WO2016103328A1 - スイッチング装置、モータ駆動装置、電力変換装置およびスイッチング方法 - Google Patents

スイッチング装置、モータ駆動装置、電力変換装置およびスイッチング方法 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a switching device, a motor driving device, a power conversion device, and a switching method for controlling a switching circuit unit.
  • switching loss at the time of switching is reduced by using a switching element having a high switching speed such as a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor).
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • Patent Document 1 a device has been proposed in which a switching element having a high switching speed and a switching element having a low switching speed but a low steady loss are connected in parallel, and the switching element is switched based on the magnitude of the load.
  • a MOSFET is exemplified as a switching element having a high switching speed
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • Patent Document 1 describes that “when the current is smaller than I1, the loss is reduced by the FET as usual, and when the current is larger than the current I1, the burden on the IGBT is increased and the increase in the loss of the FET is reduced”.
  • the collector-emitter saturation voltage is referred to as VCEsat.
  • Patent Document 1 uses a MOSFET with a high switching speed in a region where the operation load is small and a large amount of switching. Therefore, the switching loss in switching can be reduced, but the steady loss in a steady state increases. In the region where the operating load is large and the switching is low, the IGBT having a slow switching speed is used, so that the steady loss in the steady state can be reduced. Therefore, the load cannot be efficiently driven in a region where the operation load is large.
  • the present invention has been made in view of the above, and provides a switching device, a motor drive device, a power conversion device, and a switching method capable of efficiently driving a load in a region where the operation load is large from a region where the operation load is large.
  • the purpose is to provide.
  • a switching device includes a first switching element and a second switching element having a switching speed higher than that of the first switching element connected in parallel.
  • the load can be efficiently driven in a region where the operation load is large from a region where the operation load is small.
  • Configuration diagram of switching device according to Embodiment 1 The figure which uses for description about the change of the electric current by switching control of the switching apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. Configuration diagram of motor drive device according to Embodiment 2 Configuration diagram of power conversion device according to Embodiment 3
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a switching device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a change in current by switching control of the switching device 1 according to the first embodiment.
  • the switching device 1 includes a switching circuit unit 11 configured by switching elements and a control unit 12 that controls the switching elements.
  • the switching circuit unit 11 includes an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 11a as a first switching element that performs switching, and a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) 11b as a second switching element that performs switching. Connected to and configured.
  • the MOSFET 11b is a switching element that has a higher switching speed than the IGBT 11a.
  • the control unit 12 When performing the on control, the control unit 12 performs the turn-on of the IGBT 11a after the MOSFET 11b is turned on. When performing the off control, the control unit 12 performs the turn-off of the MOSFET 11b after performing the turn-off of the IGBT 11a.
  • the turn-on means that the switching element is shifted from the off state to the on state.
  • the turn-off refers to shifting the switching element from the on state to the off state.
  • the IGBT 11a has a lower VCEsat than the MOSFET 11b. Further, the MOSFET 11b has a switching loss smaller than that of the IGBT 11a.
  • FIG. 2 shows a change in the current flowing through the IGBT 11a due to turn-on and turn-off.
  • B in FIG. 2 shows a change in VCE of the switching circuit unit 11 by turn-on and turn-off.
  • C) in FIG. 2 shows a change in the current flowing through the MOSFET 11b due to turn-on and turn-off.
  • D in FIG. 2 shows a change in the current flowing through the switching circuit unit 11 due to turn-on and turn-off.
  • time t1 in FIG. 2 indicates the time until the set time elapses after the current flowing through the MOSFET 11b rises to the set value v1 based on the turn-on by the control unit 12.
  • a time t2 in FIG. 2 indicates a time until the current flowing through the IGBT 11a rises to a set value v2 based on the turn-on by the control unit 12.
  • the time required for the switching circuit unit 11 to turn on is the total time of the time t1 and the time t2.
  • the time t3 in FIG. 2 indicates the time until the set time elapses after the current flowing through the IGBT 11a drops to the set value v3 based on the off control by the control unit 12.
  • a time t4 in FIG. 2 indicates a time until the current flowing through the MOSFET 11b drops to the set value v4 based on the off control by the control unit 12.
  • the time required for the switching circuit unit 11 to turn off is the total time of time t3 and time t4.
  • the control unit 12 turns on the MOSFET 11b.
  • the control unit 12 turns on the IGBT 11a at the timing when the time t1 has passed since the MOSFET 11b is turned on and a steady current starts to flow through the MOSFET 11b.
  • the switching device 1 turns on the IGBT 11a, the current flows through the MOSFET 11b that is turned on first, and therefore the current is already flowing through the entire switching circuit 11.
  • the resistance component of the IGBT 11 a is large from when the IGBT 11 a starts to turn on until it reaches a steady state, most of the current flows through the MOSFET 11 b.
  • the VCEsat of the IGBT 11a is low in the switching device 1 when the IGBT 11a is in a steady state, the same current as that of the MOSFET 11b flows through the IGBT 11a.
  • the switching device 1 as shown in FIGS. 2A and 2C, when the IGBT 11a is in a steady state, a steady current flows through the IGBT 11a, while a steady current flowing through the MOSFET 11b decreases.
  • the control unit 12 turns off the IGBT 11a. Due to the turn-off, the resistance component of the IGBT 11a is increased. However, since the MOSFET 11b is in a steady state, the resistance component is low. Therefore, most of the current flows through the MOSFET 11b as shown in FIG.
  • control unit 12 turns off the MOSFET 11b after the IGBT 11a is turned off.
  • the MOSFET 11b having a smaller switching loss than the IGBT 11a is turned on first, so that the switching loss can be reduced.
  • the switching device 1 can reduce the current flowing through the IGBT 11a that is turned on after the MOSFET 11b, the switching loss due to the IGBT 11a can be reduced.
  • the switching device 1 since the switching device 1 has a low VCEsat of the IGBT 11a and the MOSFET 11b, the steady loss in the steady state can be reduced.
  • the MOSFET 11b is turned off after the IGBT 11a is turned off, so that almost no current flows through the IGBT 11a, and the switching loss of the IGBT 11a can be reduced.
  • the switching device 1 can reduce the switching loss when performing the off control.
  • the switching device 1 does not cause a large current to flow through the IGBT 11a and the MOSFET 11b by performing the switching control as described above on the IGBT 11a and the MOSFET 11b, the switching circuit 11 is a large switching element in order to cope with the large current. Can be reduced in size.
  • the switching device 1 since the switching device 1 has a fast on-control and off-control in the entire switching circuit unit 11 and uses a IGBT 11a and a MOSFET 11b in a steady state to flow a steady current at a low VCEsat, the switching loss and the steady loss are reduced. Thus, the load can be efficiently driven from a region where the operation load is small to a region where the operation load is large. In addition, since the switching device 1 can efficiently drive the load in the region where the operation load is large from the region where the operation load is small, the energy consumption can be reduced as compared with the conventional configuration, This has the effect of extending the life cycle and reducing the environmental impact.
  • the second switching element has been described as a MOSFET, it may be an element formed of a wide band gap semiconductor made of SiC, GaN, or diamond, or a SJMOS (Super Junction Metal-Oxide-Semiconductor).
  • a MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor
  • Embodiment 2 FIG. In the first embodiment, the configuration and operation of a switching device including a switching circuit in which two switching elements are connected in parallel have been described. In the second embodiment, the configuration and operation of a motor drive device 2 including a switching device will be described. .
  • FIG. 3 is a configuration diagram of the motor drive device 2 according to the second embodiment.
  • the motor drive device 2 includes a switching circuit unit 21 configured by switching elements, a motor unit 22 that converts electrical energy into mechanical energy, and a control unit 23 that controls the switching elements.
  • IGBTs 21a, 22a, 23a, 24a, 25a, and 26a as first switching elements and MOSFETs 21b, 22b, 23b, 24b, 25b, and 26b as second switching elements are connected in parallel.
  • One switching element group is configured, and a plurality of switching element groups are connected.
  • the motor unit 22 is driven by the switching circuit unit 21.
  • the motor unit 22 is exemplified by a three-phase motor.
  • control unit 23 selects one or a plurality of switching element groups from the switching circuit unit 21 and performs on-control, the control unit 23 performs the first switching after turning on the second switching elements constituting the selected switching element group.
  • the control unit 23 performs the first switching after turning on the second switching elements constituting the selected switching element group.
  • the element is turned on and turned off, the first switching element constituting the selected switching element group is turned off and then the second switching element is turned off.
  • the IGBTs 21a, 22a, 23a, 24a, 25a, and 26a are composed of switching elements having a low VCEsat and a slower switching speed than the MOSFETs 21b, 22b, 23b, 24b, 25b, and 26b.
  • the MOSFETs 21b, 22b, 23b, 24b, 25b, and 26b are composed of switching elements having a low VCEsat and a faster switching speed than the IGBTs 21a, 22a, 23a, 24a, 25a, and 26a.
  • the IGBT 21a and the MOSFET 21b, the IGBT 22a and the MOSFET 22b, the IGBT 23a and the MOSFET 23b are connected in parallel.
  • the collector terminals of the IGBTs 21a, 22a, and 23a and the drain terminals of the MOSFETs 21b, 22b, and 23b are connected to the positive side of a DC power supply (not shown), the emitter terminals of the IGBTs 21a, 22a, and 23a, and the sources of the MOSFETs 21b, 22b, and 23b.
  • the terminal is connected to the motor 22.
  • the IGBT 24a and the MOSFET 24b, the IGBT 25a and the MOSFET 25b, the IGBT 26a and the MOSFET 26b are connected in parallel.
  • the collector terminals of the IGBTs 24a, 25a and 26a and the drain terminals of the MOSFETs 24b, 25b and 26b are connected to the motor 22, and the emitter terminals of the IGBTs 24a, 25a and 26a and the source terminals of the MOSFETs 24b, 25b and 26b are not shown. Connected to the negative side of the DC power supply.
  • the motor drive device 2 follows the on control and the off control described with reference to FIG. 2 in the first embodiment, and the IGBTs 21 a, 22 a, 23 a, 24 a, 25 a, 26 a and the MOSFETs 21 b, 22 b, Since switching control of 23b, 24b, 25b, and 26b is performed, it is not necessary to pass a large current through the IGBTs 21a, 22a, 23a, 24a, 25a, and 26a and the MOSFETs 21b, 22b, 23b, 24b, 25b, and 26b. In order to cope with the current, it is not necessary to configure the switching circuit 21 with a large switching element, and the size can be reduced.
  • the motor drive device 2 has a fast on-control and off-control in the entire switching circuit unit 21, and in a steady state, the IGBTs 21a, 22a, 23a, 24a, 25a, 26a and the MOSFETs 21b, 22b, 23b, 24b, 25b, Since the steady current is caused to flow at a low VCEsat by using 26b, the switching loss and the steady loss can be reduced, and the motor 22 can be efficiently driven in the region where the operation load is large from the region where the operation load is small. Further, since the motor drive device 2 can efficiently drive the motor 22 in a region where the operation load is large from a region where the operation load is large, energy consumption can be reduced as compared with the conventional configuration. This also has the effect of extending the product life cycle and reducing the environmental impact.
  • the load state or the temperature state is detected, and the drive control of the motor is performed based on the detection result.
  • the motor drive device 2 since the switching operation can be performed in the same switching operation from the small current region where the load is small to the large current region where the load is large, it is not necessary to detect the load state or the temperature state. By performing on control and off control, switching loss and steady loss can be reduced.
  • Embodiment 3 In the first embodiment, the configuration and operation of a switching device including a switching circuit in which two switching elements are connected in parallel have been described. In the third embodiment, the configuration and operation of a power conversion device 3 including a switching device will be described. .
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the power conversion device 3 according to the third embodiment.
  • the power conversion device 3 is boosted by a rectifier circuit unit 31 that rectifies alternating current output from the alternating current power supply unit 4 into direct current, a booster circuit unit 32 that boosts the voltage, and a control unit 33 that controls the booster circuit unit 32. And a smoothing circuit unit 34 for smoothing the voltage.
  • the power conversion device 3 converts AC power output from the AC power supply unit 4 into DC power, and supplies the converted DC power to the DC load 5.
  • the rectifier circuit unit 32 is disposed in front of the switching circuit unit 31.
  • the smoothing circuit unit 34 is disposed at the subsequent stage of the switching circuit unit 31.
  • the step-up circuit unit 32 converts electrical energy into magnetic energy and stores it, and discharges the stored magnetic energy, a diode 42 that prevents backflow of current, and a switching circuit unit 43 that includes switching elements. With.
  • the reactor 41 is connected to the plus side of the rectifier circuit unit 31.
  • the diode 42 is connected to the output side of the reactor 41.
  • a smoothing circuit unit 34 is connected to the cathode side of the diode 42.
  • the switching circuit unit 43 is connected between a connection point between the output side of the reactor 42 and the anode side of the diode 42 and the minus side of the rectifying circuit unit 31.
  • the switching circuit unit 43 has the same configuration as the switching circuit unit 11 described in the first embodiment, and an IGBT 43a as a first switching element that performs switching and a MOSFET 43b as a second switching element that performs switching are in parallel. It is connected.
  • the IGBT 43a is composed of switching elements having a low VCEsat and a slower switching speed than the MOSFET 43b.
  • the MOSFET 43b is composed of an element having a low VCEsat and a faster switching speed than the IGBT 43a.
  • the control unit 33 controls the voltage across the smoothing circuit unit 34 to be a set DC voltage, and the current output from the AC power supply unit 4 is a sine in phase with the voltage output from the AC power supply unit 4. Power factor correction control is performed by controlling the switching circuit unit 43 so as to be a wave.
  • control unit 33 performs switching control of the IGBT 43a and the MOSFET 43b in accordance with the on control and the off control described with reference to FIG. Do.
  • the power conversion device 3 does not require a large current to flow through the IGBT 43a and the MOSFET 43b in the power factor correction control, it is not necessary to configure the switching circuit unit 43 with a large switching element to cope with the large current, and the power conversion device 3 can be downsized. can do.
  • the power conversion device 3 has a fast ON control and an OFF control in the entire switching circuit unit 43 and allows a steady current to flow at a low VCEsat by using the IGBT 43a and the MOSFET 43b in a steady state, the switching loss and the steady loss are reduced.
  • the DC load 5 can be efficiently driven in a region where the operation load is large from a region where the operation load is large.
  • the power converter 3 can drive the DC load 5 efficiently in a region where the operation load is large from a region where the operation load is large, energy consumption can be reduced as compared with the conventional configuration. It can also increase the product life cycle and, as a result, reduce the environmental impact.
  • the state or temperature state of the DC load 5 is detected, and power factor improvement control is performed based on the detection result.
  • the switching operation can be performed in the same switching operation from the small current region where the load is small to the large current region where the load is large, it is not necessary to detect the state of the DC load 5 or the temperature state.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

Abstract

　ＩＧＢＴ１１ａと、ＩＧＢＴ１１ａよりもスイッチング速度が速いＭＯＳＦＥＴ１１ｂとが並列に接続されて構成されるスイッチング回路部１１と、オン制御を行う場合、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂのターンオンを行った後にＩＧＢＴ１１ａのターンオンを行い、オフ制御を行う場合、ＩＧＢＴ１１ａのターンオフを行った後にＭＯＳＦＥＴ１１ｂのターンオフを行う制御部１２とを備えるスイッチング装置１を提供する。これにより、低負荷から高負荷の運転範囲において負荷を効率的に駆動することが可能になる。

Description

スイッチング装置、モータ駆動装置、電力変換装置およびスイッチング方法
　本発明は、スイッチング回路部の制御を行うスイッチング装置、モータ駆動装置、電力変換装置およびスイッチング方法に関する。
　電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のようなスイッチングスピードが速いスイッチング素子を用いることによりスイッチングの際のスイッチング損失を低減させている。
　また、スイッチングスピードの速いスイッチング素子と、スイッチングスピードが遅いが定常損失の低いスイッチング素子とを並列に接続し、負荷の大きさに基づいてスイッチング素子を切り替える装置が提案されている（下記特許文献１）。なお、特許文献１では、スイッチングスピードの速いスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴが例示され、スイッチングスピードが遅いが定常損失の低いスイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が例示されている。
　特許文献１には、「電流Ｉ１より小さいときは従来どおりＦＥＴで損失を小さくし、電流Ｉ１より大きいときはＩＧＢＴに負担を大きくさせＦＥＴの損失増加を小さく」することが記載されている。
特開平１０－８０１５２号公報
　ところで、電力変換装置に用いられているＩＧＢＴは、コレクタエミッタ間飽和電圧が大きいと、定常状態におけるコレクタエミッタ間飽和電圧による損失が大きくなってしまう。そのため、定常状態における損失を低減させるのに、コレクタエミッタ間飽和電圧が低いスイッチング素子が必要とされている。以下では、コレクタエミッタ間飽和電圧は、ＶＣＥｓａｔと称する。
　近年、スイッチングスピードが速く、ＶＣＥｓａｔの低いスイッチング素子が開発されているが、大電流に対応させようとすると、スイッチング素子のサイズを大きくする必要があり、価格が高くなってしまう。
　また、従来から、低コストでＶＣＥｓａｔが低く大電流を流せるスイッチング素子は存在するが、高耐圧のスイッチング素子の場合、ＶＣＥｓａｔが低いと、スイッチングスピードが遅く、ターンオンまたはターンオフの際のスイッチング損失が大きいという問題がある。
　上述した特許文献１は、運転負荷が小さくスイッチングの多い領域において、スイッチングスピードの速いＭＯＳＦＥＴを使用するので、スイッチングにおけるスイッチング損失を低減することができるが、定常状態における定常損失が増大し、一方、運転負荷が大きくスイッチングが少ない領域において、スイッチングスピードの遅いＩＧＢＴを利用するので、定常状態における定常損失を低減することができるが、スイッチング時におけるスイッチング損失が増大する問題があり、運転負荷が小さい領域から運転負荷が大きい領域において負荷を効率的に駆動することができない。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、運転負荷が小さい領域から運転負荷が大きい領域において負荷を効率的に駆動することができるスイッチング装置、モータ駆動装置、電力変換装置およびスイッチング方法を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るスイッチング装置は、第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子よりもスイッチング速度が速い第２スイッチング素子とが並列に接続されて構成されるスイッチング回路部と、オン制御を行う場合、前記第２スイッチング素子のターンオンを行った後に前記第１スイッチング素子のターンオンを行い、オフ制御を行う場合、前記第１スイッチング素子のターンオフを行った後に前記第２スイッチング素子のターンオフを行う制御部とを備える。
　本発明によれば、運転負荷が小さい領域から運転負荷が大きい領域において負荷を効率的に駆動することができる。
実施の形態１に係るスイッチング装置の構成図 実施の形態１に係るスイッチング装置のスイッチング制御による電流の変化についての説明に供する図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成図 実施の形態３に係る電力変換装置の構成図
　以下に、本発明の実施の形態に係るスイッチング装置、モータ駆動装置、電力変換装置およびスイッチング方法を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るスイッチング装置１の構成図である。図２は、実施の形態１に係るスイッチング装置１のスイッチング制御による電流の変化についての説明に供する図である。
　スイッチング装置１は、スイッチング素子により構成されているスイッチング回路部１１と、スイッチング素子を制御する制御部１２とを備える。
　スイッチング回路部１１は、スイッチングを行う第１スイッチング素子としてのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１１ａと、スイッチングを行う第２スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１１ｂとが並列に接続されて構成されている。また、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂは、ＩＧＢＴ１１ａよりも、スイッチング速度が速いスイッチング素子である。
　制御部１２は、オン制御を行う場合、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂのターンオンを行った後にＩＧＢＴ１１ａのターンオンを行い、オフ制御を行う場合、ＩＧＢＴ１１ａのターンオフを行った後にＭＯＳＦＥＴ１１ｂのターンオフを行う。ターンオンとは、スイッチング素子をオフ状態からオン状態に移行させることをいう。ターンオフとは、スイッチング素子をオン状態からオフ状態に移行することをいう。
　ＩＧＢＴ１１ａは、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂよりもＶＣＥｓａｔが低い。また、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂは、ＩＧＢＴ１１ａよりもスイッチング損失が小さい。
　ここで、スイッチング装置１の具体的な動作について図２を参照しながら説明する。なお、図２中の（ａ）は、ターンオンおよびターンオフによりＩＧＢＴ１１ａに流れる電流の変化を示している。図２中の（ｂ）は、ターンオンおよびターンオフによりスイッチング回路部１１のＶＣＥの変化を示している。図２中の（ｃ）は、ターンオンおよびターンオフによりＭＯＳＦＥＴ１１ｂに流れる電流の変化を示している。図２中の（ｄ）は、ターンオンおよびターンオフによりスイッチング回路部１１に流れる電流の変化を示している。
　また、図２中の時間ｔ１は、制御部１２によるターンオンに基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂに流れる電流が設定された値ｖ１まで上昇した後、設定された時間が経過するまでの時間を示している。図２中の時間ｔ２は、制御部１２によるターンオンに基づいて、ＩＧＢＴ１１ａに流れる電流が設定された値ｖ２まで上昇するまでの時間を示している。スイッチング回路部１１がターンオンに要する時間は、時間ｔ１と時間ｔ２の合計時間である。
　図２中の時間ｔ３は、制御部１２によるオフ制御に基づいて、ＩＧＢＴ１１ａに流れる電流が設定された値ｖ３まで下降した後、設定された時間が経過するまでの時間を示している。図２中の時間ｔ４は、制御部１２によるオフ制御に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂに流れる電流が設定された値ｖ４まで下降するまでの時間を示している。スイッチング回路部１１がターンオフに要する時間は、時間ｔ３と時間ｔ４の合計時間である。
　まず、オン制御について説明する。制御部１２は、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂをターンオンする。制御部１２は、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂをターンオンしてから時間ｔ１が経過し、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂに定常電流が流れ始めたタイミングでＩＧＢＴ１１ａをターンオンする。
　上述したように、スイッチング装置１は、ＩＧＢＴ１１ａをターンオンするときには、先にターンオンしているＭＯＳＦＥＴ１１ｂに電流が流れているため、スイッチング回路１１全体ではすでに電流が流れている。
　また、スイッチング装置１は、ＩＧＢＴ１１ａがターンオンし始めてから定常状態になるまでの間は、ＩＧＢＴ１１ａの抵抗成分が大きいため、殆どの電流はＭＯＳＦＥＴ１１ｂに流れる。
　また、スイッチング装置１は、ＩＧＢＴ１１ａが定常状態になると、ＩＧＢＴ１１ａのＶＣＥｓａｔが低いため、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂと同じ電流がＩＧＢＴ１１ａに流れる。スイッチング装置１は、図２（ａ）、（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ１１ａが定常状態になると、ＩＧＢＴ１１ａにも定常電流が流れる一方、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂに流れていた定常電流が小さくなる。
　次に、オフ制御を行う場合について説明する。制御部１２は、ＩＧＢＴ１１ａをターンオフする。ターンオフにより、ＩＧＢＴ１１ａの抵抗成分は、高くなる。しかし、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂは、定常状態にあるので抵抗成分が低い。よって、殆どの電流は、図２（ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂに流れる。
　そして、制御部１２は、ＩＧＢＴ１１ａがオフになった後にＭＯＳＦＥＴ１１ｂをターンオフする。
　よって、スイッチング装置１は、オン制御を行う場合、ＩＧＢＴ１１ａよりもスイッチング損失が小さいＭＯＳＦＥＴ１１ｂを先にターンオンするため、スイッチング損失を小さくすることができる。
　また、スイッチング装置１は、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂの後にターンオンするＩＧＢＴ１１ａに流れる電流を小さくできるので、ＩＧＢＴ１１ａによるスイッチング損失を小さくすることができる。
　また、スイッチング装置１は、ＩＧＢＴ１１ａおよびＭＯＳＦＥＴ１１ｂのＶＣＥｓａｔが低いため、定常状態における定常損失も小さくすることができる。
　また、スイッチング装置１は、オフ制御を行う場合、ＩＧＢＴ１１ａをターンオフした後に、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂをターンオフするので、ＩＧＢＴ１１ａに電流が殆ど流れず、ＩＧＢＴ１１ａのスイッチング損失を小さくすることができる。
　また、スイッチング装置１は、ＩＧＢＴ１１ａの後にターンオフするＭＯＳＦＥＴ１１ｂのスイッチング損失が小さいので、オフ制御を行うときのスイッチング損失を小さくすることができる。
　また、スイッチング装置１は、ＩＧＢＴ１１ａおよびＭＯＳＦＥＴ１１ｂを上述のようなスイッチング制御を行うことにより、ＩＧＢＴ１１ａおよびＭＯＳＦＥＴ１１ｂに大電流を流さなくてすむので、大電流に対応するために大型のスイッチング素子でスイッチング回路１１を構成する必要がなく、小型化することができる。
　さらに、スイッチング装置１は、スイッチング回路部１１全体で、オン制御およびオフ制御が速く、かつ、定常状態においてＩＧＢＴ１１ａおよびＭＯＳＦＥＴ１１ｂを用いることによって低いＶＣＥｓａｔで定常電流を流すので、スイッチング損失および定常損失を低減することができ、運転負荷が小さい領域から運転負荷が大きい領域において負荷を効率的に駆動することができる。また、スイッチング装置１は、運転負荷が小さい領域から運転負荷が大きい領域において負荷を効率的に駆動することができるので、従来の構成に比して、エネルギー消費量を削減することができ、製品のライフサイクルを伸ばし、結果、環境負荷を低減する効果もある。
　なお、第２スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴとして説明したが、ＳｉＣ、ＧａＮ、またはダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ半導体で形成された素子、またはＳＪＭＯＳ（Ｓｕｐｅｒ　Ｊｕｎｃｔｉｏｎ　Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）でもよい。
実施の形態２．
　実施の形態１では二つのスイッチング素子を並列に接続したスイッチング回路を備えるスイッチング装置の構成と動作について説明したが、実施の形態２では、スイッチング装置を備えるモータ駆動装置２の構成と動作について説明する。
　図３は、実施の形態２に係るモータ駆動装置２の構成図である。モータ駆動装置２は、スイッチング素子により構成されているスイッチング回路部２１と、電気エネルギーを機械エネルギーに変換するモータ部２２と、スイッチング素子を制御する制御部２３とを備える。
　スイッチング回路部２１は、第１スイッチング素子としてのＩＧＢＴ２１ａ、２２ａ、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａと第２スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ２１ｂ、２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ、２５ｂ、２６ｂとが並列に接続されることにより一のスイッチング素子群を構成し、スイッチング素子群が複数個接続されることにより構成される。
　モータ部２２は、スイッチング回路部２１により駆動される。モータ部２２は、三相電動機が例示される。
　制御部２３は、スイッチング回路部２１の中から一又は複数のスイッチング素子群を選択し、オン制御を行う場合、選択したスイッチング素子群を構成する第２スイッチング素子のターンオンを行った後に第１スイッチング素子のターンオンを行い、オフ制御を行う場合、選択したスイッチング素子群を構成する第１スイッチング素子のターンオフを行った後に第２スイッチング素子のターンオフを行う。
　ここで、モータ駆動装置２の詳細な構成について説明する。
　ＩＧＢＴ２１ａ、２２ａ、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａは、ＶＣＥｓａｔが低く、ＭＯＳＦＥＴ２１ｂ、２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ、２５ｂ、２６ｂよりもスイッチングスピードが遅いスイッチング素子で構成されている。
　ＭＯＳＦＥＴ２１ｂ、２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ、２５ｂ、２６ｂは、ＶＣＥｓａｔが低く、ＩＧＢＴ２１ａ、２２ａ、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａよりもスイッチングスピードが速いスイッチング素子で構成されている。
　また、ＩＧＢＴ２１ａおよびＭＯＳＦＥＴ２１ｂ、ＩＧＢＴ２２ａおよびＭＯＳＦＥＴ２２ｂ、ＩＧＢＴ２３ａおよびＭＯＳＦＥＴ２３ｂは、並列に接続されている。
　ＩＧＢＴ２１ａ、２２ａ、２３ａのコレクタ端子と、ＭＯＳＦＥＴ２１ｂ、２２ｂ、２３ｂのドレイン端子とは、不図示の直流電源のプラス側に接続され、ＩＧＢＴ２１ａ、２２ａ、２３ａのエミッタ端子と、ＭＯＳＦＥＴ２１ｂ、２２ｂ、２３ｂのソース端子は、モータ２２に接続される。
　また、ＩＧＢＴ２４ａおよびＭＯＳＦＥＴ２４ｂ、ＩＧＢＴ２５ａおよびＭＯＳＦＥＴ２５ｂ、ＩＧＢＴ２６ａおよびＭＯＳＦＥＴ２６ｂは、並列に接続されている。
　ＩＧＢＴ２４ａ、２５ａ、２６ａのコレクタ端子と、ＭＯＳＦＥＴ２４ｂ、２５ｂ、２６ｂのドレイン端子とは、モータ２２に接続され、ＩＧＢＴ２４ａ、２５ａ、２６ａのエミッタ端子と、ＭＯＳＦＥＴ２４ｂ、２５ｂ、２６ｂのソース端子は、不図示の直流電源のマイナス側に接続されている。
　モータ駆動装置２は、モータ２２を駆動するために、実施の形態１において図２を用いて説明したオン制御およびオフ制御にしたがって、ＩＧＢＴ２１ａ、２２ａ、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａとＭＯＳＦＥＴ２１ｂ、２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ、２５ｂ、２６ｂのスイッチングとをスイッチング制御するので、ＩＧＢＴ２１ａ、２２ａ、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａおよびＭＯＳＦＥＴ２１ｂ、２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ、２５ｂ、２６ｂに大電流を流さなくてすむので、大電流に対応するために大型のスイッチング素子でスイッチング回路２１を構成する必要がなく、小型化することができる。
　さらに、モータ駆動装置２は、スイッチング回路部２１全体で、オン制御およびオフ制御が速く、かつ、定常状態においてＩＧＢＴ２１ａ、２２ａ、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａおよびＭＯＳＦＥＴ２１ｂ、２２ｂ、２３ｂ、２４ｂ、２５ｂ、２６ｂを用いることによって低いＶＣＥｓａｔで定常電流を流すので、スイッチング損失および定常損失を低減することができ、運転負荷が小さい領域から運転負荷が大きい領域においてモータ２２を効率的に駆動することができる。また、モータ駆動装置２は、運転負荷が小さい領域から運転負荷が大きい領域においてモータ２２を効率的に駆動することができるので、従来の構成に比して、エネルギー消費量を削減することができ、製品のライフサイクルを伸ばし、結果、環境負荷を低減する効果もある。
　また、従来の装置では、負荷の状態または温度状態を検出し、検出結果に基づいてモータの駆動制御を行っていた。モータ駆動装置２では、スイッチング動作を負荷が小さい小電流の領域から負荷が大きい大電流の領域まで、同じスイッチング動作で行うことができるため、負荷の状態または温度状態の検出を不要とし、上述したオン制御およびオフ制御を行うことにより、スイッチング損失および定常損失を低減することができる。
実施の形態３．
　実施の形態１では二つのスイッチング素子を並列に接続したスイッチング回路を備えるスイッチング装置の構成と動作について説明したが、実施の形態３では、スイッチング装置を備える電力変換装置３の構成と動作について説明する。
　図４は、実施の形態３に係る電力変換装置３の構成図である。電力変換装置３は、交流電源部４から出力された交流を直流に整流する整流回路部３１と、電圧を昇圧する昇圧回路部３２と、昇圧回路部３２を制御する制御部３３と、昇圧された電圧を平滑する平滑回路部３４とを備える。電力変換装置３は、交流電源部４から出力された交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を直流負荷５に供給する。
　図４に示すように、整流回路部３２は、スイッチング回路部３１の前段に配置される。平滑回路部３４は、スイッチング回路部３１の後段に配置される。
　昇圧回路部３２は、電気エネルギーを磁気エネルギーに変換して蓄積し、蓄積した磁気エネルギーを放出するリアクタ４１と、電流の逆流を防止するダイオード４２と、スイッチング素子により構成されているスイッチング回路部４３とを備える。
　リアクタ４１は、整流回路部３１のプラス側に接続される。ダイオード４２は、リアクタ４１の出力側に接続される。ダイオード４２のカソード側には、平滑回路部３４が接続される。スイッチング回路部４３は、リアクタ４２の出力側とダイオード４２のアノード側との接続点と、整流回路部３１のマイナス側との間に接続される。
　スイッチング回路部４３は、実施の形態１で説明したスイッチング回路部１１と同様の構成であり、スイッチングを行う第１スイッチング素子としてのＩＧＢＴ４３ａと、スイッチングを行う第２スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ４３ｂとが並列に接続されている。
　ＩＧＢＴ４３ａは、ＶＣＥｓａｔが低く、ＭＯＳＦＥＴ４３ｂよりもスイッチングスピードが遅いスイッチング素子で構成されている。
　ＭＯＳＦＥＴ４３ｂは、ＶＣＥｓａｔが低く、ＩＧＢＴ４３ａよりもスイッチングスピードが速い素子で構成されている。
　制御部３３は、平滑回路部３４の両端電圧が、設定された直流電圧になるように制御し、交流電源部４から出力される電流が交流電源部４から出力される電圧と同位相の正弦波になるように、スイッチング回路部４３を制御することにより、力率改善制御を行う。
　制御部３３は、直流負荷５を駆動するために、実施の形態１において図２を用いて説明したオン制御およびオフ制御にしたがって、ＩＧＢＴ４３ａとＭＯＳＦＥＴ４３ｂとをスイッチング制御することにより、力率改善制御を行う。
　電力変換装置３は、力率改善制御において、ＩＧＢＴ４３ａおよびＭＯＳＦＥＴ４３ｂに大電流を流さなくてすむので、大電流に対応するために大型のスイッチング素子でスイッチング回路部４３を構成する必要がなく、小型化することができる。
　さらに、電力変換装置３は、スイッチング回路部４３全体で、オン制御およびオフ制御が速く、かつ、定常状態においてＩＧＢＴ４３ａおよびＭＯＳＦＥＴ４３ｂを用いることによって低いＶＣＥｓａｔで定常電流を流すので、スイッチング損失および定常損失を低減することができ、運転負荷が小さい領域から運転負荷が大きい領域において直流負荷５を効率的に駆動することができる。また、電力変換装置３は、運転負荷が小さい領域から運転負荷が大きい領域において直流負荷５を効率的に駆動することができるので、従来の構成に比して、エネルギー消費量を削減することができ、製品のライフサイクルを伸ばし、結果、環境負荷を低減する効果もある。
　また、従来の装置では、直流負荷５の状態または温度状態を検出し、検出結果に基づいて力率改善制御を行っていた。電力変換装置３では、スイッチング動作を負荷が小さい小電流の領域から負荷が大きい大電流の領域まで、同じスイッチング動作で行うことができるため、直流負荷５の状態または温度状態の検出を不要とし、上述したオン制御およびオフ制御を行うことにより、力率改善制御の際のスイッチング損失および定常損失を低減することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　スイッチング装置、２　モータ駆動装置、３　電力変換装置、４　交流電源部、５　直流負荷、１１，２１，４３　スイッチング回路部、１２，２３　制御部、１１ａ，２１ａ，２２ａ，２３ａ，２４ａ，２５ａ，２６ａ，４３ａ　ＩＧＢＴ、１１ｂ，２１ｂ，２２ｂ，２３ｂ，２４ｂ，２５ｂ，２６ｂ，４３ｂ　ＭＯＳＦＥＴ、２２　モータ部、３１　整流回路部、３２　昇圧回路部、３３　制御部、３４　平滑回路部。

Claims (5)

  1. 　第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子よりもスイッチング速度が速い第２スイッチング素子とが並列に接続されて構成されるスイッチング回路部と、
    　オン制御を行う場合、前記第２スイッチング素子のターンオンを行った後に前記第１スイッチング素子のターンオンを行い、オフ制御を行う場合、前記第１スイッチング素子のターンオフを行った後に前記第２スイッチング素子のターンオフを行う制御部とを備えるスイッチング装置。
  2. 　前記第１スイッチング素子は、前記第２スイッチング素子よりもコレクタエミッタ間飽和電圧が低く、
    　前記第２スイッチング素子は、前記第１スイッチング素子よりもスイッチング損失が小さい請求項１記載のスイッチング装置。
  3. 　請求項１記載のスイッチング装置を備えるモータ駆動装置であって、
    　前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子が並列に接続されることにより一のスイッチング素子群を構成し、前記スイッチング素子群が複数個接続されることにより構成されるスイッチング回路部と、
    　前記スイッチング回路部により駆動されるモータ部とを備え、
    　前記スイッチング装置の制御部は、前記スイッチング回路部の中から一又は複数のスイッチング素子群を選択し、オン制御を行う場合、選択したスイッチング素子群を構成する第２スイッチング素子のターンオンを行った後に第１スイッチング素子のターンオンを行い、オフ制御を行う場合、選択したスイッチング素子群を構成する第１スイッチング素子のターンオフを行った後に第２スイッチング素子のターンオフを行うモータ駆動装置。
  4. 　請求項１記載のスイッチング装置を備える電力変換装置であって、
    　前記スイッチング装置のスイッチング回路部の前段に配置される整流回路部と、
    　前記スイッチング回路部の後段に配置される平滑回路部とを備える電力変換装置。
  5. 　第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子よりも、スイッチング速度が速い第２スイッチング素子とが並列に接続されて構成されるスイッチング回路部を備えるスイッチング装置のスイッチング方法において、
    　オン制御を行う場合、
    　　前記第２スイッチング素子のターンオンを行う第１工程と、
    　　前記第１工程の後に前記第１スイッチング素子のターンオンを行う第２工程と、
    　オフ制御を行う場合、
    　　前記第１スイッチング素子のターンオフを行う第３工程と、
    　　前記第３工程の後に前記第２スイッチング素子のターンオフを行う第４工程とを有するスイッチング方法。
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