源装置の構成図（変形例）。 実施の形態１における電源装置の構成図（変形例）。 実施の形態３における電源装置の構成図。 実施の形態３における制御動作を説明する動作フロー図。

実施の形態１.
実施の形態１における電源装置について、図に基づいて構成及び動作を説明する。図１に交流電力を直流電力に変換するコンバータ動作を行う電源装置（コンバータ装置）の構成図を示す。図１に示す電源装置において、単相交流電源である交流電源１はダイオードＤ１〜Ｄ４からなるブリッジ回路（全波整流回路）である整流手段２に接続され、整流手段２の正極側出力端子と負極側出力端子間に加熱用抵抗３とシリコン半導体で形成した半導体スイッチング素子４（例えば、シリコン−ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）が直列に接続されている。ブリッジ回路２の高電位出力端子には、昇圧手段５ａ、昇圧手段５ｂが並列に接続され、昇圧手段５ａ、昇圧手段５ｂの出力端子が平滑手段（出力コンデンサ）６に接続されている。インバータなどの直流負荷１１が平滑手段６の端子間に並列接続される。直流負荷１１は平滑手段６から電力の供給を受けて動作する。

昇圧手段５ａは、昇圧リアクタとして機能するリアクタ７ａ、半導体スイッチング素子８ａ、逆流防止ダイオード９ａ、及びシャント抵抗１０ａで構成する。昇圧手段５ｂも昇圧手段５ａと同様な構成を有し、昇圧リアクタとして機能するリアクタ７ｂ、半導体スイッチング素子８ｂ、逆流防止ダイオード９ｂ、及びシャント抵抗１０ｂとで構成されている。なお、整流手段２、昇圧手段５ａ、５ｂ、平滑手段６とでコンバータ動作を行う電力変換手段を構成する。

半導体スイッチング素子８ａは、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料又はダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子（例えばＳｉＣ−ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）で構成され、コレクタまたはドレインがリアクタ７ａと逆流防止ダイオード９ａの間に接続され、エミッタまたはソースがシャント抵抗１０ａを介して整流手段２の負極側出力端子と平滑手段６の負極側端子に接続されている。同様に、半導体スイッチング素子８ｂは、ＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子で構成され、コレクタまたはドレインがリアクタ７ｂと逆流防止ダイオード９ｂの間に接続され、エミッタまたはソースがシャント抵抗１０ｂを介して整流手段２の負極側出力端子と平滑手段６の負極側端子に接続されている。

逆流防止ダイオード９ａは、アノードがリアクタ７ａと半導体スイッチング素子８ａに接続され、カソードが平滑手段６に接続されている。逆流防止ダイオード９ｂは、アノードが、リアクタ７ｂと半導体スイッチング素子８ｂに接続され、カソードが平滑手段６に接続されている。

出力電圧検出手段１５は平滑手段６の両端に接続され、平滑手段６の端子間の直流電圧を検出する。また、ヒートシンク温度検出手段１６はサーミスタ等で構成され、半導体スイッチング素子８ａ,８ｂの各素子の放熱用に設けたヒートシンク（図示せず）の周囲に設置するか、若しくはヒートシンクに直接接触させて設置して、ヒートシンクの温度を検出する。また、電流検出手段１７ａ，１７ｂはシャント抵抗１０ａ，１０ｂの両端電圧に基づいてシャント抵抗１０ａ，１０ｂを流れる電流をそれぞれ検出する。

制御手段１４は出力電圧検出手段１５が検出した平滑手段６の両端電圧と電流検出手段１７ａ，１７ｂが検出したシャント抵抗１０ａ，１０ｂを流れる電流値とヒートシンク温度検出手段１６が検出したヒートシンク温度に基づいて半導体スイッチング素子４及び半導体スイッチング素子８ａ，８ｂをそれぞれオン・オフ制御する駆動信号を生成して、駆動回路１２ａ，１２ｂ及び駆動回路１３に出力する。なお、制御手段１４は具体的にはマイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital signal Processor）等のマイクロプロセッサで実現するが、それ以外の演算回路を組み合わせた構成でもよい。

半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのゲート端子には駆動回路１２ａ、１２ｂがそれぞれ接続され、半導体スイッチング素子４のゲート端子には駆動回路１３が接続される。駆動回路１２ａ，１２ｂ及び駆動回路１３は制御手段１４が出力する駆動信号に基づいて半導体スイッチング素子４及び半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのゲート端子を駆動するゲート制御信号を生成し、半導体スイッチング素子４及び半導体スイッチング素子８ａ，８ｂをそれぞれ駆動制御する。

次にこのように構成された電源装置の動作について説明する。制御手段１４は図２の動作フローに従って半導体スイッチング素子４及び半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのスイッチング動作を制御する。以下、動作フロー図に従って動作を説明する。

制御手段１４は最初に、半導体スイッチング素子４及び半導体スイッチング素子８ａ，８ｂをオフ状態にする駆動信号を駆動回路１３及び駆動回路１２ａ、１２ｂにそれぞれ出力することで、電源装置を電力変換動作（コンバータ動作）開始前の初期状態に設定する（ステップＳ１）。

次に、電源装置が電力変換動作に移行するに際して、制御手段１４はヒートシンク温度検出手段１６によってヒートシンク温度Ｔｈを検出し（ステップＳ２）、予め電源装置に設定されている閾値温度である低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗと検出したヒートシンク温度Ｔｈとを比較する（ステップＳ３）。

ここで低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗの値は、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂで使用するワイドバンドギャップ半導体素子の導通を許可する下限温度を意味し、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの場合には例えばＴｔｈ＿ｌｏｗ＝−５０℃に設定すればよい。また、ヒートシンクの温度は半導体スイッチング素子８ａ，８ｂを構成するワイドバンドギャップ半導体素子の温度よりも低くなるため、ヒートシンク温度Ｔｈが低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗよりも大きい状態では、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂを構成するデバイス素子の温度も低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗより大きい状態であるとみなすことができる。

ヒートシンク温度Ｔｈが低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗよりも大きい時（ステップＳ３：Ｎｏ）は、制御手段１４は半導体スイッチング素子４のオフ状態を維持するとともに、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのインターリーブ動作を開始する。これにより電源装置の電力変換動作（力率改善コンバータ動作）が実現される（ステップＳ７）。

ここで、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのインターリーブ動作について説明する。インターリーブ動作では、半導体スイッチング素子８ａをオン状態にしてリアクタ７ａに電磁エネルギーを蓄積させ、その後半導体スイッチング素子８ａをオフ状態にすることでこの電磁エネルギーを出力電流として逆流防止ダイオード９ａ経由で平滑手段６に供給する。半導体スイッチング素子８ｂも半導体スイッチング素子８ａと同様に、リアクタ７ｂに蓄えた電磁エネルギーを逆流防止ダイオード９ｂ経由で平滑手段６に供給する。

制御手段１４は、電流検出手段１７ａが検出したシャント抵抗１０ａでの電流値と電流検出手段１７ｂが検出したシャント抵抗１０ｂでの電流値と出力電圧検出手段１５が検出した平滑手段６の端子間直流電圧値とに基づいて半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのオン状態の継続時間とオフ状態の継続時間の比（オン／オフ比）、及びオン／オフタイミングの位相を調整することでインターリーブ動作を行う。このように、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂをインターリーブ動作させることにより、スイッチング動作に起因する高調波ノイズ電流を抑制することができる。

ヒートシンク温度Ｔｈが低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗ以下の時（ステップＳ３：Ｙｅｓ）は、制御手段１４は半導体スイッチング素子４をオン状態にする。これにより加熱用抵抗３が通電し、加熱用抵抗３の導通損失による発熱により、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂが加熱され（加熱動作）、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの温度が上昇する。なお、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂはオフ状態を維持し、スイッチング動作は行わせない（ステップＳ４）。

なお、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの加熱をより効果的に行うために、加熱用抵抗３を半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの近傍に配置するか、又は半導体スイッチング素子８ａ，８ｂに接触させて配置するのが望ましい。

次に、制御手段１４は、ヒートシンク温度検出手段１６によってヒートシンク温度Ｔｈを検出し（ステップＳ５）、この検出したヒートシンク温度Ｔｈと予め電源装置に設定されている閾値温度である高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈとを比較する（ステップＳ６）。

ここで高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈの値は、低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗより大きい温度を設定する（Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈ＞Ｔｔｈ＿ｌｏｗ）。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの場合には例えばＴｔｈ＿ｈｉｇｈ＝−２０℃に設定すればよい。高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈと低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗの温度差ΔＴが小さいと、ヒートシンク温度検出手段１６の検出誤差等で制御が不安定になってしまう恐れがあるため、制御の安定性を確保するためには、温度差ΔＴをある程度大きくすることが望ましい。

ヒートシンク温度Ｔｈが高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈよりも小さい時（ステップＳ６：Ｎｏ）はステップＳ５に戻り、引き続きヒートシンク温度を検出し、検出したヒートシンク温度Ｔｈと高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈとの比較を継続する。半導体スイッチング素子８ａ，８ｂが加熱されて半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの温度が上昇すると、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂに取り付けられたヒートシンク自体の温度も上昇していく。この為、ヒートシンク温度Ｔｈを継続的に確認することで、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの温度上昇を推定することができる。

ヒートシンク温度Ｔｈが高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈ以上の時（ステップＳ６：Ｙｅｓ）は、制御手段１４は半導体スイッチング素子４をオフ状態にして、加熱用抵抗３への通電を停止する。これにより、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂに対する加熱動作が停止する。また、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのスイッチングのインターリーブ動作を開始する。これにより電源装置の電力変換動作（力率改善コンバータ動作）が実現される（ステップＳ７）。

半導体スイッチング素子８ａ，８ｂが正常にスイッチング動作を開始できれば、スイッチング動作により生ずる自己発熱により、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの温度はゆっくりと上昇していくので、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの温度は熱破壊が懸念される低温領域まで低下することはない。その後は、ヒートシンクと冷却ファン（図示せず）による冷却機能により、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂを適正な温度範囲で継続動作させることができる。

以上の説明では、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂは両方ともワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子であったが、これに限らず半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのいずれか一方のみをワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子とし、他方をＳｉ半導体によって形成された半導体スイッチング素子としてもよい。

また、以上の説明では昇圧手段を２つ（昇圧手段５ａ,５ｂ）備えた２相構成であったが、これに限らず、昇圧手段は１つ（昇圧手段５ａ）でもよいし、昇圧手段５ａと昇圧手段５ｂの他にさらに昇圧手段を数段並列接続することで昇圧手段をさらに多相化するようにしてもよい。一例として、昇圧手段を１つにした場合の構成を図６に示す。図６では図１の構成にはあった昇圧手段５ｂ、電流検出手段１７ｂ、駆動回路１２ｂを削除することで昇圧手段を１相構成とし、制御手段１４は出力電圧検出手段１５が検出した平滑手段６の両端電圧とヒートシンク温度検出手段１６が検出したヒートシンク温度に基づいて半導体スイッチング素子４及び半導体スイッチング素子８ａをそれぞれ制御することで電力変換（コンバータ動作）を行う。制御手段１４の動作フローは電力変換動作がインターリーブ動作を用いない昇圧コンバータ動作である点を除き図２と基本的に同じであるので説明を省略する。

また、以上の説明では交流電源１は単相交流電源であったが、図７に示すように、三相交流電源２０を用いるようにしてもよい。この場合、整流手段はダイオードＤ１〜Ｄ６からなるブリッジ回路である整流手段２１となる。その他の回路構成及び回路動作は図１及び図２で説明したものと同一であるので説明を省略する。

以上のように本実施の形態における電源装置は、電源装置で使用するＳｉＣ（シリコンカーバイド）等のワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子の素子温度が安定な動作が保証できない低温領域にある場合には、加熱用抵抗を通電させて生じる発熱により半導体スイッチング素子を加熱して、半導体スイッチング素子の温度が安定動作可能な温度領域まで変化させるようにした。そして、半導体スイッチング素子の温度が安定動作可能な温度領域まで変化したことを確認した上で、半導体スイッチング素子のスイッチング動作制御を行うようにしたので、低温環境下での電源装置の起動時でも半導体スイッチング素子が熱破壊されることを防止でき、電源装置の通電開始可能な温度領域を拡大することができるという効果が得られる。

実施の形態２.
実施の形態１の電源装置は、制御手段１４が行う制御の際にヒートシンク温度検出手段１６が検出したヒートシンク温度を用いるようにしていたが、実施の形態２の電源装置は、電源装置を屋外に設置した場合を想定してヒートシンクの温度の代わりに、外気温度を用いて制御するようにしたものである。

以下、実施の形態２における電源装置について、図に基づいて構成及び動作を説明する。図３にコンバータ動作を行う実施の形態２の電源装置（コンバータ装置）の構成図を示す。図３において、外気温度検出手段１８はサーミスタ等で構成され、電源装置が設置されている周囲の外気温度を検出する。なお、電源装置が屋外設置の電気機器に組み込まれる場合には、電気機器が既に外気温度検出手段を他の目的で有している場合があり、その際にはその外気温度検出手段を外気温度検出手段１８として流用することができる。

データ記憶手段１９は外気温度ごとの加熱用抵抗３の通電時間閾値をデータとして予め記憶しておくものであり、データ内容については後述する。

制御手段１４は出力電圧検出手段１５が検出した平滑手段６の両端電圧と電流検出手段１７ａ，１７ｂが検出したシャント抵抗１０ａ，１０ｂを流れる電流値と外気温度検出手段１８が検出した外気温度に基づいて半導体スイッチング素子４及び半導体スイッチング素子８ａ，８ｂをそれぞれオン・オフ制御する駆動信号を生成して、駆動回路１２ａ，１２ｂ及び駆動回路１３に出力する。なお、その他の構成部分は実施の形態１（図１）の構成と同一であるので、同一符号を付し、説明を省略する。

以下、制御手段１４は図４の動作フローに従って半導体スイッチング素子４及び半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのスイッチング動作を制御する。以下、動作フロー図に従って動作を説明する。

制御手段１４は最初に、半導体スイッチング素子４及び半導体スイッチング素子８ａ，８ｂをオフ状態にするゲート制御信号を駆動回路１３及び駆動回路１２ａ、１２ｂにそれぞれ出力することで、電源装置を電力変換動作（コンバータ動作）開始前の初期状態に設定する（ステップＳ１１）。

次に、電源装置が電力変換動作に移行するに際して、制御手段１４は外気温度検出手段１８によって外気温度Ｔｏを検出し（ステップＳ１２）、予め電源装置に設定されている閾値温度である低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗと検出した外気温度Ｔｏとを比較する（ステップＳ１３）。

ここで低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗの値は、実施の形態１の場合と同様に半導体スイッチング素子８ａ，８ｂで使用するワイドバンドギャップ半導体素子の導通を許可する下限温度を意味するものである。実施の形態２では電源装置を屋外に設置した場合を想定している。例えば、電源装置を空気調和機の室外機に搭載した場合がこのケースに該当する。この場合、室外機始動前の室外機内の電子部品の温度は、外気温度と同じかそれよりも高くなると考えられるため、外気温度Ｔｏが低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗよりも大きい状態では、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの温度も低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗより大きい状態であるとみなすことができる。

外気温度Ｔｏが低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗよりも大きい時（ステップＳ１３：Ｎｏ）は、制御手段１４は半導体スイッチング素子４のオフ状態を維持するとともに、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのインターリーブ動作を開始する。これにより電源装置の電力変換動作（力率改善コンバータ動作）が実現される（ステップＳ１６）。

外気温度Ｔｏが低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗ以下の時（ステップＳ１３：Ｙｅｓ）は、制御手段１４は、加熱動作を行う（ステップＳ１４）。具体的には下記の手順で行う。まず、データ記憶手段１９に予め保持されている外気温度に対応した所定時間である加熱用抵抗３の通電時間データ（閾値時間）を読み出して、外気温度Ｔｏに対応した通電時間閾値Ｔｓを設定する。ここで、通電時間閾値Ｔｓは、外気温度Ｔｏが所定の温度若しくは所定の温度範囲にある時に、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの熱破壊の懸念がなくなる所定の温度まで加熱するのに必要な加熱用抵抗３の通電時間を意味する。この通電時間閾値Ｔｓは実験等で予め調査した値でもよいし、計算機シミュレーションで事前に算出した値を用いてもよい。

図５にデータ記憶手段１９に保持されている通電時間データのデータ内容を示す。通電時間データは、外気温度Ｔｏの範囲ごとに対応する通電時間閾値Ｔｓが対応するように構成されている。例えば、外気温度ＴｏがＴ５≦Ｔｏ＜Ｔ６である時の通電時間閾値ＴｓはＴｓ５である。

通電時間閾値Ｔｓを設定後、半導体スイッチング素子４をオン状態にする。これにより加熱用抵抗３が通電し、加熱用抵抗３の導通損失による発熱により、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂが加熱され（加熱動作）、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの温度が上昇する。なお、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂはオフ状態を維持し、スイッチング動作は行わせない。また、制御手段１４内に設けた通電時間計測用のタイマ−ＴｍでＴｍ＝０からカウント動作を開始させることで、通電時間を計測する。

加熱用抵抗３への通電が行われると半導体スイッチング素子８ａ，８ｂの温度が上昇する。一方、外気温度は半導体スイッチング素子の温度変化と無関係な為、加熱用抵抗３への通電の終了タイミングを外気温度に基づいて判断するわけにはいかない。そこで、制御手段１４は、通電時間計測用タイマ−Ｔｍ値と通電時間閾値Ｔｓとを比較することで、加熱用抵抗３への通電経過時間を把握し、加熱用抵抗３への通電の終了タイミングを判断する（ステップＳ１５）。

通電時間計測用タイマ−Ｔｍ値が通電時間閾値Ｔｓより小さい時（ステップＳ１５：Ｎｏ）は、引き続き通電時間計測用タイマ−Ｔｍ値と通電時間閾値Ｔｓとの比較を継続する。

一方、通電時間計測用タイマ−Ｔｍ値が通電時間閾値Ｔｓ以上の時（ステップＳ１５：Ｙｅｓ）は、制御手段１４は半導体スイッチング素子４をオフ状態にして、加熱用抵抗３への通電を停止する。これにより、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂに対する加熱動作が停止する。また、半導体スイッチング素子８ａ，８ｂのスイッチングのインターリーブ動作を開始する。これにより電源装置の電力変換動作（力率改善コンバータ動作）が実現される（ステップＳ１６）。

以上のように本実施の形態における電源装置は、加熱用抵抗の通電による加熱動作を外気温度検出手段が検出した外気温度と、データ記憶手段に予め保持した外気温度ごとの加熱用抵抗の通電時間データとに基づいて行うようにしたので、既存の外気温度検出手段を流用することで低温環境下での電源装置の起動制御を低コストで実現することができるという効果が得られる。

なお、以上の説明における制御手段１４は、データ記憶手段に保持した加熱用抵抗の通電時間データを用いて制御するようにしたが、外気温度から加熱用抵抗の通電時間データを算出する計算式を予め制御手段１４に組み込んでおき、この計算式に基づいて外気温度に対応した通電時間閾値Ｔｓを算出するように変形してもよい。

実施の形態３.
実施の形態１〜２での電源装置はコンバータ動作を行う装置（コンバータ装置）であったが、実施の形態３では直流電力を交流電力に変換するインバータ動作を行う電源装置（インバータ装置）である場合について説明する。図８にインバータ動作を行う電源装置（インバータ装置）の構成図を示す。図８に示す電源装置において、直流電源２２はＧＮＤ（接地）を電位基準として直流電圧を直流母線正側Ｐと負側Ｎ間に出力する。インバータ主回路２３は上アームの半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｃ及び下アームの半導体スイッチング素子２４ｄ〜２４ｆと、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆをそれぞれ駆動する駆動回路２５ａ〜２５ｆとで構成され、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆはＳｉＣ（シリコンカーバイド）等のワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子（例えばＳｉＣ−ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）である。電流検出手段２６は、直流電源２２とインバータ主回路２３間の直流母線負側Ｎに設けたシャント抵抗２７に流れる直流電流を検出する。また、直流母線正側Ｐと負側Ｎ間に加熱用抵抗２８とシリコン半導体で形成した半導体スイッチング素子２９（例えば、シリコン−ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）が直列に接続されている。半導体スイッチング素子２９は駆動回路３０でオン／オフ駆動される。なお、直流電源２２、インバータ主回路２３とでインバータ動作を行う電力変換手段を構成する。

ヒートシンク温度検出手段３１はサーミスタ等で構成され、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆの各素子の放熱用に設けたヒートシンク（図示せず）の周囲に設置するか、若しくはヒートシンクに直接接触させて設置して、ヒートシンクの温度を検出する。

制御手段３２は電流検出手段２６が検出した直流電流とヒートシンク温度検出手段３１が検出したヒートシンク温度、及び図示していない運転指令値に基づいて半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆ及び半導体スイッチング素子２９をそれぞれオン・オフ制御する駆動信号を生成して、駆動回路２５ａ〜２５ｆ及び駆動回路３０に出力する。

インバータ主回路２３の負荷装置としては３相モータ３３がＵ,Ｖ,Ｗの３相結線で接続される。なお、負荷装置としてはインバータ主回路２３で駆動可能なものであればよく、３相モータ３３に限定されない。

次にこのように構成された電源装置の動作について説明する。制御手段３２は図９の動作フローに従って半導体スイッチング素子２９及び半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆのスイッチング動作を制御する。以下、動作フロー図に従って動作を説明する。

制御手段３２は最初に、半導体スイッチング素子２９及び半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆをオフ状態にする駆動信号を駆動回路３０及び駆動回路２５ａ〜２５ｆにそれぞれ出力することで、電源装置を電力変換動作（インバータ動作）開始前の初期状態に設定する（ステップＳ２１）。

次に、電源装置が電力変換動作に移行するに際して、制御手段３２はヒートシンク温度検出手段３１によってヒートシンク温度Ｔｈを検出し（ステップＳ２２）、予め電源装置に設定されている閾値温度である低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗと検出したヒートシンク温度Ｔｈとを比較する（ステップＳ２３）。なお、低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗは実施の形態１で説明したようにワイドバンドギャップ半導体素子の導通を許可する下限温度として設定すればよい。

ヒートシンク温度Ｔｈが低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗよりも大きい時（ステップＳ２３：Ｎｏ）は、制御手段３２は半導体スイッチング素子２９のオフ状態を維持するとともに、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆのインバータ動作を開始する。これにより直流電源２２からの直流電力が３相交流電力に変換され、モータ３３が駆動される。このようにして電源装置の電力変換動作（インバータ動作）が実現される（ステップＳ２７）

制御手段３２は、電流検出手段２６が検出した直流電流とヒートシンク温度検出手段３１が検出したヒートシンク温度、及び図示していない運転指令値に基づいて、ベクトル制御等の公知のインバータ制御技術を用いて、電力変換動作（インバータ動作）を行う。

ヒートシンク温度Ｔｈが低温閾値Ｔｔｈ＿ｌｏｗ以下の時（ステップＳ２３：Ｙｅｓ）は、制御手段３２は半導体スイッチング素子２９をオン状態にする。これにより加熱用抵抗２８が通電し、加熱用抵抗２８の導通損失による発熱により、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆが加熱され（加熱動作）、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆを構成する半導体スイッチング素子の温度が上昇する。なお、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆはオフ状態を維持し、スイッチング動作は行わせない（ステップＳ２４）。

なお、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆの加熱をより効果的に行うために、加熱用抵抗３を半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆの近傍に配置するか、又は半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆに接触させて配置するのが望ましい。

次に、制御手段３２は、ヒートシンク温度検出手段３１によってヒートシンク温度Ｔｈを検出し（ステップＳ２５）、この検出したヒートシンク温度Ｔｈと予め電源装置に設定されている閾値温度である高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈとを比較する（ステップＳ２６）。ここで高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈの値は、実施の形態１で説明した考え方に基づいて設定すればよい。

ヒートシンク温度Ｔｈが高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈよりも小さい時（ステップＳ２６：Ｎｏ）はステップＳ２５に戻り、引き続きヒートシンク温度を検出し、検出したヒートシンク温度Ｔｈと高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈとの比較を継続する。半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆが加熱されて半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆの温度が上昇すると、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆに取り付けられたヒートシンク自体の温度も上昇していく。この為、ヒートシンク温度Ｔｈを継続的に確認することで、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆの温度上昇を推定することができる。

ヒートシンク温度Ｔｈが高温閾値Ｔｔｈ＿ｈｉｇｈ以上の時（ステップＳ２６：Ｙｅｓ）は、制御手段３２は半導体スイッチング素子２９をオフ状態にして、加熱用抵抗２８への通電を停止する。これにより、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆに対する加熱動作が停止する。また、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆのインバータ動作を開始する。これにより電源装置の電力変換動作（インバータ動作）が実現される（ステップＳ２７）。

半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆが正常にスイッチング動作を開始できれば、スイッチング動作により生ずる自己発熱により、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆの温度はゆっくりと上昇していくので、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆの温度は熱破壊が懸念される低温領域まで低下することはない。その後は、ヒートシンクと冷却ファン（図示せず）による冷却機能により、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆを適正な温度範囲で継続動作させることができる。

以上の説明では、半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆはワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子であったが、これに限らず半導体スイッチング素子２４ａ〜２４ｆのいくつかをワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子とし、残りの半導体スイッチング素子をＳｉ半導体によって形成された半導体スイッチング素子としてもよい。

また、電流検出手段２６の代わりに、下アームの半導体スイッチング素子２４ｄ〜２４ｆと直流母線負側Ｎ間に抵抗（３シャント構成）を設けて、この抵抗を流れる電流を検出する電流検出手段を設けてもよい。

以上のように本実施の形態における電源装置（インバータ装置）は、実施の形態１で述べた電源装置と同様に、電源装置で使用するＳｉＣ（炭化珪素）等のワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子の素子温度が安定な動作が保証できない低温領域にある場合には、加熱用抵抗を通電させて生じる発熱により半導体スイッチング素子を加熱して、半導体スイッチング素子の温度が安定動作可能な温度領域まで変化させるようにしたので、低温環境下でのインバータ装置の起動時でも半導体スイッチング素子が熱破壊されることを防止でき、インバータ装置の通電開始可能な温度領域を拡大することができるという効果が得られる。

なお、電源装置（インバータ装置）においても、実施の形態２（コンバータ装置）ので説明したようにヒートシンク温度検出手段３１の代わりに外気温度検出手段とデータ記憶手段を設けて外気温度に基づいた起動制御をするようにできることは言うまでもない。

また、以上の実施の形態１〜３では、ＳｉＣ（炭化珪素）等のワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子を用いた電源装置について説明したが、半導体スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体に限らず、低温環境下で素子の電気抵抗が増大する半導体スイッチング素子を用いた電源装置においても同様な構成を適用することができる。

１ 交流電源、２ 整流手段、３ 加熱用抵抗、４ 半導体スイッチング素子、５ 昇圧手段、６ 平滑手段、７ リアクタ、８ 半導体スイッチング素子、９ 逆流防止ダイオード、１０ シャント抵抗、１１ 直流負荷、１２ 駆動回路、１３ 駆動回路、１４ 制御手段、１５ 出力電圧検出手段、１６ ヒートシンク温度検出手段、１７ 電流検出手段、１８ 外気温度検出手段、１９ データ記憶手段、２０ 三相交流電源、２１ 整流手段、２２ 直流電源、２３ インバータ主回路、２４ 半導体スイッチング素子、２５ 駆動回路、２６ 電流検出手段、２７ シャント抵抗、２８ 加熱用抵抗、２９ 半導体スイッチング素子、３０ 駆動回路、３１ ヒートシンク温度検出手段、３２ 制御手段、３３ ３相モータ

Claims (10)

1. １つ以上の第１の半導体スイッチング素子を有し、交流電力を直流電力に変換するコンバータ動作、若しくは直流電力を交流電力に変換するインバータ動作を行う電力変換手段と、
   前記第１の半導体スイッチング素子を加熱する為の加熱用抵抗と、
   該加熱用抵抗の導通を制御する第２の半導体スイッチング素子と、
   前記第１の半導体スイッチング素子の放熱用に設けたヒートシンクの温度若しくは外気温度を検出する温度検出手段と、
   前記温度検出手段が検出した温度を用いて、前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御する駆動信号を生成する制御手段と、
   を備えたことを特徴とする電源装置。
2. 前記制御手段は、前記温度検出手段が検出した温度が予め設定した第１の閾値温度以下である場合には、前記第２の半導体スイッチング素子をオン状態にする駆動信号を生成し、その後前記温度検出手段が検出した温度が予め設定した第２の閾値温度以上になった時に、前記第２の半導体スイッチング素子をオフ状態にする駆動信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御手段は、前記温度検出手段が検出した温度が予め設定した第１の閾値温度以下である場合には、前記第２の半導体スイッチング素子をオン状態にする駆動信号を生成し、その後予め設定した所定時間を経過後に、前記第２の半導体スイッチング素子をオフ状態にする駆動信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記温度検出手段が検出した温度に対応した閾値時間をデータとして保持するデータ記憶手段を備え、
   前記制御手段は、前記データ記憶手段に保持されている閾値時間を予め設定した所定時間として用いることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記電力変換手段は、
   交流電源の交流電圧を直流電圧に整流する整流手段と、
   直流電圧を平滑する平滑手段と、
   前記整流手段と前記平滑手段の間に接続され、昇圧リアクタ、前記第１の半導体スイッチング素子、逆流防止ダイオードからなる１つ以上の昇圧手段とを備え、
   前記加熱用抵抗及び前記第２の半導体スイッチング素子は、前記整流手段の出力端子間に直列接続されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の電源装置。
6. 前記電力変換手段は、
   直流母線間に直流電圧を出力する直流電源と、
   前記第１の半導体スイッチング素子及び該第１の半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路とをそれぞれ有する上アーム及び下アームを前記直流母線間に直列接続したインバータ主回路とを備え、
   前記加熱用抵抗及び前記第２の半導体スイッチング素子は、前記直流電源の出力端子間に直列接続されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の電源装置。
7. 前記第１の半導体スイッチング素子のいくつか若しくは全部は、ワイドバンドギャップ半導体素子によって形成されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の電源装置。
8. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項７記載の電源装置。
9. １つ以上の第１の半導体スイッチング素子を有し、交流電力を直流電力に変換するコンバータ動作、若しくは直流電力を交流電力に変換するインバータ動作を行う電力変換手段を備えた電源装置の制御方法であって、
   前記第１の半導体スイッチング素子の放熱用に設けたヒートシンクの温度若しくは外気温度が予め設定した第１の閾値温度以下である場合には、加熱用抵抗の導通を制御する第２の半導体スイッチング素子をオン状態にして前記第１の半導体スイッチング素子を加熱する工程と、
   その後前記ヒートシンクの温度若しくは外気温度が予め設定した第２の閾値温度以上になった時に、前記第２の半導体スイッチング素子をオフ状態にして前記第１の半導体スイッチング素子の加熱を停止する工程と、を備えたことを特徴とする電源装置の制御方法。
10. １つ以上の第１の半導体スイッチング素子を有し、交流電力を直流電力に変換するコンバータ動作、若しくは直流電力を交流電力に変換するインバータ動作を行う電力変換手段を備えた電源装置の制御方法であって、
    前記第１の半導体スイッチング素子の放熱用に設けたヒートシンクの温度若しくは外気温度が予め設定した第１の閾値温度以下である場合には、加熱用抵抗の導通を制御する第２の半導体スイッチング素子をオン状態にして前記第１の半導体スイッチング素子を加熱する工程と、
    その後予め設定した所定時間を経過後に、前記第２の半導体スイッチング素子をオフ状態にして前記第１の半導体スイッチング素子の加熱を停止する工程と、を備えたことを特徴とする電源装置の制御方法。

Images